JP2007037219A - 分散化電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低電圧大電流を多出力する分散化電源装置において、高効率で、部品点数が少なく、低コストで、小型軽量化の容易な、分散化電源装置を提供する。
【解決手段】入力側の１段目に絶縁形コンバータを接続し、前記絶縁型コンバータと複数の負荷の間は、それぞれ２段目の非絶縁形コンバータで構成する。非絶縁形コンバータには、トランスの機能を含めた回路を用いる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電子機器内の各部品が必要とする電力を効率よく供給する分散化電源装置に関するものである。

近年、ディジタルＩＣの高集積化に伴って、ディジタルＩＣの駆動電圧は低電圧化、多電圧化（1.2V、1.5V、1.8V、3.3V、5Vなど）している。一方、ディジタルＩＣの高速化に伴って、ＩＣの消費電流は逆に増加しており、しかも、その電流変化はダイナミックである。例えば、家庭用パソコンのＣＰＵでは、最大消費電流が100A、最大電流変化は560A/μsにものぼる。
本発明は、電子機器内の各部品が必要とする電力を効率よく供給する分散化電源装置を提供するものである。
そこで分散化電源装置に必要な機能として、
絶縁
電圧変換
出力電圧制御
が求められる場合、従来は、図２に示すように複数の絶縁形コンバータを用いて、電源装置を構成していた。しかし、ディジタルICの高性能化に伴って、これまで以上に低電圧大電流を高いスリューレートで供給する電源が必要となったため、既存の絶縁形コンバータでは、これらの条件を全て満足させることが困難になった。
その問題点を以下に示す。
出力電圧制御のために絶縁が必要で、応答特性が悪い
電力効率が悪い
回路が複雑で高価
サイズが大きい

そこで、現在、分散化電源装置には、図３に示すように、絶縁形コンバータと非絶縁形コンバータを組み合わせた２段構成の装置が用いられている。例えば、通信機器用電源では、入力４８Ｖから絶縁形コンバータを用いて１２Ｖの中間バス電圧を生成し、この電圧から複数の非絶縁形コンバータを用いて、各電子部品が必要な電圧（1.2V、1.5V、3.3V、5V、または、12Vより高い電圧など）にそれぞれ変換している。この場合、非絶縁形コンバータは、出力電圧制御のために絶縁が不要なので、絶縁形コンバータよりも負荷電流急変に対する高速応答が可能である。

ただし、この分散化電源装置では、非絶縁形コンバータに、降圧形コンバータ、もしくは、降圧形コンバータを多相構成にしたものが用いられている。この場合、降圧形コンバータの効率は、降圧比が大きいほど悪くなる傾向があり、例えば、12Vの中間バス電圧から出力1.2Vに降圧する場合には、降圧比が１０倍にもなるため、満足な効率が得られないのが現状である。

一方、１段目の絶縁形コンバータから見れば、１２Ｖよりもさらに高い中間バス電圧を出力するほうが高効率化しやすい。その理由は、１２Ｖ出力の場合、回路内の整流用ダイオードによって生ずる順方向電圧降下（約0.5V〜1V程度）の影響が大きく、電力効率が４〜８％程度悪くなるからである。そのため、効率を改善するためには、整流素子にＦＥＴスイッチを用いた同期整流方式を用いなければならなくなる。ＦＥＴはダイオードより高価であり、さらに、ＦＥＴを駆動する回路も必要となるため、高コスト化は避けられない。

したがって、絶縁形コンバータから見れば１２Ｖのバス電圧は低過ぎるのに対し、非絶縁形コンバータから見れば１２Ｖのバス電圧は高すぎるので、この分散化電源装置では、仕方なく、１２Ｖを利用しているのが現状である。

さらに、中間バスラインを流れる電流が大きいのも問題である。例えば、家庭用パソコンの最大消費電力は３００Ｗ以上にものぼるため、１２Ｖバスの場合であれば、バスラインを流れる電流は、２５Ａにもなる。そのため、中間バスに用いる平滑コンデンサには、大容量で内部抵抗成分の低い（低ＥＳＲ）のものが必要となる。しかも、中間バスから各非絶縁形コンバータに接続される配線にも、電流量に応じて口径の太い配線を用いなければならない。

近年、図４に示す分散化電源装置が提案されている。図２に示した分散化電源装置では、絶縁形コンバータで、絶縁、電圧変換、出力電圧制御の全ての機能をまかなっていたため、上記したようにコンバータの効率改善が難しいなどの問題が生じていた。そこで、図４の装置では、１段目の非絶縁形コンバータと２段目の絶縁形コンバータからなる２段構成に回路を分割し、非絶縁形コンバータを出力電圧制御の機能のみに特化し、絶縁形コンバータを絶縁とトランスによる電圧変換のみの機能に特化して利用する。

例えば、通信機器用電源であれば、入力４８Ｖから、非絶縁形コンバータにより４８Ｖ前後の値を生成し、この電圧から、絶縁形コンバータを用いて一気に1Vなどの低い電圧に降圧する。これにより、非絶縁形コンバータの降圧比は、ほぼ１倍となり、高効率・小型化が実現しやすい。絶縁形コンバータも、絶縁と電圧変換の機能のみに特化されることで高効率・小型化が容易である。

しかし、この装置の最大の問題点は、図２に示した装置と同様に、出力電圧の制御に絶縁が必要な点である。残念ながら既存の制御方式では、絶縁を取りながら高速制御を行うことは困難なため、図４の分散化電源装置は実用化されていないのが現状である。また、この装置では、それぞれの負荷に対して、非絶縁形と絶縁形の２つのコンバータが必要となるため、部品点数が多く、高コスト化は避けられない。

本発明では、低電圧大電流を多出力する分散化電源装置において、低効率、部品点数の増加、高コスト化、回路の大型化などの課題を改善させることを目的とする。

本発明は、入力電源に絶縁形コンバータを接続し、この絶縁形コンバータと複数の負荷それぞれの間にトランスの機能を含む非絶縁形コンバータを介設したことを特徴とする分散化電源装置にある。

電子機器用電源装置には、多出力であること、低電圧大電流を高スリューレートに出力することが求められる。本発明は、前記手段とする分散化電源装置によって、これらの条件を満足させると共に、高効率、装置の低コスト化、部品点数の削減、小型軽量化が可能である。

図３に示した従来の分散化電源装置では、中間バス電圧を高く設定するに連れて、２段目の非絶縁形コンバータの電力効率が悪くなるため限界があった。これに対し、本発明における分散化電源装置では、２段目の非絶縁形コンバータがトランスの機能を持つので、中間バス電圧が高かったとしても、トランスの巻数比により容易に電圧を変換できる。
そのため、例えば通信機器用の分散化電源装置では、従来の装置であれば、中間バス電圧を１２Ｖ以上に上げることは難しかったが、本発明の分散化電源装置では、中間バス電圧を４８Ｖに設定することが可能である。
この場合、１段目の絶縁形コンバータは、入力４８Ｖから４８Ｖの中間バス電圧を生成するコンバータを作ればよいため、整流素子にダイオードを用いても非常に高い効率を維持できる。また、中間バス電圧が高圧になることで、バスラインを流れる電流を少なくすることも出来る。これにより、中間バスの平滑コンデンサには小容量でＥＳＲの比較的大きなコンデンサを利用でき、さらに、バスラインの配線に口径の細い線が利用できる。

一方、２段目の非絶縁形コンバータでは、制御回路に絶縁が不要である。したがって、制御回路の設計が容易となり、絶縁形コンバータに見られる様な制御の遅れからは解放される。さらに、図４に示した分散化電源装置では、それぞれの負荷に対して、絶縁形と非絶縁形の２つのコンバータを組み合わせて取り付けなければならなかったのに対し、本発明の分散化電源装置では、２段目の非絶縁形コンバータ自体が出力電圧を制御するので、１段目の絶縁形コンバータは複数個必要ない。さらに、１段目の絶縁形コンバータは上記したように高効率化が容易であるため、絶縁形コンバータの出力電圧を制御しなくても十分な定電圧特性が得られる場合には、制御回路を取り除くことも可能となる。
本発明において、入力電源に接続する絶縁形コンバータとは、入力と出力が絶縁されている回路であればよい。
またトランスの機能を含む非絶縁形コンバータとは、例えば、タップインダクタ方式のコンバータ、もしくは、フォワードコンバータやハーフブリッジコンバータの入出力のＧＮＤを共通にしたものなど、トランスの機能を持ち、しかも入力と出力が絶縁されていない回路であればよい。
尚、この非絶縁形コンバータの他に、降圧形コンバータなど、トランスを含まない非絶縁形コンバータを併設できないわけではない。降圧比を大きく取る必要のない負荷、もしくは高効率化の必要のない負荷に対しては、トランスを含むものと含まないものを組み合わ
せて利用してもよい。

図１に本発明における分散化電源装置例を示す。本例装置は、図３に示した従来方式と同様に、１段目の絶縁形コンバータと２段目の非絶縁形コンバータから構成されている。ただし、非絶縁形コンバータには、トランスの機能を含めた回路を用いる。例えば、タップインダクタ方式のコンバータ、もしくは、フォワードコンバータやハーフブリッジコンバータの入出力のＧＮＤを共通にしたものなど、トランスの機能を持ち、しかも入力と出力が絶縁されていない回路であればよい。一方、１段目の絶縁形コンバータは、入力と出力が絶縁されている回路であればよい。

なお、この分散化電源装置の２段目に、降圧形コンバータなど、トランスを含まない非絶縁形コンバータが利用できないわけではない。降圧比を大きく取る必要のない負荷、もしくは高効率化の必要のない負荷に対しては、トランスを含むものと含まないものを組み合わせて利用してもよい。

図５に、絶縁形コンバータの一例を示す。この回路はハーフブリッジコンバータの２次側に倍電圧整流回路を用いたもので、部品点数の少ないシンプルな回路である。回路動作は当業者には自明であるので簡単に行うが、１次側スイッチShiとSliは、微小なデッドタイム（両方のスイッチがオフの期間）を挿み、交互にオン・オフされる。これにより、各スイッチがオンの期間では、トランスの漏れインダクタンスと入力コンデンサChiとCliとの電流共振により、トランスの２次巻線の電流波形は図６(a)に示すように正弦波状となる。したがってゼロ電流スイッチングが実現できる。

また、デッドタイム期間では、１次側スイッチShi, Sliや２次側整流ダイオードDho, Dloの持つ寄生容量成分とトランスの励磁インダクタンスとの電圧共振により、トランスTの２次巻線電圧は図６(b)に示すように緩やかに変化する。これに伴って、スイッチ素子やダイオードの電圧も緩やかに変化するため、ゼロ電圧スイッチングが実現できる。したがって、本コンバータは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチングにより、スイッチング損失が大幅に低減され、高効率化、スイッチング周波数の高周波化が実現できる。

また、本発明の分散化電源装置では、前記したように中間バス電圧を従来方式より高く設定できるので、絶縁形コンバータの２次側整流素子にダイオードを用いたとしても高い効率が得られる。

上記理由から、本コンバータは簡単な回路構成で、あたかも理想トランスであるかのような高い特性を実現できるので、出力電圧の制御を行わないとしても、十分安定した中間バス電圧を出力することができる。さらに、中間バス電圧を高く設定できるので、中間バスラインを流れる電流は従来方式より大幅に削減できる。したがって、中間バスの平滑コンデンサには小容量でＥＳＲが比較的大きなコンデンサが利用でき、配線には口径の細いものが利用できる。

図７に、２段目の非絶縁形コンバータの一例として、タップインダクタ方式の２相式降圧形コンバータを示す。タップインダクタ方式は、タップインダクタの１次巻線と２次巻線に巻数比をつけることで、大きな降圧比が得られる特徴を持つ。したがって、中間バス電圧を高く設定しても高い効率を維持できる。また、タップインダクタ方式は、回路内のスイッチをＰＷＭ制御もしくはＰＦＭ制御することにより、出力電圧の制御が可能である。なお、制御回路には絶縁が不要である。

ただし、タップインダクタ方式は、タップインダクタの漏れインダクタンス成分の影響により、
出力平滑コンデンサを流れる電流リップルが大きくなる
スイッチングサージや損失が発生する
といった問題があるため、図７に示す回路では、
漏れインダクタンス成分を電流共振させて図８に示すように正弦波状にする
２相式にして、２相の正弦波電流を出力平滑コンデンサで足し合わせることで電流リップルを低減する
という対策をとっている。

簡単に回路構成と動作を説明すれば、１相目のコンバータは、メインスイッチSma、還流スイッチSla、同期整流スイッチSRa、共振コンデンサCia、タップインダクタTaからなり、２相目のコンバータは、メインスイッチSmb、還流スイッチSlb、同期整流スイッチSRb、共振コンデンサCib、タップインダクタTbからなる。なお、Coは出力平滑コンデンサ、Vi' は入力電源、Rは負荷である。また、各スイッチは、駆動回路によってドライブされており、１相目のスイッチと２相目のスイッチは、１８０°の位相差でスイッチングされる。また各相では、メインスイッチと還流スイッチが交互にスイッチングされており、同期整流スイッチは還流スイッチと同時にスイッチングされている。

これら一連のスイッチング動作により、１相目のコンバータでは、先ず、期間t0〜t1において、入力電源Vi'、共振コンデンサCia、タップインダクタTa、出力平滑コンデンサCoが連結される。これにより、入力電源Vi' から、共振コンデンサCiaと出力平滑コンデンサCoにエネルギーが送られる。また、この間、同期整流スイッチSRaがオフされているため、タップインダクタは、単なるインダクタとして機能する。よって、タップインダクタの励磁インダクタンス成分と漏れインダクタンス成分にエネルギーが蓄積され、タップインダクタの巻線電流は増加する。

期間t1〜t4では、タップインダクタTaの励磁インダクタンス成分に蓄えられているエネルギーが、共振コンデンサCiaへ放出され、励磁電流は減少する。一方、共振コンデンサCiaはタップインダクタの１次巻線と連結されており、２次巻線は出力平滑コンデンサCoと連結されている。そのため、タップインダクタTaはトランスとしても機能する。これにより、共振コンデンサCiaに蓄えられているエネルギーが、タップインダクタTaの各巻線を通して出力平滑コンデンサCoへ放出される。この際、共振コンデンサCiaとタップインダクタTaの漏れインダクタンス成分の共振により、同期整流スイッチSRaを流れる電流は図７に示すように正弦波状となり、同期整流スイッチのゼロ電流スイッチングが実現できる。その結果、スイッチング損失の低減やスイッチングサージの抑制が可能となる。

同様に、２相目のコンバータでは、１相目のコンバータと１８０°位相差で動作させることにより、同期整流スイッチSRbを流れる電流波形が１相目と１８０°の位相差の正弦波となる。これらの正弦波電流は出力平滑コンデンサで足しあわされるので、出力平滑コンデンサを流れる電流リップルは十分に小さく出来る。

なお、このタップインダクタ方式の２相式降圧形コンバータでは、還流スイッチと同期整流スイッチのオン期間を固定し、メインスイッチのオン時間のみを可変するＰＦＭ制御を行えば、出力電圧の制御が可能である。この場合、ＰＦＭ制御回路に絶縁を取る必要はないので、図２、４に示した分散化電源装置のように、制御上の応答遅延から開放される。

図１に示した装置を評価するために、絶縁形コンバータに図５の回路を用い、非絶縁形コンバータに図７の回路を用いて実験を行った。

まず、絶縁形コンバータの試作機は、以下の回路パラメータで実験を行った。Vi : 48 V 、Vi' : 48 V、Chi , Cli : 0.47mF、Cho, Clo : 100mF、トランスの巻数比 : １:１、スイッチング周波数 : 300 kHz。
図９に、絶縁形コンバータの効率を示す広範囲にわたって９５％程度の高い効率が得られている。

次いで、非絶縁形コンバータである、タップインダクタ方式の２相式降圧形コンバータの回路パラメータを以下に示す。
Vi' : 48 V 、Vo : 1.2 V、Cia, Cib : 0.1mF、Co : 800mF、タップインダクタの１次巻数10巻、２次巻数1巻、各相のスイッチング周波数 : 330 kHz。
図１０に、非絶縁形コンバータの効率を示す。３３Ａ出力時において83％程度の効率が得られた。

電子機器用電源装置には、多出力であること、低電圧大電流を高スリューレートに出力することが求められる。本発明は、前記手段とする分散化電源装置によって、これらの条件を満足させると共に、高効率、装置の低コスト化、部品点数の削減、小型軽量化が可能であり、この種産業に多大な貢献を呈するものである。

実施例１おける分散化電源装置を示す図である。 絶縁形コンバータにより構成された従来の分散化電源装置を示す図である。 １段目の絶縁形コンバータと２段目の非絶縁形コンバータ（トランスを含まない）により構成された従来の分散化電源装置を示す図である。 １段目の非絶縁形コンバータと２段目の絶縁形コンバータにより構成された従来の分散化電源装置を示す図である。 実施例１おける絶縁形コンバータを示す図である。 実施例１おける絶縁形コンバータのトランスの電圧及び電流波形を示す図である。 実施例１おける非絶縁形コンバータを示す図である。 実施例１おける非絶縁形コンバータの同期整流スイッチを流れる電流と、出力平滑コンデンサに流れる電流の波形を示す図である。 実施例１おける絶縁形コンバータの電力効率を示す図である。 実施例１おける非絶縁形コンバータの電力効率を示す図である。

符号の説明

Vi 入力電源
Chi, Cli 入力コンデンサ
Shi, Sli １次側スイッチ
Dho, Dlo ２次側整流ダイオード
T トランス
Cho, Clo 中間バスの平滑コンデンサ
Vi'' 中間バス電圧
Sma, Smb メインスイッチ
Sla, Slb 還流スイッチ
SRa, SRb 同期整流スイッチ
Cia, Cib 共振コンデンサ
Co 出力平滑コンデンサ
Ta, Tb タップインダクタ
R 負荷

Claims (1)

1. 入力電源に絶縁形コンバータを接続し、この絶縁形コンバータと複数の負荷それぞれの間にトランスの機能を含む非絶縁形コンバータを介設したことを特徴とする分散化電源装置。
   

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