JP2024005754A - 直列キャパシタ降圧コンバータおよびそのコントローラ回路および制御方法 - Google Patents

直列キャパシタ降圧コンバータおよびそのコントローラ回路および制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】直列キャパシタと接続されるローサイドの第２スイッチに印加される電圧を抑制する。【解決手段】コントローラＩＣ２００は、直列キャパシタ降圧コンバータ１００を制御する。コントローラＩＣ２００は、第１スイッチＳ１および第４スイッチＳ４がオンである第１状態φ１と、第２スイッチＳ２および第４スイッチＳ４がオンである第２状態φ２をデッドタイムＴＤ１，ＴＤ２を挟みながら交互にスイッチングする。コントローラＩＣ２００は、第１状態φ１から第２状態φ２に遷移する間のデッドタイムＴＤ１において、第１インダクタＩＬ１の電流の向きが反転するより前に、第２スイッチＳ２を第３スイッチＳ３に先行してターンオンする。【選択図】図１

Description

本開示は、直列キャパシタコンバータに関する。
入力電圧よりも低い電圧を生成するために、降圧機能を持つＤＣ／ＤＣコンバータが使用される。降圧機能を持つＤＣ／ＤＣコンバータとしては、降圧（Ｂｕｃｋ）型、昇降圧型、Ｃｕｋ型、Ｚｅｔａ型、Ｓｅｐｉｃ型などが知られている。
用途によっては、降圧コンバータのバリエーションであるインタリーブ型や直列キャパシタ（Series Capacitor）型が採用される。インタリーブ型は、Ｂｕｃｋコンバータを並列に接続し、入力同士、出力同士を共通に接続したものである。複数のＢｕｃｋコンバータがインタリーブ動作することにより、高効率動作が実現される。インタリーブ型は、通常のバックコンバータと同じ降圧比を有する。
直列キャパシタ型の降圧コンバータは、フェーズ数が２であるインタリーブ型の修正と考えることができ、直列キャパシタが追加された構成を有する。直列キャパシタ型の降圧コンバータは、降圧比をインタリーブ型の１／２倍と小さくできるため、小さな降圧比が必要なアプリケーションに適している。
Stefano Saggini, Shuai Jiang, Mario Ursino, Chenhao Nan, "A 99% Efficient Dual-Phase Resonant Switched-Capacitor-Buck Converter for 48 V Data Center Bus Conversions", 2019 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC)
本開示は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、直列キャパシタ型の降圧コンバータを構成するトランジスタに印加される電圧を抑制可能なコントローラ回路の提供にある。
本開示のある態様は、直列キャパシタ降圧コンバータのコントローラ回路に関する。直列キャパシタ降圧コンバータは、入力ラインおよび出力ラインと、第１端が入力ラインと接続された第１スイッチと、それぞれの第１端が出力ラインと接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含むカップルドインダクタと、第１インダクタの第２端と接地の間に接続された第２スイッチと、第１スイッチの第２端と第１インダクタの第２端の間に接続された直列キャパシタと、第１スイッチの第２端と第２インダクタの第２端の間に接続された第３スイッチと、第２インダクタの第２端と接地の間に接続された第４スイッチと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、を備える。コントローラ回路は、第１スイッチおよび第４スイッチがオンである第１状態と、第２スイッチおよび第４スイッチがオンである第２状態をデッドタイムを挟みながら交互にスイッチングし、第１状態から第２状態に遷移する間のデッドタイムにおいて、第１インダクタの電流の向きが反転するより前に、第２スイッチをターンオンする。
本開示の別の態様は、直列キャパシタ降圧コンバータの制御方法に関する。直列キャパシタ降圧コンバータは、入力ラインおよび出力ラインと、第１端が入力ラインと接続された第１スイッチと、それぞれの第１端が出力ラインと接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含むカップルドインダクタと、第１インダクタの第２端と接地の間に接続された第２スイッチと、第１スイッチの第２端と第１インダクタの第２端の間に接続された直列キャパシタと、第１スイッチの第２端と第２インダクタの第２端の間に接続された第３スイッチと、第２インダクタの第２端と接地の間に接続された第４スイッチと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、を備える。制御方法は、第１スイッチおよび第４スイッチがオンである第１状態と、第２スイッチおよび第４スイッチがオンである第２状態をデッドタイムを挟みながら交互にスイッチングする第１ステップと、第１状態から第２状態に遷移する間のデッドタイムにおいて、第１インダクタの電流の向きが反転するより前に、第２スイッチをターンオンする第２ステップと、を備える。
なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明あるいは本開示の態様として有効である。さらに、この項目（課題を解決するための手段）の記載は、本発明の欠くべからざるすべての特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。
本開示のある態様によれば、第４スイッチに印加される電圧を抑制できる。
図１は、実施形態に係る直列キャパシタ降圧コンバータの回路図である。 図２は、第１状態φ１における直列キャパシタ降圧コンバータ（主回路）の等価回路図である。 図３は、第２状態φ２における直列キャパシタ降圧コンバータ（主回路）の等価回路図である。 図４は、直列キャパシタ降圧コンバータの電流波形図である。 図５は、直列キャパシタ降圧コンバータの電流波形図である。 図６は、デッドタイムを考慮した直列キャパシタ降圧コンバータの動作を説明するタイムチャートである。 図７は、直列キャパシタ降圧コンバータの動作を説明するタイムチャートである。 図８は、デッドタイムＴＤ１における各ノードの電圧および電流を示す回路図である。 図９は、直列キャパシタ降圧コンバータにおいて生じうる問題を説明するタイムチャートである。 図１０は、区間Ｔｃにおける各ノードの電圧および電流を示す回路図である。 図１１は、実施形態に係るコントローラＩＣによる直列キャパシタ降圧コンバータの制御を説明するタイムチャートである。 図１２は、第２スイッチがオンであり、ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０である区間Ｔｃ’における各ノードの電圧および電流を示す図である。 図１３は、実施形態に係るコントローラＩＣの構成例を示す回路図である。 図１４は、タイミング発生器の動作を説明する波形図である。 図１５は、直列キャパシタ降圧コンバータを備える電子機器の一例を示す図である。
（実施形態の概要）
本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。
一実施形態に係るコントローラ回路は、直列キャパシタ降圧コンバータを制御する。直列キャパシタ降圧コンバータは、入力ラインおよび出力ラインと、第１端が入力ラインと接続された第１スイッチと、それぞれの第１端が出力ラインと接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含むカップルドインダクタと、第１インダクタの第２端と接地の間に接続された第２スイッチと、第１スイッチの第２端と第１インダクタの第２端の間に接続された直列キャパシタと、第１スイッチの第２端と第２インダクタの第２端の間に接続された第３スイッチと、第２インダクタの第２端と接地の間に接続された第４スイッチと、出力ラインと接続された出力キャパシタと、を備える。コントローラ回路は、第１スイッチおよび第４スイッチがオンである第１状態と、第２スイッチおよび第４スイッチがオンである第２状態をデッドタイムを挟みながら交互にスイッチングし、第１状態から第２状態に遷移する間のデッドタイムにおいて、第１インダクタの電流の向きが反転するより前に、第２スイッチをターンオンする。
デッドタイムにおいて、第１インダクタの電流の向きが、出力キャパシタに流れ込む向きから、それと反対向きに反転すると、第２スイッチのドレイン電圧が上昇し、第３スイッチと第１スイッチの接続ノードの電圧が、入力電圧付近まで上昇する。その結果、第２インダクタに流れる電流によって、第４スイッチの容量が充電され、第４スイッチのドレインソース間電圧が入力電圧付近まで高くなる。上記構成では、第１インダクタの電流の向きが反転する前に、第２スイッチをオンすることで、第２スイッチのドレイン電圧の上昇を抑制し、第４スイッチのドレイン電圧の上昇を抑制できる。
一実施形態において、コントローラ回路は、デッドタイムにおいて、直列キャパシタと第２スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を下回ると、第２スイッチをターンオンしてもよい。これにより、第１インダクタの電流の向きが反転する前に、第２スイッチをターンオンできる。
一実施形態において、コントローラ回路は、デッドタイムにおいて、第３スイッチと第４スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を超えると、第２スイッチをターンオンしてもよい。これにより、第１インダクタの電流の向きが反転する前に、第２スイッチをターンオンできる。
一実施形態において、コントローラ回路は、デッドタイムにおいて、第１インダクタを出力キャパシタに向かう向きに流れる電流が、所定のしきい値を下回ると、第２スイッチをターンオンしてもよい。これにより、第１インダクタの電流の向きが反転する前に、第２スイッチをターンオンできる。
一実施形態において、コントローラ回路は、デッドタイムにおいて、第２インダクタを出力キャパシタから流入する向きに流れる電流が、所定のしきい値を超えると、第２スイッチをターンオンしてもよい。これにより、第１インダクタの電流の向きが反転する前に、第２スイッチをターンオンできる。
一実施形態において、第４スイッチは、第１スイッチおよび第２スイッチと同じ耐圧を有してもよい。一般的に、低耐圧素子の方が、高耐圧素子よりもオン抵抗が小さい。そこで、第４スイッチとして、耐圧が低い素子を利用することで、効率を改善できる。
一実施形態において、コントローラ回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。
一実施形態において、直列キャパシタ降圧コンバータは、主回路と、主回路に含まれる第１スイッチから第４スイッチを駆動するコントローラ回路と、を備えてもよい。
（実施形態）
以下、好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、開示および発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも開示および発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に接続された（設けられた）状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタ、インダクタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは回路定数（抵抗値、容量値、インダクタンス）を表すものとする。
本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。
図１は、実施形態に係る直列キャパシタ降圧コンバータ１００の回路図である。直列キャパシタ降圧コンバータ１００は、入力ライン１０２に供給された入力電圧Ｖｉｎを降圧し、降圧後の出力電圧Ｖｏｕｔを出力ライン１０４に発生する。
直列キャパシタ降圧コンバータ１００は、主回路１１０およびコントローラＩＣ（Integrated Circuit）２００を備える。コントローラＩＣ２００は、ひとつの半導体基板に集積化されたＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）である。
主回路１１０は、第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４、カップルドインダクタ１１２、直列キャパシタＣｒ、出力キャパシタＣｏｕｔを備える。
第１スイッチＳ１は、第１端が入力ライン１０２と接続される。カップルドインダクタ１１２は、トランスであり、磁気的に結合する第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２を含む。第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２は、等しいインダクタンスＬを有しており、また相互インダクタンスＭを有する。第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２それぞれの第１端は、出力ライン１０４と接続される。
第２スイッチＳ２は、第１インダクタＬ１の第２端と接地の間に接続される。直列キャパシタＣｒは、第１スイッチＳ１の第２端と第１インダクタＬ１の第２端の間に接続される。第３スイッチＳ３は、第１スイッチＳ１の第２端と第２インダクタＬ２の第２端の間に接続される。第４スイッチＳ４は、第２インダクタＬ２の第２端と接地の間に接続される。出力キャパシタＣｏｕｔは、出力ライン１０４と接地の間に接続される。
この例では、第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４がすべてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとして示されるがその限りでなく、その他のトランジスタを用いてもよい。また下側の第２スイッチＳ２および第４スイッチＳ４は、ダイオードなどの整流素子であってもよい。
コントローラＩＣ２００は、第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４を制御し、出力ライン１０４に出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。具体的には、コントローラＩＣ２００は、第１状態φ１と第２状態φ２を、デッドタイムＴＤを挟みながら、所定のスイッチング周波数ｆＳＷで交互に繰り返す。
第１状態φ１：
第１スイッチＳ１＝ＯＮ
第２スイッチＳ２＝ＯＦＦ
第３スイッチＳ３＝ＯＦＦ
第４スイッチＳ４＝ＯＮ
第２状態φ２：
第１スイッチＳ１＝ＯＦＦ
第２スイッチＳ２＝ＯＮ
第３スイッチＳ３＝ＯＮ
第４スイッチＳ４＝ＯＦＦ
デッドタイムＴＤ：
第１スイッチＳ１＝ＯＦＦ
第２スイッチＳ２＝ＯＦＦ
第３スイッチＳ３＝ＯＦＦ
第４スイッチＳ４＝ＯＦＦ
必要に応じて、第１状態φ１から第２状態φ２に遷移する途中のデッドタイムをＴＤ１、第２状態φ２から第１状態φ１に遷移する途中のデッドタイムをＴＤ２と添え字を付して区別することとする。
第１状態φ１、第２状態φ２それぞれの長さがＴＯＮであるとき、スイッチング周波数ｆＳＷは、１／（２×ＴＯＮ）である。言い換えると、スイッチング周波数ｆＳＷで動作するとは、第１状態φ１および第２状態φ２を、ＴＯＮ＝１／（２×ｆＳＷ）の長さで繰り返すことをいう。
以上が直列キャパシタ降圧コンバータ１００の構成である。続いてその動作を説明する。
図２は、第１状態φ１における直列キャパシタ降圧コンバータ１００（主回路１１０）の等価回路図である。オンであるスイッチＳ１，Ｓ４は、単なる配線として示している。またカップルドインダクタ１１２は、励磁インダクタンスＬｍと、漏れインダクタンスＬｋを含む等価回路として示している。第１インダクタＬ１に流れる電流を第１コイル電流ＩＬ１、第２インダクタＬ２に流れる電流を、第２コイル電流ＩＬ２と称する。
第１状態φ１では、直列キャパシタＣｒ、第１インダクタＬ１（漏れインダクタンスＬｋ）および出力キャパシタＣｏｕｔが直列共振回路を形成しており、第１インダクタＬ１に共振電流Ｉｒｅｓが流れる（ＩＬ１＝Ｉｒｅｓ）。第２インダクタＬ２には、第１インダクタＬ１に流れる共振電流Ｉｒｅｓのレプリカである共振電流Ｉｒｅｓ’と、励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流Ｉｍ２の合計電流が流れるから、第２コイル電流ＩＬ２は、ＩＬ２＝Ｉｒｅｓ’＋Ｉｍ２となる。
図３は、第２状態φ２における直列キャパシタ降圧コンバータ１００（主回路１１０）の等価回路図である。オンであるスイッチＳ２，Ｓ３は、単なる配線として示している。
第２状態φ２では、直列キャパシタＣｒ、漏れインダクタンスＬｋおよび出力キャパシタＣｏｕｔが直列共振回路を形成しており、第２インダクタＬ２に共振電流Ｉｒｅｓが流れる（ＩＬ２＝Ｉｒｅｓ）。第１インダクタＬ１には、第２インダクタＬ２に流れる共振電流Ｉｒｅｓのレプリカである共振電流Ｉｒｅｓ’と、励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流Ｉｍ１の合計電流が流れるから、第１コイル電流ＩＬ１は、ＩＬ１＝Ｉｒｅｓ’＋Ｉｍ１となる。
第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返すと、定常状態では、直列キャパシタＣｒの両端間電圧は、Ｖｉｎ／２となり、カップルドインダクタ１１２に、残りのＶｉｎ／２が印加される。第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２のインダクタンスが等しいとき、出力ライン１０４には、Ｖｉｎの１／４倍の出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。
直列キャパシタ降圧コンバータ１００が、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）するための条件は、以下の通りである。
・第１状態φ１から第２状態φ２への遷移
第１状態φ１の直後のデッドタイムＴＤ中において、ＩＬ１≧０であるとき、第２スイッチＳ２のボディダイオードに電流ＩＬ１が流れており、第２スイッチＳ２の両端間電圧が小さくなる。このときに、第２状態φ２に遷移、すなわち第２スイッチＳ２をターンオンすると、第２スイッチＳ２のＺＶＳが成立する。なお、電流ＩＬ１，ＩＬ２は、出力ライン１０４に向かう向きを正にとる。
またデッドタイムＴＤ中において、ＩＬ２＜０であるときに、回生電流によって、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４の接続ノードの電圧が上昇し、第３スイッチＳ３の両端間電圧が小さくなる。このときに、第２状態φ２に遷移、すなわち第３スイッチＳ３がターンオンすると、第３スイッチＳ３のＺＶＳが成立する。
・第２状態φ２から第１状態φ１への遷移
第２状態φ２の直後のデッドタイムＴＤ中において、ＩＬ１＜０であるとき、回生電流によって、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２の接続ノードの電圧が上昇し、第１スイッチＳ１の両端間電圧が小さくなる。このときに第１状態φ１に遷移、すなわち第１スイッチＳ１をターンオンすると、第１スイッチＳ１のＺＶＳが成立する。
またデッドタイム中において、ＩＬ２≧０であるとき、第４スイッチＳ４のボディダイオードに電流ＩＬ２が流れており、第４スイッチＳ４の両端間電圧が小さくなっている。このときに、第１状態φ１に遷移、すなわち第４スイッチＳ４をターンオンすると、第４スイッチＳ４のＺＶＳが成立する。
図４は、直列キャパシタ降圧コンバータ１００の電流波形図である。スイッチング周波数ｆｓｗは、主回路１１０の共振周波数ｆ０と一致しており、共振電流Ｉｒｅｓがゼロとなるタイミングで、第１状態φ１と第２状態φ２が遷移する。ここではデッドタイムは省略している。図４は、第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４を理想スイッチとした場合の、すなわち第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４が寄生容量を含まないとした場合の電流波形を示している。
第１状態φ１の終わりのタイミングでは、第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１は正もしくはゼロ（ＩＬ１≧０）、第２インダクタＬ２の電流ＩＬ２は負（ＩＬ２＜０）であるから、上述のＺＶＳの条件を満たしている。
同様に、第２状態φ２の終わりのタイミングでは、第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１は負（ＩＬ１＜０）であり、第２インダクタＬ２の電流ＩＬ２は正もしくはゼロ（ＩＬ２≧０）であるから、上述のＺＶＳの条件を満たしている。
このように、直列キャパシタ降圧コンバータ１００は、共振周波数ｆ０でスイッチングすることにより、ＺＶＳの条件を満たすことができ、高効率動作が可能である。
図５は、直列キャパシタ降圧コンバータ１００の電流波形図である。図４では、ＭＯＳＦＥＴの寄生容量を無視した波形を示したが、実際には、寄生容量が存在する。この寄生容量により、デッドタイムを跨ぐ電流の不連続が抑制される。コイル電流ＩＬ１，ＩＬ２は連続となり、第１状態φ１と第２状態φ２では、デッドタイムに関して時間軸上で対称な波形を有する。
図６は、デッドタイムを考慮した直列キャパシタ降圧コンバータ１００の動作を説明するタイムチャートである。図６は、スイッチング周波数ｆＳＷが共振周波数ｆ０と等しいときの動作を示しており、第１状態φ１と第２状態φ２の長さＴＯＮはそれぞれ、共振周期Ｔｒ（＝１／ｆｒ）の１／２である。
スイッチング周波数ｆＳＷが、主回路１１０の共振周波数ｆ０より高い動作モードを考える（ｆＳＷ＞ｆ０）。
図７は、直列キャパシタ降圧コンバータ１００の動作を説明するタイムチャートである。図８は、デッドタイムＴＤ１における各ノードの電圧および電流を示す回路図である。第１スイッチＳ１と直列キャパシタＣｒの接続ノードを第１ノードＮ１、直列キャパシタＣｒと第２スイッチＳ２の接続ノードを第２ノードＮ２、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４の接続ノードを第３ノードＮ３と称する。第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２は、第２スイッチＳ２のドレインソース間電圧Ｖｄｓ２であり、第３ノードＮ３の電圧ＶＮ３は、第４スイッチＳ４のドレインソース間電圧Ｖｄｓ４である。
図７を参照する。デッドタイムＴＤ１は、２つの区間Ｔａ，Ｔｂを含む。図７には上から順に、第１スイッチＳ１および第４スイッチＳ４の状態、第２スイッチＳ２および第３スイッチＳ３の状態、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ１，ＩＬ２、第１スイッチＳ１および第３スイッチＳ３それぞれのドレインソース間電圧Ｖｄｓ、第２スイッチＳ２および第４スイッチＳ４それぞれのドレインソース間電圧Ｖｄｓが示される。電流ＩＬ１，ＩＬ２は、出力キャパシタＣｏｕｔに流れ込む向きを正に取っている。
第１状態φ１において、第１スイッチＳ１はオンであるから、第１スイッチＳ１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１は０Ｖであり、第１ノードＮ１の電圧ＶＮ１は、入力電圧Ｖｉｎと等しい。また第４スイッチＳ４がオンであるから、第４スイッチＳ４のドレインソース間電圧Ｖｄｓ４は０Ｖであり、第３ノードＮ３の電圧ＶＮ３は０Ｖである。
定常状態において直列キャパシタＣｒの電圧ＶｃはＶｉｎ／２である。第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２は、第１ノードＮ１の電圧ＶＩＮ（＝Ｖｉｎ）よりも、Ｖｃ（＝Ｖｉｎ／２）だけ低く、したがってＶｉｎ／２となる。したがって第２スイッチＳ２のドレインソース間電圧Ｖｄｓ２は、Ｖｉｎ／２となる。
デッドタイムＴＤ１に入ると、第１スイッチＳ１～第４スイッチＳ４がオフとなる。デッドタイムＴＤ１の前半Ｔａは、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０である。第２スイッチＳ２がオフとなると、電流ＩＬ１が第２スイッチＳ２のボディダイオードに流れ、第２ノードＮ２の寄生容量（第２スイッチＳ２のドレインソース間容量）が放電され、第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２（すなわちＶｄｓ２）は、Ｖｉｎ／２から０Ｖに低下する。
第１ノードＮ１の電圧ＶＮ１は、第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２よりも、直列キャパシタＣｒの電圧Ｖｃ（＝Ｖｉｎ／２）だけ高い。したがって、区間Ｔａでは、第１ノードＮ１の電圧ＶＮ１は、ＶｉｎからＶｉｎ／２に向かって変化する。このとき第１スイッチＳ１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１は、０ＶからＶｉｎ／２に向かって増大する。
第２インダクタＬ２の電流ＩＬ２は、第４スイッチＳ４のボディダイオードに流れるため、第４スイッチＳ４のドレインソース間電圧Ｖｄｓ４も０Ｖ付近を維持する。第３スイッチＳ３のドレインソース間電圧Ｖｄｓ３は、第１ノードＮ１と第３ノードＮ３の電位差であるから、ＶｉｎからＶｉｎ／２に向かって変化する。
デッドタイムＴＤ１の後半Ｔｂに入ると、第２インダクタＬ２の電流ＩＬ２が反転する（ＩＬ２＜０）。そうすると、電流ＩＬ２が第３スイッチＳ３のボディダイオードに流れ、第３ノードＮ３の寄生容量（第４スイッチＳ４のドレインソース間容量）を充電する。その結果、第３ノードＮ３の電圧ＶＮ３は、０ＶからＶｉｎ／２に向かって上昇し、第３スイッチＳ３のドレインソース間電圧Ｖｄｓ３は０Ｖまで低下する。
区間Ｔｂにおいて、第４スイッチＳ４のドレインソース間電圧Ｖｄｓ４は、０ＶからＶｉｎ／２まで増大する。
図７に着目すると、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第４スイッチＳ４のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２，Ｖｄｓ４は、いずれも０～Ｖｉｎ／２の間で変化する。したがって、図７の動作波形が維持される場合には、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第４スイッチＳ４は、Ｖｉｎ／２の耐圧を有する素子で構成し、第３スイッチＳ３のみ、Ｖｉｎの耐圧を有する素子で構成すればよいこととなる。
本発明者らは、デッドタイム期間の動作について検討し、以下の課題を認識するに至った。なお、この課題を当業者の一般的なものと認識してはならない。
図９は、直列キャパシタ降圧コンバータ１００において生じうる問題を説明するタイムチャートである。このタイムチャートでは、デッドタイムＴＤ１は、３つの区間Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃを含む。図１０は、区間Ｔｃにおける各ノードの電圧および電流を示す回路図である。
デッドタイムＴＤ１が長くなると、第１インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の向きが反転し（ＩＬ１＜０）、区間Ｔｃに入る。区間Ｔｃでは、第１インダクタＬ１に逆方向に流れる電流ＩＬ１によって、第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２が、０ＶからＶｉｎ／２に向かって上昇する。そうすると、第１ノードＮ１の電圧ＶＮ１は、第３スイッチＳ３のボディダイオードを経由する電流ＩＬ２によって充電され、Ｖｉｎ／２からＶｉｎに向かって増大する。第３スイッチＳ３のボディダイオードに電流ＩＬ２が流れているとき、第１ノードＮ１の電圧ＶＮ１と第３ノードＮ３の電圧ＶＮ３は実質的に等しいから、第３ノードＮ３の電圧ＶＮ３は、Ｖｉｎ／２からＶｉｎに向かって上昇する。
このように、デッドタイムＴＤ１中に、第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１の向きが反転すると、区間Ｔｃにおいて、第４スイッチＳ４に、電圧Ｖｉｎが印加される。したがって、第３スイッチＳ３に加えて、第４スイッチＳ４を高耐圧素子で構成する必要がある。
一般的に、低耐圧素子の方が、高耐圧素子に比べて、オン抵抗が小さく、周波数特性も優れている。そのため、区間Ｔｃの動作モードを許容するように設計すると、第４スイッチＳ４のオン抵抗が大きくなるため、変換効率が低下する。
以上が直列キャパシタ降圧コンバータ１００において生じうる問題である。この問題を解決するため、コントローラＩＣ２００は以下の制御を行う。
図１１は、実施形態に係るコントローラＩＣ２００による直列キャパシタ降圧コンバータ１００の制御を説明するタイムチャートである。
コントローラＩＣ２００は、第１状態φ１から第２状態φ２に遷移する間のデッドタイムＴＤ１において、第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１の向きが反転する時刻ｔ１より前に、第２スイッチＳＷ２を第３スイッチＳＷ３に先行してターンオンする。
図１２は、第２スイッチＳ２がオンであり、ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０である区間Ｔｃ’における各ノードの電圧および電流を示す図である。第２スイッチＳ２がオンであるから、第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２は０Ｖである。逆流した電流ＩＬ１は、第２スイッチＳ２を経由して接地に流れる。第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２が０Ｖに固定されることにより、第１ノードＮ１の電圧は、Ｖｉｎ／２に固定される。電流ＩＬ２は第３スイッチＳ３のボディダイオードを経由して、第１ノードＮ１に流れ込み、直列キャパシタＣｒを充電する。
以上が直列キャパシタ降圧コンバータ１００の動作である。この制御によれば、第２ノードＮ２の放電がある程度進み、第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２が十分に低くなった後、電流ＩＬ１の向きが反転するより前に、第２スイッチＳ２をオンすることで、第３ノードＮ３の電圧ＶＮ３は０Ｖ～Ｖｉｎ／２の範囲で変化することとなり、入力電圧Ｖｉｎまで上昇するのを防止できる。これにより、第４スイッチＳ４に大きな電圧が印加されるのを防止できる。
第４スイッチＳ４は、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２と同様に、Ｖｉｎ／２の耐圧を持つ素子で構成することが可能である。その場合、第４スイッチＳ４をＶｉｎの耐圧を有する素子で構成した場合に比べて、第４スイッチＳ４のオン抵抗を小さくできるため、直列キャパシタ降圧コンバータ１００の効率を改善できる。
図１１に戻り、第２スイッチＳ２をターンオンするタイミングについて説明する。第２スイッチＳ２は、時刻ｔ０にデッドタイムＴＤ１に移行した後、第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２、すなわち第２スイッチＳ２のドレインソース間電圧が十分に低下したタイミングより後であって、電流ＩＬ１の向きが反転する時刻ｔ１より前にターンオンすればよい。
図１３は、実施形態に係るコントローラＩＣ２００の構成例を示す回路図である。コントローラＩＣ２００は、ドライバＤＲ１～ＤＲ４、制御ロジック回路２１０、オシレータ２２０、タイミング発生器２３０を備える。
オシレータ２２０は、スイッチング周波数を規定するクロック信号ＣＬＫを生成する。制御ロジック回路２１０は、クロック信号ＣＬＫと同期して、デッドタイムを挟みながら、第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返す。ドライバＤＲ１～ＤＲ４は、制御ロジック回路２１０が発生する制御信号に応じて、対応するスイッチＳ１～Ｓ４を駆動する。
タイミング発生器２３０は、第２スイッチＳ２がターンオンするタイミングを指示するタイミング信号Ｓ２＿ＯＮを発生する。制御ロジック回路２１０は、デッドタイムＴＤ１において、タイミング信号Ｓ２＿ＯＮがアサート（たとえばハイ）されると、第２スイッチＳ２をターンオンする。
タイミング発生器２３０の動作についていくつかの例を説明する。
図１４は、タイミング発生器２３０の動作を説明する波形図である。図１４には、４つの動作例が、（i）～（iv）として示される。
（i） たとえばタイミング発生器２３０は、第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２（すなわち第２スイッチＳ２のドレインソース間電圧Ｖｄｓ２）を監視し、第２ノードＮ２の電圧ＶＮ２が、０Ｖの近傍、たとえば数十ｍＶ～２００ｍＶの間に定められたしきい値レベルＶＴＨ１より低くなると（クロスすると）、タイミング信号Ｓ２＿ＯＮをアサートしてもよい。この場合、タイミング発生器２３０は、電圧コンパレータで構成することができる。
（ii） たとえばタイミング発生器２３０は、第３ノードＮ３の電圧ＶＮ３（すなわち第４スイッチＳ４のドレインソース間電圧Ｖｄｓ４）を監視し、第３ノードＮ３の電圧ＶＮ３が、０Ｖより高く、Ｖｉｎ／２より低く定めたしきい値電圧ＶＴＨ２を超えると（クロスすると）、タイミング信号Ｓ２＿ＯＮをアサートしてもよい。この場合、タイミング発生器２３０は、電圧コンパレータで構成することができる。
（iii） たとえばタイミング発生器２３０は、第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１を直接監視し、電流ＩＬ１が０Ａ付近の正のしきい値電流ＩＴＨ１より小さくなると、タイミング信号Ｓ２＿ＯＮをアサートしてもよい。この場合、タイミング発生器２３０は、電流ＩＬ１を電圧信号に変換する電流検出回路と、電圧信号をしきい値電圧と比較する電圧コンパレータと、を含んでもよい。電流検出回路の構成は特に限定されないが、たとえばインダクタＬ１に直列にセンス抵抗を挿入し、センス抵抗の電圧降下を検出してもよい。
（iv） たとえばタイミング発生器２３０は、第２インダクタＬ２の電流ＩＬ２を監視し、電流ＩＬ２が正のしきい値電流ＩＴＨ２より小さくなると、タイミング信号Ｓ２＿ＯＮをアサートしてもよい。この場合、タイミング発生器２３０は、電流ＩＬ２を電圧信号に変換する電流検出回路と、電圧信号をしきい値電圧と比較する電圧コンパレータと、を含んでもよい。
（用途）
図１５は、直列キャパシタ降圧コンバータ１００を備える電子機器７００の一例を示す図である。電子機器７００の好適な一例はサーバーである。元来、サーバーには１２Ｖの電源線が引き込まれていたため、内部回路７１０は１２Ｖで動作するように設計されている。内部回路７１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリ、ＬＡＮ（Local Area Network）のインタフェース回路と、１２Ｖの電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータなどを含みうる。
近年、電線に流れる電流を減らすために、バス電圧を１２Ｖから４８Ｖに置き換える動きが進められている。この場合に、４８Ｖの電源電圧を１２Ｖに降圧する電源回路７２０が必要となる。上述したゲインが１／４倍の直列キャパシタ降圧コンバータ１００は、こうした電源回路７２０に好適に用いることができる。
電子機器７００はサーバーに限定されず、車載機器であってもよい。従来の自動車のバッテリは１２Ｖあるいは２４Ｖが主流であるが、ハイブリッド車両では、４８Ｖシステムが採用される場合があり、この場合も４８Ｖのバッテリ電圧を、１２Ｖに変換する電源回路が必要とされる。このような場合に、１／４倍の直列キャパシタ降圧コンバータ１００を好適に利用することができる。
その他、電子機器７００は、産業機器、ＯＡ機器であってもよいし、オーディオ機器などの民生機器であってもよい。
実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにさまざまな変形例が存在すること、またそうした変形例も本開示に含まれ、また本発明の範囲を構成しうることは当業者に理解されるところである。
（付記）
（項目１）
直列キャパシタ降圧コンバータのコントローラ回路であって、
前記直列キャパシタ降圧コンバータは、
入力ラインおよび出力ラインと、
第１端が前記入力ラインと接続された第１スイッチと、
それぞれの第１端が前記出力ラインと接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含むカップルドインダクタと、
前記第１インダクタの第２端と接地の間に接続された第２スイッチと、
前記第１スイッチの第２端と前記第１インダクタの第２端の間に接続された直列キャパシタと、
前記第１スイッチの前記第２端と前記第２インダクタの第２端の間に接続された第３スイッチと、
前記第２インダクタの第２端と接地の間に接続された第４スイッチと、
前記出力ラインと接続された出力キャパシタと、
を備え、
前記コントローラ回路は、
前記第１スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第１状態と、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第２状態をデッドタイムを挟みながら交互にスイッチングし、
前記第１状態から前記第２状態に遷移する間のデッドタイムにおいて、前記第１インダクタの電流の向きが反転するより前に、前記第２スイッチを前記第３スイッチに先行してターンオンする、コントローラ回路。
（項目２）
前記コントローラ回路は、前記デッドタイムにおいて、前記直列キャパシタと前記第２スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を下回ると、前記第２スイッチをターンオンする、項目１に記載のコントローラ回路。
（項目３）
前記コントローラ回路は、前記デッドタイムにおいて、前記第３スイッチと前記第４スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を超えると、前記第２スイッチをターンオンする、項目１に記載のコントローラ回路。
（項目４）
前記コントローラ回路は、前記デッドタイムにおいて、前記第１インダクタを前記出力キャパシタに向かう向きに流れる電流が、所定のしきい値を下回ると、前記第２スイッチをターンオンする、項目１に記載のコントローラ回路。
（項目５）
前記コントローラ回路は、前記デッドタイムにおいて、前記第２インダクタを前記出力キャパシタから流入する向きに流れる電流が、所定のしきい値を超えると、前記第２スイッチをターンオンする、項目１に記載のコントローラ回路。
（項目６）
前記第４スイッチは、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチと同じ耐圧を有する、項目１から５のいずれかに記載のコントローラ回路。
（項目７）
ひとつの半導体基板に一体集積化される項目１から６のいずれかに記載のコントローラ回路。
（項目８）
直列キャパシタ降圧コンバータの主回路と、
前記主回路に含まれる第１スイッチから第４スイッチを駆動する項目１から７のいずれかに記載のコントローラ回路と、
を備える、直列キャパシタ降圧コンバータ。
（項目９）
直列キャパシタ降圧コンバータの制御方法であって、
前記直列キャパシタ降圧コンバータは、
入力ラインおよび出力ラインと、
第１端が前記入力ラインと接続された第１スイッチと、
それぞれの第１端が前記出力ラインと接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含むカップルドインダクタと、
前記第１インダクタの第２端と接地の間に接続された第２スイッチと、
前記第１スイッチの第２端と前記第１インダクタの第２端の間に接続された直列キャパシタと、
前記第１スイッチの前記第２端と前記第２インダクタの第２端の間に接続された第３スイッチと、
前記第２インダクタの第２端と接地の間に接続された第４スイッチと、
前記出力ラインと接続された出力キャパシタと、
を備え、
前記制御方法は、
前記第１スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第１状態と、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第２状態をデッドタイムを挟みながら交互にスイッチングする第１ステップと、
前記第１状態から前記第２状態に遷移する間のデッドタイムにおいて、前記第１インダクタの電流の向きが反転するより前に、前記第２スイッチを前記第３スイッチに先行してターンオンする第２ステップと、
を備える、制御方法。
（項目１０）
前記第２ステップは、前記デッドタイムにおいて、前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を下回ると、前記第２スイッチをターンオンするステップを含む、項目９に記載の制御方法。
（項目１１）
前記第２ステップは、前記デッドタイムにおいて、前記第３スイッチと前記第４スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を超えると、前記第２スイッチをターンオンする、項目９に記載の制御方法。
（項目１２）
前記第２ステップは、前記デッドタイムにおいて、前記第１インダクタを前記出力キャパシタに向かう向きに流れる電流が、所定のしきい値を下回ると、前記第２スイッチをターンオンする、項目９に記載の制御方法。
（項目１３）
前記第２ステップは、前記デッドタイムにおいて、前記第２インダクタを前記出力キャパシタから流入する向きに流れる電流が、所定のしきい値を超えると、前記第２スイッチをターンオンする、項目９に記載の制御方法。
１００ 直列キャパシタ降圧コンバータ
１０２ 入力ライン
１０４ 出力ライン
１１０ 主回路
１１２ カップルドインダクタ
Ｌｋ 漏れインダクタンス
Ｌｍ 励磁インダクタンス
Ｍ 相互インダクタンス
ＤＲ１，ＤＲ２，ＤＲ３，ＤＲ４ ドライバ
Ｌ１ 第１インダクタ
Ｌ２ 第２インダクタ
Ｃｒ 直列キャパシタ
Ｓ１ 第１スイッチ
Ｓ２ 第２スイッチ
Ｓ３ 第３スイッチ
Ｓ４ 第４スイッチ
Ｃｏｕｔ 出力キャパシタ
２００ コントローラＩＣ
２１０ 制御ロジック回路
２２０ オシレータ
２３０ タイミング発生器
７００ 電子機器
７１０ 内部回路
７２０ 電源回路

Claims (13)

  1. 直列キャパシタ降圧コンバータのコントローラ回路であって、
    前記直列キャパシタ降圧コンバータは、
    入力ラインおよび出力ラインと、
    第１端が前記入力ラインと接続された第１スイッチと、
    それぞれの第１端が前記出力ラインと接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含むカップルドインダクタと、
    前記第１インダクタの第２端と接地の間に接続された第２スイッチと、
    前記第１スイッチの第２端と前記第１インダクタの第２端の間に接続された直列キャパシタと、
    前記第１スイッチの前記第２端と前記第２インダクタの第２端の間に接続された第３スイッチと、
    前記第２インダクタの第２端と接地の間に接続された第４スイッチと、
    前記出力ラインと接続された出力キャパシタと、
    を備え、
    前記コントローラ回路は、
    前記第１スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第１状態と、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第２状態をデッドタイムを挟みながら交互にスイッチングし、
    前記第１状態から前記第２状態に遷移する間のデッドタイムにおいて、前記第１インダクタの電流の向きが反転するより前に、前記第２スイッチを前記第３スイッチに先行してターンオンするコントローラ回路。
  2. 前記コントローラ回路は、前記デッドタイムにおいて、前記直列キャパシタと前記第２スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を下回ると、前記第２スイッチをターンオンする、請求項１に記載のコントローラ回路。
  3. 前記コントローラ回路は、前記デッドタイムにおいて、前記第３スイッチと前記第４スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を超えると、前記第２スイッチをターンオンする、請求項１に記載のコントローラ回路。
  4. 前記コントローラ回路は、前記デッドタイムにおいて、前記第１インダクタを前記出力キャパシタに向かう向きに流れる電流が、所定のしきい値を下回ると、前記第２スイッチをターンオンする、請求項１に記載のコントローラ回路。
  5. 前記コントローラ回路は、前記デッドタイムにおいて、前記第２インダクタを前記出力キャパシタから流入する向きに流れる電流が、所定のしきい値を超えると、前記第２スイッチをターンオンする、請求項１に記載のコントローラ回路。
  6. 前記第４スイッチは、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチと同じ耐圧を有する、請求項１から５のいずれかに記載のコントローラ回路。
  7. ひとつの半導体基板に一体集積化される請求項１から５のいずれかに記載のコントローラ回路。
  8. 直列キャパシタ降圧コンバータの主回路と、
    前記主回路に含まれる第１スイッチから第４スイッチを駆動する請求項１から５のいずれかに記載のコントローラ回路と、
    を備える、直列キャパシタ降圧コンバータ。
  9. 直列キャパシタ降圧コンバータの制御方法であって、
    前記直列キャパシタ降圧コンバータは、
    入力ラインおよび出力ラインと、
    第１端が前記入力ラインと接続された第１スイッチと、
    それぞれの第１端が前記出力ラインと接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含むカップルドインダクタと、
    前記第１インダクタの第２端と接地の間に接続された第２スイッチと、
    前記第１スイッチの第２端と前記第１インダクタの第２端の間に接続された直列キャパシタと、
    前記第１スイッチの前記第２端と前記第２インダクタの第２端の間に接続された第３スイッチと、
    前記第２インダクタの第２端と接地の間に接続された第４スイッチと、
    前記出力ラインと接続された出力キャパシタと、
    を備え、
    前記制御方法は、
    前記第１スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第１状態と、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第２状態をデッドタイムを挟みながら交互にスイッチングする第１ステップと、
    前記第１状態から前記第２状態に遷移する間のデッドタイムにおいて、前記第１インダクタの電流の向きが反転するより前に、前記第２スイッチを前記第３スイッチに先行してターンオンする第２ステップと、
    を備えること、方法。
  10. 前記第２ステップは、前記デッドタイムにおいて、前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を下回ると、前記第２スイッチをターンオンするステップを含む、請求項９に記載の制御方法。
  11. 前記第２ステップは、前記デッドタイムにおいて、前記第３スイッチと前記第４スイッチの接続ノードの電圧が、所定のしきい値電圧を超えると、前記第２スイッチをターンオンする、請求項９に記載の制御方法。
  12. 前記第２ステップは、前記デッドタイムにおいて、前記第１インダクタを前記出力キャパシタに向かう向きに流れる電流が、所定のしきい値を下回ると、前記第２スイッチをターンオンする、請求項９に記載の制御方法。
  13. 前記第２ステップは、前記デッドタイムにおいて、前記第２インダクタを前記出力キャパシタから流入する向きに流れる電流が、所定のしきい値を超えると、前記第２スイッチをターンオンする、請求項９に記載の制御方法。
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