WO2013168376A1 - 発光ダイオード駆動装置及び半導体装置 - Google Patents

発光ダイオード駆動装置及び半導体装置 Download PDF

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Abstract

　発光ダイオード駆動装置（５０）は、整流回路（１）と、スイッチング素子（５）と、チョークコイル（３）と、出力電流検出回路（７）と、ＬＥＤ光源（２）と、整流ダイオード（４）と、制御回路（６）と、出力電流検出回路（７）から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路（８）とを備え、フィードバック検出回路（８）は、フィードバックダミー信号を出力し、出力フィードバック信号とフィードバックダミー信号との誤差に基づいた信号に応じて、スイッチング素子（５）のスイッチングを制御する信号を制御回路（６）へ出力する。

Description

発光ダイオード駆動装置及び半導体装置
　本発明は、発光ダイオード駆動用半導体装置、及びそれを用いた駆動装置に関するものである。
　近年、発光ダイオード（以下ＬＥＤと記載）を駆動するための発光ダイオード駆動用半導体装置及びそれを有する発光ダイオード駆動装置が開発され、実用化されている。特に白色ＬＥＤを光源としたＬＥＤ電球などの照明装置の量産化が盛んに行われている。また、ＬＥＤを適切に駆動する駆動回路が種々提案されている（例えば、特許文献１～３参照）。
　特許文献１に開示されている従来の発光ダイオード駆動装置は、直流電圧をエネルギー変換するためのトランスを有する非絶縁フライバックコンバータ方式の回路構成を有する装置である。
　また、特許文献２に開示されている従来の発光ダイオード駆動装置は、Ｂｕｃｋコンバータ方式の回路構成を有する。例えば、発光ダイオード駆動装置は、スイッチング素子Ｑ２１、駆動回路２１３、整流素子Ｄ２２、チョークコイルＬ２３、平滑コンデンサＣ２４により構成されるＢｕｃｋコンバータを有している。ここで、Ｂｕｃｋコンバータは、詳細には、スイッチング素子を入力電圧の高電位側に配置するハイサイドＢｕｃｋコンバータである。
　また、非絶縁回路を構成する場合は、フライバックコンバータよりもＢｕｃｋコンバータの方が効率やコスト面で有利である。
　また、特許文献３に開示されている従来の発光ダイオード駆動装置は、特許文献２と同様にＢｕｃｋコンバータを有している。このＢｕｃｋコンバータは、詳細には、スイッチング素子を入力電圧の低電位側（基準電位）に配置するローサイドＢｕｃｋコンバータである。
米国特許第８０９８５０３号明細書 特開２０１１－１３０５４３号公報 特開２０１０－２４５４２１号公報
　特許文献１に記載の従来の発光ダイオード駆動装置では、フィードバック信号は、ＬＥＤを流れる電流に比例した電圧ＶＦＢで表される。電圧ＶＦＢはコントローラとスイッチング素子の基準電位に対してセンス抵抗に流れる電流によって生成される電位差であるため、必ずコントローラとスイッチング素子の基準電位に対してプラス信号となる。しかし、この制御回路構成を維持したままではエネルギー変換効率のよいＢｕｃｋコンバータに適用することができないといった課題がある。
　次に、特許文献２に記載の従来の発光ダイオード駆動装置では、ＬＥＤ光源に流れる電流を電流検出抵抗で検出して制御回路の基準電圧に対してプラス信号のフィードバック信号を得ることができ、また入力電圧の高電圧側に配置したスイッチング素子を駆動するための駆動回路を設ける回路構成とすることで、Ｂｕｃｋコンバータを構成している。
　しかし、スイッチング素子とそのスイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路の基準電位が異なるため、異なる基準電圧での信号をやり取りするために専用の駆動回路が必要となり、発光ダイオード駆動装置の全体コストが増大する。
　また、力率改善のために専用の昇圧回路が必要となるため制御が複雑でコストも高くなり、発光ダイオード駆動装置の大型化、高コスト化を招いてしまう課題がある。
　次に、特許文献３に記載の従来の発光ダイオード駆動装置では、ローサイドＢｕｃｋコンバータのみで力率改善を実現できる構成となっているが、分圧回路で全波整流電圧に比例した基準電圧を生成して制御する構成となっているため、高入力電圧が印加された場合にスイッチング素子やＬＥＤ光源に流れる電流のピーク値が高くなりすぎるおそれがある。
　本発明は、上記従来の問題点に鑑み、スイッチング素子およびそれを制御する制御回路を入力電圧の高電位側に配置したハイサイドＢｕｃｋコンバータ方式で、入力電圧が脈流波形の場合に定電流制御と力率改善が可能で、入力電圧が大きく変動した場合においても出力の増大やスイッチング素子の破壊のおそれがない発光ダイオード駆動用半導体装置及びそれを用いた駆動装置を提供する。
　上記目的を達成するために、発光ダイオード駆動装置は、交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の高電位側に入力端子が接続され前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力端子と一端が接続されたチョークコイルと、前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの前記一端との間に接続され、前記チョークコイルに流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、前記チョークコイルの他端にアノード端子が接続され、前記整流回路の低電位側にカソード端子が接続された少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、前記整流回路の低電位側にアノード端子が接続され、前記スイッチング素子の出力端子にカソード端子が接続され、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、前記スイッチング素子の出力端子と前記整流ダイオードの前記カソード端子との接続点と同電位の電圧を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路とを備え、前記フィードバック検出回路は、フィードバックダミー信号を出力し、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号との誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を前記制御回路へ出力する。
　本態様によれば、スイッチング素子とそのスイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路の動作基準電圧が同電位であるため、異なる基準電位間の信号をやり取りするための駆動回路を必要としない。また、スイッチング素子と制御回路と前記フィードバック検出回路を同一の半導体基板上に形成したり、または同一のパッケージに組み込むことができる。またフィードバック検出回路はマイナス信号に対応した構成となっているため、ハイサイドＢｕｃｋコンバータ構成ができ、発光ダイオード駆動装置の高効率駆動及び、小型化、省スペース化を実現することができる。
　また、前記出力電流検出回路は、前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの一端とに接続された第１の抵抗と、前記フィードバック検出回路から前記フィードバックダミー信号を出力するフィードバック検知端子と前記チョークコイルの一端とに接続された第２の抵抗と、前記スイッチング素子の出力端子と前記フィードバック検出回路のフィードバック検知端子の間に接続されたコンデンサとを有し、前記出力フィードバック信号は、前記チョークコイルに流れる電流によって第１の抵抗の両端に発生する第１の電位差であり、前記フィードバックダミー信号は、フィードバックダミー電流であり、前記フィードバック検出回路は、前記第１の電位差と前記フィードバックダミー電流によって前記第２の抵抗の両端に発生する第２の電位差が実質的に等しくなるように前記制御回路へ制御信号を出力する構成としてもよい。
　本態様によれば、チョークコイルに流れる電流によって第１の抵抗の両端に発生する第１の電位差とフィードバックダミー電流によって第２の抵抗の両端に発生する第２の電位差が実質的に等しくなるように制御回路へ制御信号を出力することにより、制御回路の基準電位に対してマイナス信号となる出力フィードバック信号を直接フィードバック検出回路で検知することなくフィードバック情報を制御回路へ伝達することができる。出力フィードバック信号を直接フィードバック検知回路へ入力する必要がないため、第１の抵抗と第２の抵抗の値を任意に設定することで、チョークコイル電流と第１の抵抗で発生する電力ロスを低減することができる。
　さらに、出力電流検出回路の出力フィードバック信号の応答速度は第２の抵抗値とスイッチング素子の出力端子とフィードバック検知端子の間に接続されたコンデンサ容量値によって任意に設定できるため、電源仕様に応じて適切なフィードバック応答速度を選択することができる。さらに、フィードバック期間が入力電圧のゼロ電圧ごとに決定される構成ではないため、入力電圧の波形に依存することなくフィードバック制御が可能である。
　また、前記フィードバック検出回路は、前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって、前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧と前記フィードバック検出回路の参照電圧とを比較する誤差増幅器と、前記誤差増幅器からの出力信号に基づいて、前記スイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御信号変換器とを備える構成としてもよい。
　本態様によれば、誤差増幅器と制御信号変換器によってフィードバック検出回路で生成されたフィードバック情報を制御回路へ伝達することができる。
　また、前記制御回路は、前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧が前記誤差増幅器の参照電圧よりも高い場合は、前記制御信号変換器からの制御信号によって実質的に前記ＬＥＤ光源へのエネルギー出力を増加させる制御を行い、前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧が前記誤差増幅器の参照電圧よりも低い場合は、前記制御信号変換器からの制御信号によって実質的に前記ＬＥＤ光源へのエネルギー出力を減少させる制御を行う構成としてもよい。
　本態様によれば、ＬＥＤ光源の出力電流を一定に制御することができる。
　また、前記誤差増幅器の参照電圧は、前記制御回路の動作基準電圧と実質的に等しい構成としてもよい。
　本態様によれば、誤差増幅器の参照電圧が制御回路の動作基準電圧と実質的に等しいため、フィードバック検知端子への印加電圧がプラス電圧の場合に実質的にＬＥＤ光源へのエネルギー出力を増加させる制御を行い、フィードバック検知端子への印加電圧がマイナス電圧の場合に実質的にＬＥＤ光源へのエネルギー出力を減少させる制御を行うことになり、フィードバック検知端子への信号印加はプラス信号でもマイナス信号でも対応が可能となる。
　また、前記制御回路は、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する構成としてもよい。
　また、前記制御回路は、一定の周波数で動作する前記スイッチング素子のオン時間を制御する構成としてもよい。
　また、前記制御回路は、一定の周波数で動作する前記スイッチング素子のピーク電流値を制御する構成としてもよい。
　本態様によれば、スイッチング素子の制御方法は限定されることは無く、制御回路はフィードバック検出回路からの出力信号の値に応じて、スイッチング素子のスイッチング制御を行うので、出力電流を一定の設定電流になるように制御することが可能となる。
　また、発光ダイオード駆動装置は、交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の高電位側に入力端子を接続され前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力端子と一端が接続されたチョークコイルと、前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの一端との間に接続され、前記チョークコイルに流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、前記チョークコイルの他端にアノード端子が接続され、前記整流回路の低電位側にカソード端子が接続された少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、前記整流回路の低電位側にアノード端子が接続され、前記スイッチング素子の出力端子にカソード端子が接続され、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、前記スイッチング素子の出力端子と前記整流ダイオードのカソード端子との接続点と同電位の電圧を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路と、前記整流回路からの整流された入力電圧情報を検知する入力電圧検出回路とを備え、前記フィードバック検出回路は、フィードバックダミー信号を出力し、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号との誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する信号を前記制御回路へ出力し、前記入力電圧検出回路は、前記整流回路からの入力電圧情報に基づき、前記スイッチング素子のピーク電流検出値を制御する信号を前記制御回路へ出力する。
　本態様によれば、入力電圧検出回路で入力電圧情報を検知してスイッチング素子のピーク電流を制御することによって、入力電圧波形に応じた入力電流波形をもたらすことができ力率を向上することができる。またフィードバック検出回路からの信号によってスイッチング素子のスイッチング周波数を制御することによって、出力電流を一定の設定電流になるように制御することが可能となる。
　また、前記制御回路は前記整流回路によって整流された入力電圧と前記スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する入力電流とが実質的に比例するように前記スイッチング素子に流れる電流値を制御する構成としてもよい。
　本態様によれば、入力電圧波形と入力電流波形を実質的に比例させる制御を行うことによって、入力電流の導通角を広げて入力電圧波形とほぼ同位相で変化させることが可能となり、力率を向上することができる。
　また、前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるオフ期間に前記入力電圧情報をサンプリング信号としてサンプリングし、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン期間に前記サンプリング信号を保持するサンプリングホールド回路を備える構成としてもよい。
　本態様によれば、スイッチング素子と入力電圧検出回路と制御回路が入力電圧の高電位側のハイサイドに配置された構成の場合、入力電圧検出回路の入力端子に印加される信号はスイッチング素子がオフの期間にのみ検知されるので、検出精度の高い検出が可能となる。
　また、前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるターンオフ後の予め設定されたサンプリング期間に前記入力電圧情報をサンプリング信号としてサンプリングし、前記サンプリング期間の後に前記サンプリング信号を保持するサンプリングホールド回路を備える構成としてもよい。
　本態様によれば、入力電圧検出回路はスイッチング素子のオンオフ動作におけるターンオフ後の予め設定されたサンプリング期間にのみ入力信号の検出を行うので、それ以外の期間に発生する入力波形の乱れに影響されない検出精度の高い検出が可能となる。
　また、前記入力電圧検出回路は、前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベル以上の場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可し、前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベルのヒステリシス値以下の場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を禁止させるスイッチング許可期間信号を前記制御回路に出力する第１の比較器を備える構成としてもよい。
　本態様によれば、入力電圧と出力電圧の電圧差がほとんどない場合や、入力電圧が極めて低いときにスイッチング素子のスイッチング制御を禁止することが可能であり、スイッチング素子の安定な制御が可能である。
　また、前記入力電圧検出回路は、前記サンプリング信号が第１の基準レベルよりも高く予め設定された第２の基準レベル以下の場合に、前記スイッチング素子のスイッチング動作のオン期間を最小に保持する信号を前記制御回路に出力する第２の比較器を備える構成としてもよい。
　本態様によれば、低入力電圧時にスイッチング素子の出力電流を最低の値に制限することにより入力電流を低く制限することが可能であり、入力電圧波形と入力電流波形を類似させることにより力率を向上させることができる。
　また、前記入力電圧検出回路は、前記サンプリング信号が予め設定された第２の基準レベル以上の場合に、前記サンプリング信号のレベルに応じて前記スイッチング素子に流れるピーク電流検出値を第１のレートで変化させ、前記ピーク電流検出値が予め設定されたしきい値以上の範囲では、前記第１のレートよりも緩やかに設定された第２のレートで変化させ、前記ピーク電流検出値が予め設定された上限値に達すると、前記ピーク電流検出値を上限値で保持する信号を前記制御回路に出力するピーク電流検出値変換器を備える構成としてもよい。
　本態様によれば、入力電圧に応じてスイッチング素子のピーク電流検出値をリニアに変化させることが可能であり、且つ高入力電圧時に変化レートを緩やかにすることにより、ピーク電流検出の遅れ時間によるピーク電流の伸びを低減することができる。さらにピーク電流の上限値を制限することでスイッチング素子などに定格以上の電流が流れることを防止できる。
　また、前記入力電圧検出回路は、前記サンプリング信号のピーク値を検出する入力ピーク値検出回路をさらに備え、前記入力ピーク値検出回路は、前記サンプリング信号のピーク値が予め設定された第１の入力ピーク基準レベル以上であることを検知すると、予め設定された前記入力電圧情報と前記スイッチング素子に流れる電流値の変化の制御レートを、第１の制御レートから前記第１の制御レートよりも緩やかに設定された第２の制御レートに切り替えて、前記第２の制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する構成としてもよい。
　本態様によれば、ＡＣ１００ＶとＡＣ２４０Ｖなど入力電圧の仕様に応じて入力電圧とピーク電流の変化の制御レートを切り替えることができる。これにより低入力電圧仕様にスイッチング素子のピーク電流が上限値に達するタイミングと高入力電圧使用時にスイッチング素子のピーク電流が上限値に達するタイミングを同程度に補正することが可能であり、低入力仕様でも高入力仕様でも入力電圧波形と入力電流波形の関係を同等にすることで力率向上が可能である。
　さらに、交流電源の電圧が瞬間的に変動した場合などにスイッチング素子のピーク電流の変化の制御レートを切り替えることが可能であり、入力電圧変動に対応できる。
　また、前記入力ピーク値検出回路の第１の入力ピーク基準レベルは、ヒステリシス値を有し、前記入力ピーク値検出回路は、前記入力電圧情報のピーク値が予め設定された第１の入力ピーク基準レベルのヒステリシス値以下であることを検知すると、予め設定された前記入力電圧情報と前記スイッチング素子に流れる電流値との制御を行うための第２の制御レートよりも急峻に設定された第１の制御レートに切り替えて、第１の制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する構成としてもよい。
　本態様によれば、第１の入力ピーク基準レベルにヒステリシス値を設けることによって、入力脈流電圧波形のピークレベルが第１の入力ピーク基準レベル付近の場合に毎周期の入力ハーフサイクルで制御レートが切り替わってしまう誤検出を防止することができる。
　また、前記入力ピーク値検出回路は、前記サンプリング信号のピーク値が予め設定された第１の入力ピーク基準レベル以上であることを検知すると、前記第１の比較器が次に前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベル以上となり前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可した時に、予め設定された前記サンプリング信号と前記スイッチング素子に流れる電流値との制御を行うための第１の制御レートよりも緩やかに設定された第２の制御レートに切り替えて、第２の制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する構成としてもよい。
　本態様によれば、入力脈流電圧波形のピークレベルが第１の基準レベル以上であることを検出した際に、検出した入力脈流波形の次に印加される入力脈流波形のタイミングからスイッチング素子のピーク電流の変化の制御レートを切り替えることができるため、ピーク電流が急に変化することを防止できる。
　また、前記入力ピーク値検出回路の第１の入力ピーク基準レベルは、ヒステリシス値を有し、前記入力ピーク値検出回路は、前記サンプリング信号のピーク値が予め設定された第１の入力ピーク基準レベルのヒステリシス値以下を検知すると、前記第１の比較器が次に前記入力電圧情報が予め設定された第１の基準電圧以上となり、前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可した時に、予め設定された前記サンプリング信号と前記スイッチング素子に流れる電流値の制御の第２の制御レートよりも急峻に設定された第１の制御レートに切り替えてその制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する構成としてもよい。
　本態様によれば、第１の入力ピーク基準レベルにヒステリシス値を設けることによって、入力脈流電圧波形のピークレベルが第１の入力ピーク基準レベル付近の場合に入力ハーフサイクル毎に制御レートが切り替わってしまう誤検出を防止することができる。
　また、前記入力ピーク値検出回路は、少なくとも２つ以上の入力ピーク基準レベルと制御レートを有し、前記サンプリング信号のピーク値と予め設定された前記複数の入力ピーク基準値との関係に応じて、前記サンプリング信号と前記スイッチング素子とに流れる電流値の制御レートを切り替えて、前記制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する構成としてもよい。
　本態様によれば、複数の入力ピーク基準レベルと制御レートを有するため、入力電圧のピーク仕様に応じて最適な制御レートを選択することができる。
　また、前記制御回路は、前記整流回路に一端を接続された定電流源と、前記定電流源の他端に接続され、前記定電流源の出力電圧が所定値以上であれば起動信号を出力し、前記定電流源の出力電圧が所定値未満であれば停止信号を出力し、前記制御回路の電源電圧を供給するレギュレータと、前記スイッチング素子が発振を開始してからソフトスタート時間が経過するまでのソフトスタート期間を決定するソフトスタート期間発生回路とをさらに有し、前記フィードバック検出回路は、前記レギュレータが起動信号を出力すると、前記フィードバックダミー信号を予め設定された最小値に設定し、前記スイッチング素子のスイッチング制御が開始されると、前記ソフトスタート期間中において前記フィードバックダミー信号を徐々に増加させる構成としてもよい。
　本態様によれば、電源起動時にソフトスタート動作となり、フィードバックダミー信号が本来の設定値よりも低い最小値から徐々に増加する制御となるため、出力電流検出回路からのフィードバック信号に対して本来の設定値よりも低い値からフィードバック制御をかけることが可能となる。フィードバックダミー信号が本来の設定値で固定されていると出力電流が本来の設定電流に達するまではフィードバック制御がかからず、制御回路は最大出力電力を供給するようにスイッチング素子のスイッチング制御を行うため、出力電流が設定電流に達したあとに制御回路によって出力電力を減少させるフィードバック制御がかかるまでの期間に出力電流が設定電流よりも増大するおそれがあるが、本態様によって設定電流よりも低い値からフィードバック制御がかかるような構成であるため、電源起動時に出力電流が設定電流よりも増大するおそれを低減できる。
　また、前記ソフトスタート期間発生回路が決定するソフトスタート期間は、前記入力電圧検出回路の第１の比較器で決定される前記スイッチング許可期間を予め設定された所望の回数だけ繰り返した時間であるとしてもよい。
　本態様によれば、入力脈流電圧の回数によってソフトスタート期間を決定することができる。
　また、前記制御回路は、さらに、前記レギュレータが起動信号を出力すると時間計測を開始する時間計測回路を有し、前記ソフトスタート期間発生回路により決定されるソフトスタート期間は、前記入力電圧検出回路の第１の比較器で決定される前記スイッチング許可期間を予め設定された所望の回数だけ繰り返した時間、または、前記交流電源の１周期よりも長く、予め設定された前記時間計測回路で計測される計測時間とのどちらかの期間で決定される構成としてもよい。
　本態様によれば、入力電圧が脈流波形の場合は入力脈流電圧の回数か時間計測回路によって設定された時間のどちらかでソフトスタート期間が決定でき、入力電圧が平滑された場合は時間計測回路によって設定された時間でソフトスタート期間が決定できるため、入力電圧が脈流波形でも平滑波形でもソフトスタート期間を決定することができる。
　また、前記ピーク電流検出値変換器は、前記ピーク電流検出値を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定し、前記ソフトスタート期間中に、設定した当該ピーク電流検出値を保持する構成としてもよい。
　本態様によれば、電源起動時のソフトスタート期間においてスイッチング素子のピーク電流検出値を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定することができる。電源起動時など入出力電圧差が大きい場合には電流傾きが急峻になり検出遅れ時間によるピーク電流の伸びが懸念されるが、スイッチング素子に流れる電流のピーク値（最大電流値）が抑制されるためスイッチング素子の劣化や損傷を防止することができる。また、入力電圧に応じてピーク電流が変化しないので、フィードバック制御がかかるまでに出力電流が設定電流以上に増加することを低減できる。
　また、前記ソフトスタート期間中において、前記フィードバック検出回路は、前記レギュレータが起動信号を出力すると前記フィードバックダミー信号を予め設定された最小値に設定し、前記入力電圧検出回路の第１の比較器が決定するスイッチング許可期間中に前記フィードバックダミー信号を徐々に増加させ、前記スイッチング許可期間が終了すると前記フィードバックダミー信号を予め設定された最小値に設定する制御を繰り返す構成としてもよい。
　本態様によれば、電源起動時のソフトスタート期間において入力脈流電圧のサイクルの度にフィードバックダミー信号を最小値から徐々に増加させる動作を繰り返すため、入力脈流電圧の１周期で出力電流が設定電流に達しない場合にも出力電流が設定電流よりも増大するおそれを低減できる。
　また、交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源を含む負荷と、前記整流回路の高電位側と前記負荷に結合されたエネルギー変換回路と、前記エネルギー変換回路の一次側に入力端子が接続され、前記整流回路の低電位側に出力端子が接続された前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、前記整流回路の低電位側を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、前記負荷と前記エネルギー変換回路の二次側の低電位側に接続され、前記負荷に流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路とを備え、前記フィードバック検出回路はフィードバックダミー信号を出力し、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を前記制御回路へ出力する構成としてもよい。
　また、交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源を含む負荷と、前記整流回路の高電位側と前記負荷に結合されたエネルギー変換回路と、前記エネルギー変換回路の一次側に入力端子が接続され、前記整流回路の低電位側に出力端子が接続された前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、前記整流回路の低電位側を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、前記負荷と前記エネルギー変換回路の二次側の低電位側に接続され、前記負荷に流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路と、前記整流回路からの整流された入力電圧情報を検知する入力電圧検出回路とを備え、前記フィードバック検出回路はフィードバックダミー信号を出力し、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する信号を前記制御回路へ出力し、前記入力電圧検出回路は前記整流回路からの入力電圧情報に基づき前記スイッチング素子のピーク電流検出値を制御する信号を前記制御回路へ出力する構成としてもよい。
　本態様によれば、Ｂｕｃｋコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置で使用した発光ダイオード駆動半導体をフライバックコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置でも使用することができる。
　また、発光ダイオード駆動用の半導体装置は、上記した特徴を有する発光ダイオード駆動装置に使用される半導体装置であって、少なくとも前記スイッチング素子と前記制御回路と前記フィードバック検出回路が同一の半導体基板上に形成されているか、または、同一のパッケージに組み込まれている。
　本態様によれば、スイッチング素子と制御回路とを１つのパッケージに組み込むことが可能となる。したがって、この半導体装置を用いて発光ダイオード駆動装置を構成すれば、発光ダイオード駆動装置の部品点数を大幅に削減することができ、発光ダイオード駆動装置の小型化及び軽量化さらには低コスト化を容易に実現することができる。
　入力電圧が脈流波形の場合には定電流制御と力率改善が可能で、入力電圧が平滑された場合には定電流制御が可能で、入力電圧が大きく変動した場合においても出力の増大やスイッチング素子の破壊のおそれがなく、且つフライバックコンバータ方式にも対応できる発光ダイオード駆動装置及び半導体装置を実現することができる。
図１は、実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置及び半導体装置の一例を示す回路図である。 図２は、実施の形態１に係るフィードバック検出回路の一例を示す回路図である。 図３Ａは、実施の形態１に係るフィードバック電圧とスイッチング制御の関係の一例を示す波形図である。 図３Ｂは、実施の形態１に係るフィードバック電圧とスイッチング制御の関係の一例を示す波形図である。 図３Ｃは、実施の形態１に係るフィードバック電圧とスイッチング制御の関係の一例を示す波形図である。 図４は、実施の形態２に係る発光ダイオード駆動装置及び半導体装置の一例を示す回路図である。 図５は、実施の形態２に係る入力電圧波形とドレイン電流波形と入力電流波形の一例を示す波形図である。 図６は、実施の形態２に係る入力電圧検出回路の一例を示す回路図である。 図７Ａは、実施の形態２に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を示す波形図である。 図７Ｂは、実施の形態２に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を示す波形図である。 図８Ａは、実施の形態２に係る入力電圧とピーク電流検出値の関係の一例を示す回路図である。 図８Ｂは、実施の形態２に係る入力電圧とピーク電流検出値の関係の一例を示す回路図である。 図９は、実施の形態３に係る入力電圧検出回路の一例を示す回路図である。 図１０Ａは、実施の形態３に係る入力電圧とピーク電流検出値の関係の一例を示す回路図である。 図１０Ｂは、実施の形態３に係る入力電圧とピーク電流検出値の関係の一例を示す回路図である。 図１１は、実施の形態３に係る入力電圧と入力検出電圧とピーク電流検出値の関係の一例を示す回路図である。 図１２は、実施の形態４に係る発光ダイオード駆動装置及び半導体装置の一例を示す回路図である。 図１３は、実施の形態５に係る発光ダイオード駆動装置及び半導体装置の一例を示す回路図である。 図１４Ａは、実施の形態５に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を示す波形図である。 図１４Ｂは、実施の形態５に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を示す波形図である。 図１５は、実施の形態６に係る発光ダイオード駆動装置及び半導体装置の一例を示す回路図である。 図１６は、従来技術に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。 図１７は、従来技術に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。 図１８は、一般的なＢｕｃｋコンバータとフライバックコンバータの一例を示す回路図と動作を示す図である。 図１９は、従来技術に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。
　（本発明の基礎となった知見）
　はじめに、本発明の基礎となった知見について、図面を参照しながら説明する。
　図１６は特許文献１に記載の従来の発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。
　図１６に示すように、発光ダイオード駆動装置１００は、交流電源から電圧を直流電圧１０６に変換する全波整流器１８０と、直流電圧１０６をエネルギー変換するためのトランス１８２と、集積回路１８５とその内部の電源スイッチ１１６と、ＬＥＤ光源に流れる電流を検出するセンス抵抗１１３と、複数のＬＥＤ光源で構成された負荷１１１とで構成され、非絶縁フライバックコンバータ方式の回路構成である。
　コンデンサ１８１は、非常に低い値であり、高周波雑音電流にフィルタをかけるためのものであり、直流電圧１０６は実質的に平滑でない整流した電圧波形となる。コントローラ１０９は、電源スイッチ１１６のスイッチングを制御して、入力端子１１５から出力端子１１４へのエネルギーの流れを調整して、入力電圧波形１０４に実質的に一致するとともに比例する入力電流波形１０５を有する入力電流１０２をもたらす。
　フィードバック信号１２０は、センス抵抗１１３間で生成され、センス抵抗１１３は、負荷１１１を流れる出力電流１１９に比例した電圧ＶＦＢをもたらす。コントローラ１０９は、コントローラ１０９内部で発生するフィードバックサンプリング周波数でフィードバック信号１２０からフィードバック情報を集める。コントローラ１０９は、フィードバック期間にフィードバック信号１２０からフィードバック情報を集め、フィードバック期間は、フィードバック信号をサンプリングするために使用されるフィードバックサンプリング信号の期間より大きい。たとえば、フィードバック期間は、交流電源期間１０３の半分である。別例では、フィードバック信号１２０は、各フィードバック期間に実質的に３２０回サンプリングされる。言いかえれば、フィードバック期間は、フィードバックサンプリング信号の期間の少なくとも３２０倍であり、フィードバックサンプリング周波数の逆数に等しい。さらに別の例ではフィードバック期間は、電力コンバータの入力に結合された交流電圧源の０電圧条件ごとの期間に実質的に等しい。
　そして、フィードバック期間に集められるフィードバック情報に応じて、フィードバック期間の終了時にコントローラによって制御されるスイッチの稼動条件を設定し、出力電流１１９を一定に制御する。
　また、図１７は、特許文献２に記載の従来の発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。図１７に示すように、発光ダイオード駆動装置２００は、電力生成回路２１０と、制御回路２２０と、制御電源回路２３０とを有する。
　電力生成回路２１０は、ダイオードブリッジＤＢと、力率改善回路２１１と、直流直流変換回路２１２とを有する。ダイオードブリッジＤＢは、交流電源ＡＣから入力した交流電力を全波整流して、電圧波形を脈流にする。
　制御電源回路２３０は、制御ＩＣ２２１，２２２などを動作させるための制御電源電力を生成する。
　力率改善回路２１１は、制御ＩＣ２２１の制御を受けて動作する。力率改善回路２１１は、ダイオードブリッジＤＢが全波整流した脈流電圧を、直流電圧に変換する。力率改善回路２１１は、入力側の電流波形を、脈流の電圧波形に近似した波形に整えることにより、力率を改善する。
　直流直流変換回路２１２は、制御ＩＣ２２２の制御を受けて動作する。直流直流変換回路２１２は、力率改善回路２１１が変換した直流電圧を、電圧値の異なる直流電圧に変換する。直流直流変換回路２１２は、例えば、スイッチング素子Ｑ２１、駆動回路２１３、整流素子Ｄ２２、チョークコイルＬ２３、平滑コンデンサＣ２４により構成されるＢｕｃｋコンバータである。
　制御ＩＣ２２１や制御ＩＣ２２２は、制御回路２２０の一部である。また電流検出回路２２５も、制御回路２２０の一部である。電流検出回路２２５は、光源回路２５０を流れる電流を検出する。電流検出回路２２５は、例えば、電流検出抵抗Ｒ３１、抵抗Ｒ３２、コンデンサＣ３３、増幅器Ａ３４、基準電圧源Ｖ３５を有する。電流検出抵抗Ｒ３１には、光源回路２５０に流れる電流が流れる。電流検出抵抗Ｒ３１の両端には、流れた電流に比例する電圧が発生する。制御ＩＣ２２２は、電流検出回路２２５が生成したフィードバック信号に基づいて、光源回路２５０を流れる電流が所定の値になるよう、直流直流変換回路２１２を制御する。
　ここで、直流直流変換回路２１２の駆動回路２１３は、スイッチング素子Ｑ２１の制御信号の基準電位が発光ダイオード駆動装置２００の基準電圧と異なるため必要となる。このように、スイッチング素子を入力電圧の高電位側に配置するＢｕｃｋコンバータを“ハイサイドＢｕｃｋコンバータ”と呼ぶ。
　一般的に、Ｂｕｃｋコンバータはフライバックコンバータと比較すると、エネルギー変換素子にトランスではなくコイルを使用するので、トランスでのエネルギー変換ロスが少ないため、変換効率がよい。
　また、図１８の（ａ）はフライバックコンバータによるＬＥＤ電流の波形、同図の（ｂ）はＢｕｃｋコンバータによるＬＥＤ電流の波形であり、同一の動作条件でのＬＥＤ電流の波形の違いを示したものである。ＩＤＳはスイッチング素子Ｑ３０２に流れる電流を示す。
　図１８の（ａ）に示すように、フライバックコンバータの場合には、ＬＥＤ電流はスイッチング素子Ｑ３０２がオフの期間のみに流れる。一方、同図の（ｂ）に示すように、Ｂｕｃｋコンバータの場合には、ＬＥＤ電流はコイル電流と同一であり、スイッチング素子Ｑ３０２がオンの期間とオフの期間の両方に流れる。この結果、スイッチング素子に流れる電流波形が同一である場合、ＬＥＤ平均電流は同図の（ｂ）に示したように、Ｂｕｃｋコンバータの場合の方が大きくなる。また、同図の（ａ）に示すように、フライバックコンバータで同一のＬＥＤ電流を得るためには、スイッチング素子に流す電流値のピーク値を上げたり、スイッチング素子のスイッチング周波数を早くする必要がある。高いピーク電流を流すためには高い電流定格のＬＥＤ光源を選択する必要があり、高コストになる。また、高周波数駆動になるほどスイッチングロスが増大する。このため、非絶縁回路を構成する場合は、フライバックコンバータよりもＢｕｃｋコンバータの方が効率やコスト面で有利である。
　また、別の例として図１９を用いて、特許文献３の従来の発光ダイオード駆動装置について説明する。図１９は、従来の特許文献３に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。
　図１９に示すように、発光ダイオード駆動装置４００は、整流部４３０と、チョークコイル４３２と、回生用ダイオード４３４と、スイッチング素子４３６と、制御部４３８と、比較器４４０と分圧回路４４２とを含んで構成される。発光ダイオード駆動装置４００は、は、特許文献２と同様にＢｕｃｋコンバータで構成されている。しかし、スイッチング素子４３６と制御部４３８の基準電位は同一であるため、制御部４３８の出力信号によってスイッチング素子４３６を直接制御することができる。このように、スイッチング素子を入力電圧の低電位側（基準電位）に配置するＢｕｃｋコンバータを“ローサイドＢｕｃｋコンバータ”と呼ぶ。
　交流電源からの電圧は、整流部４３０によって全波整流された電圧となる。分圧回路４４２は、整流部４３０に得られた全波整流電圧を分圧して基準電圧Ｖｒｅｆを生成して比較器４４０へ出力する。分圧回路４４２によって、基準電圧Ｖｒｅｆは、全波整流電圧の変化に比例した変化を示す。また、別例では、分圧回路４４２に基準電圧Ｖｒｅｆを所定電圧Ｖｍａｘ以下にクランプするためのツェナーダイオード４４２ａを設ける。
　比較器４４０は、ＬＥＤ光源４０２を流れる電流によって電流検出抵抗Ｒ１の両端に発生する比較電圧Ｖｃｍｐを反転入力端子に受ける。また、比較器４４０は、分圧回路４４２によって平滑化されていない全波整流電圧Ｖｒｅｃを分圧して得られた基準電圧Ｖｒｅｆを非反転入力端子に受ける。比較器４４０は、比較電圧Ｖｃｍｐと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、比較結果を制御部４３８へ出力する。
　制御部４３８は、比較器４４０による基準電圧Ｖｒｅｆと比較電圧Ｖｃｍｐとの比較結果に基づいてスイッチング素子４３６のスイッチングを制御する。比較器４４０と制御部４３８の制御によって、ＬＥＤ光源４０２に流れる電流波形を、全波整流電圧の変化に比例した変化にすることで力率を改善する。
　ここで、図１６に示す発光ダイオード駆動装置では、フィードバック信号はＬＥＤを流れる電流に比例した電圧ＶＦＢで表される。電圧ＶＦＢはコントローラとスイッチング素子の基準電位に対してセンス抵抗に流れる電流によって生成される電位差であるため、必ずコントローラとスイッチング素子の基準電位に対してプラス信号となる。しかし、この制御回路構成を維持したままではエネルギー変換効率のよいＢｕｃｋコンバータに適用することができない。
　次に、図１７に示す発光ダイオード駆動装置では、ＬＥＤ光源に流れる電流を電流検出抵抗で検出して制御回路の基準電圧に対してプラス信号のフィードバック信号を得ることができる。また、入力電圧の高電圧側に配置したスイッチング素子を駆動するための駆動回路を設ける回路構成とすることで、Ｂｕｃｋコンバータを構成している。
　しかし、スイッチング素子とそのスイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路の基準電位が異なるため、異なる基準電圧での信号をやり取りするために専用の駆動回路が必要となる。したがって、発光ダイオード駆動装置の全体コストが増大する。
　また、力率改善のために専用の昇圧回路が必要となるため制御が複雑でコストも高くなり、発光ダイオード駆動装置の大型化、高コスト化を招いてしまう課題がある。
　次に、特許文献３に記載の従来の発光ダイオード駆動装置では、ローサイドＢｕｃｋコンバータのみで力率改善を実現できる構成となっているが、分圧回路で全波整流電圧に比例した基準電圧を生成して制御する構成となっている。したがって、高入力電圧が印加された場合に、スイッチング素子やＬＥＤ光源に流れる電流のピーク値が高くなりすぎるおそれがある。
　そこで、本願発明者らは、スイッチング素子およびそれを制御する制御回路を入力電圧の高電位側に配置したハイサイドＢｕｃｋコンバータ方式で、入力電圧が脈流波形の場合に定電流制御と力率改善が可能で、入力電圧が大きく変動した場合においても出力の増大やスイッチング素子の破壊のおそれがない発光ダイオード駆動用半導体装置及びそれを用いた駆動装置を見出している。
　以下、実施の形態の一態様について、図面を参照しながら説明する。なお、各図面において同一部材には同じ符号を付し、重複する説明は省略する。以下の実施の形態は、一例を示すものであって、例えば構成部材の配置等が下記のものに特定されるものではない。本実施の形態は、請求の範囲において様々な変更を加えることができる。
　（実施の形態１）
　図１は、実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置５０の構成の一例を示す回路図である。本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５０は、１個以上のＬＥＤ光源を駆動するハイサイドＢｕｃｋコンバータ型の駆動装置である。
　図１において、整流回路１は、商用電源などの交流電源（図示せず）に接続され、交流電圧を整流することで脈流電圧を生成する。整流回路１は、例えば、全波整流回路であって、交流電圧から全波整流電圧を生成する。整流回路１の高電位側は、スイッチング駆動回路９の高電位側端子ＤＲＮに接続され、低電位側は、発光ダイオード駆動装置５０の基準電位ＧＮＤに接続される。なお、スイッチング駆動回路９は、本実施の形態に係る半導体装置の一例である。
　コンデンサ１３は、整流回路１の高電位側と低電位側の端子に接続される。コンデンサ１３は、高周波雑音電流にフィルタをかけるためのものであり、コンデンサ１３の容量値が非常に低い場合、直流電圧Ｖｉｎは実質的に平滑でない整流した電圧波形となる。また、コンデンサ１３の容量値が十分に大きい場合、直流電圧Ｖｉｎは平滑された電圧波形となる。本実施の形態では、入力電圧波形は脈流電圧波形である場合を例に説明を行う。
　スイッチング駆動回路９は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動用の半導体装置の一例であり、ＬＥＤ光源２に流れる電流を定電流制御するための半導体装置である。図１に示すように、スイッチング駆動回路９は、少なくとも外部に接続する３つの端子（高電位側端子ＤＲＮ、低電位側端子ＳＲＣＥ、及びフィードバック検知端子ＦＢ）を有する。高電位側端子ＤＲＮは、整流回路１の高電位側の端子に接続され、脈流電圧波形の入力電圧Ｖｉｎが入力される。低電位側の端子ＳＲＣＥは、スイッチング駆動回路９の動作基準電位であり、整流ダイオード４のカソード端子に接続される。
　スイッチング素子５は、一例として、高耐圧Ｎ型ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子５のドレイン端子は、スイッチング駆動回路９の高電位側端子ＤＲＮに接続される。スイッチング素子５のソース端子は、スイッチング駆動回路９の低電位側端子ＳＲＣＥに接続される。ただし、スイッチング素子５はこれに限定されるものではなく、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等、様々なデバイスを用いることができる。
　フィードバック検出回路８は、スイッチング駆動回路９のフィードバック検知端子ＦＢに接続され、出力電流検出回路７から出力された出力フィードバック信号を受け取る。出力フィードバック信号は、チョークコイルに流れる電流Ｉｃｏｉｌによって第１の抵抗１０の両端に発生する電位差で示される。また、フィードバック検出回路８は、スイッチング駆動回路９のフィードバック検知端子ＦＢからフィードバックダミー信号（ＩＦＢｄｍ）を出力する。そして、出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号（ＩＦＢｄｍ）の誤差に基づいた信号に応じて、スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を制御回路６へ出力する。
　制御回路６の動作基準電位は、スイッチング素子５のソース端子と同電位である。制御回路６は、スイッチング駆動回路９の低電位側端子ＳＲＣＥに接続される。そして、制御回路６は、フィードバック検出回路８からの信号に基づき、スイッチング素子５のオンオフ動作を制御する駆動信号をスイッチング素子５のゲート端子に出力する。
　ＬＥＤ光源２は、複数個の発光ダイオード（ＬＥＤ）を備える。発光ダイオードは、１個以上であればよく、複数個の発光ダイオードを備える場合であっても、複数個の発光ダイオードは、直列に接続されていることに限らず、マトリクス状に接続してもよい。これらは、以降に説明する実施の形態においても同様である。
　チョークコイル３の他端は、ＬＥＤ光源２のアノード端子側に接続される。コンデンサ１４は、ＬＥＤ電流を平滑するためにＬＥＤ光源２の両端に接続される。整流ダイオード４は、ＬＥＤ光源２のカソード端子側とスイッチング駆動回路９の低電位側端子ＳＲＣＥとに接続され、チョークコイル３に生じる逆起電力をＬＥＤ光源２に供給する。
　出力電流検出回路７は、第１の抵抗１０と第２の抵抗１１とコンデンサ１２とで構成される。第１の抵抗１０は、スイッチング駆動回路９の低電位側端子ＳＲＣＥとチョークコイル３の一端とに接続される。第１の抵抗１０には、チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌが流れる。第２の抵抗１１は、チョークコイル３の一端とスイッチング駆動回路９のフィードバック検知端子ＦＢとに接続される。コンデンサ１２は、スイッチング駆動回路９のフィードバック検知端子ＦＢと低電位側端子ＳＲＣＥとに接続され、第２の抵抗１１とコンデンサ１２でフィルタ回路が形成される。
　次に、ハイサイドＢｕｃｋコンバータの動作について説明する。交流電源に電圧が印加されて入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧となり、スイッチング駆動回路９が動作を開始すると、制御回路６で決定された所望のタイミングに基づいてスイッチング素子５がオンオフ動作を開始する。スイッチング素子５がオフからオンに移行すると、入力電圧Ｖｉｎがスイッチング素子５と第１の抵抗１０を介して、チョークコイル３に印加され、スイッチング素子５のドレイン端子とソース端子の電圧差は、スイッチング素子５のオン電圧まで低下する。そして、ＬＥＤ光源２とコンデンサ１４にはチョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌが流れて、チョークコイル３には流れる電流に見合った磁気エネルギーが蓄積される。
　スイッチング素子５がオンの間、スイッチング素子５→第１の抵抗１０→チョークコイル３→ＬＥＤ光源２の経路に電流が流れ、ＬＥＤ光源２に流れる電流波形は、入力電圧Ｖｉｎとチョークコイル３のインダクタンス値Ｌで決定される、時間と共に増加する傾きを持った電流波形となる。
　次に、スイッチング素子５がオンからオフに移行すると、スイッチング素子５に流れていた電流が遮断され、チョークコイル３に蓄積された磁気エネルギーにより逆起電力が発生する。そして、スイッチング素子５がオフの間は、チョークコイル３の逆起電力により、チョークコイル３→ＬＥＤ光源２→整流ダイオード４→第１の抵抗１０→チョークコイル３の経路に電流が流れる。ＬＥＤ光源２に流れる電流波形は、整流ダイオード４の順方向電圧とＬＥＤ光源２の順方向電圧の合計電圧とチョークコイル３のインダクタンス値Ｌで決定される、時間と共に減少する傾きをもった電流波形となる。この結果、第１の抵抗１０にはチョークコイル３に流れるＩｃｏｉｌと同一の電流が流れる。
　図２を用いてフィードバック検出回路８の一回路例について説明する。図２は、本実施の形態に係るフィードバック検出回路の一例を示す回路図である。
　図２において、定電流源１５は、フィードバック検知端子（ＦＢ）へフィードバックダミー電流（ＩＦＢｄｍ）を出力する定電流源である。誤差増幅器１６の一方の入力端子はフィードバック検知端子ＦＢに接続され、他方の参照電圧入力端子はスイッチング駆動回路９の低電位側端子ＳＲＣＥに接続される。誤差増幅器１６の出力端子は、制御信号変換器１７に入力される。制御信号変換器１７は、誤差増幅器１６からの出力信号に基づいた制御信号を制御回路６へ出力する。ここで、誤差増幅器１６の参照電圧入力端子は、必ずスイッチング駆動回路９の低電位側端子ＳＲＣＥに接続される必要はなく、別の定電圧源やその他のスイッチング駆動回路９の外部端子に接続されてもよい。
　次に、図１と図２を用いて本実施の形態におけるフィードバック制御動作について説明する。
　第１の抵抗１０にコイル電流Ｉｃｏｉｌが流れると、第１の抵抗１０の両端に電位差が発生する。スイッチング駆動回路９の低電位側端子ＳＲＣＥの電圧をＶｓ、第１の抵抗とチョークコイル３の共通接続部の電圧をＶｃとすると、第１の抵抗１０の両端の電位差は（Ｖｓ－Ｖｃ）と表すことができる。さらに、第１の抵抗１０の抵抗値をＲＯＳとすると下記の式１で表すことができる。
　Ｖｓ－Ｖｃ＝Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ　・・・式１
　フィードバック検知端子ＦＢの電圧をＶｆｂとすると、第２の抵抗１１の両端の電位差は（Ｖｆｂ－Ｖｃ）と表すことができる。さらに、フィードバック検知端子ＦＢからはフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍが第２の抵抗１１へ流れており、第２の抵抗１１の抵抗値をＲＦＢとすると下記の式２で表すことができる。
　Ｖｆｂ－Ｖｃ＝ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ　・・・式２
　また、式１と式２を用いて式３が算出される。
　Ｖｆｂ－Ｖｓ＝ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ－Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ　・・・式３
　ここで、フィードバック検知端子ＦＢの電圧をスイッチング駆動回路９の低電位側端子ＳＲＣＥの電圧Ｖｓを基準に表すと下記の式４のようになる。
　ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）＝Ｖｆｂ－Ｖｓ　・・・式４
　さらに、式３と式４を用いて式５が算出される。
　ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）＝ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ－Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ　・・・式５
　このｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）は、誤差増幅器１６の参照電圧Ｖｓに対する入力電圧Ｖｆｂの電圧差を示すフィードバック電圧である。そして、ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）は、第２の抵抗１１の両端電位差（ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ）が第１の抵抗１０の両端電位差（Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ）よりも大きいときプラス電圧となり、第２の抵抗１１の両端電位差（ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ）が第１の抵抗１０の両端電位差（Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ）よりも小さいときマイナス電圧となる。
　そして、誤差増幅器１６は、ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）がプラス電圧の場合、実質的にＬＥＤ光源２へのエネルギー出力を増加させるための信号を制御信号変換器１７に出力する。また、誤差増幅器１６は、ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）がマイナス電圧の場合、実質的にＬＥＤ光源２へのエネルギー出力を減少させるための信号を制御信号変換器１７に出力する。
　ＬＥＤ光源２へのエネルギー出力が増加するとコイル電流Ｉｃｏｉｌが増加するため、式５においてｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の値は減少する。また、ＬＥＤ光源２へのエネルギー出力が減少するとコイル電流Ｉｃｏｉｌが減少するため、式５においてｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の値は増加する。
　このようなフィードバック動作によって、スイッチング駆動回路９は、第１の電位差とフィードバックダミー電流によって第２の抵抗１１の両端に発生する第２の電位差とが実質的に等しくなるように、スイッチング素子５のスイッチング制御を行う。言い換えると、スイッチング駆動回路９は、フィードバック検知端子ＦＢと低電位側端子ＳＲＣＥの電位差であるｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の絶対値がゼロに近づくようにスイッチング素子５のスイッチング制御を行い、コイルに流れる電流Ｉｃｏｉｌの平均電流を一定に保つ動作を行う。この結果、ＬＥＤ光源２に流れる電流を定電流に制御することが可能となる。
　なお、制御信号変換器１７からの出力信号によって、制御回路６はスイッチング素子５のスイッチング制御を実施するが、その制御手段は限定されない。
　図３Ａ～図３Ｃは、本実施の形態に係るフィードバック電圧とスイッチング制御の関係の一例を示す波形図である。
　図３Ａに示すように、スイッチング駆動回路９によるスイッチング素子５の制御方法は、フィードバック電圧ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の増減に応じてスイッチング素子５のスイッチング周波数を制御する方法でもよい。また、図３Ｂに示すように、スイッチング駆動回路９によるスイッチング素子５の制御方法は、フィードバック電圧ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の増減に応じて一定の周波数で動作するスイッチング素子５のオン時間を制御する方法でもよい。また、また、図３Ｃに示すように、スイッチング駆動回路９によるスイッチング素子５の制御方法は、フィードバック電圧ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の増減に応じて一定の周波数で動作するスイッチング素子５のピーク電流を制御する方法でもよい。
　なお、スイッチング素子５のスイッチング周波数を変化させる手段は、ＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式と呼ばれる。スイッチング素子５のスイッチングのオンデューティを変化させる手段は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式と呼ばれる。スイッチング素子５に流れる電流のピーク値を変化させる手段は、電流モードＰＷＭ制御方式と呼ばれる。また、上記以外にスイッチング素子５のオフ時間を予め設定された値で固定にするオフ時間固定制御方式、などもあり、その制御方法は問わない。ただし、上述の制御方式に必要な回路は当業者には周知であるので、これらの制御方式による構成については詳細な説明を省略する。
　また、本実施の形態１のみならず他の実施の形態においても、発光ダイオード駆動装置５１は、交流または直流電源が入力される円筒状の口金を備えた筐体内に一体化された、いわゆるＬＥＤ電球またＬＥＤ照明と称される機器を含むものである。
　以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５０は、スイッチング素子５とそのスイッチング素子５のスイッチング制御を行う制御回路６の動作基準電圧が同電位であるため、異なる基準電位間の信号をやり取りするための駆動回路を必要としない。また、スイッチング素子５と制御回路６とフィードバック検出回路８とを同一の半導体基板上に形成したり、または、スイッチング素子５と制御回路６とフィードバック検出回路８とを同一のパッケージに組み込んだスイッチング駆動回路９を実現したりできる。また、本構成は本実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置５０に限定される構成ではなく、以降に説明する他の実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置にも適用することができる。
　また、フィードバック検出回路８はマイナス信号に対応した構成となっているため、ハイサイドＢｕｃｋコンバータ構成ができ、発光ダイオード駆動装置の高効率駆動、及び、小型化、省スペース化を実現することができる。特にＬＥＤ電球など小型、省スペースの要求が高いセットに対して好適である。
　さらに、チョークコイル３に流れる電流によって第１の抵抗１０の両端に発生する第１の電位差と、フィードバックダミー電流によって第２の抵抗１１の両端に発生する第２の電位差とが実質的に等しくなるように制御回路６へ制御信号を出力することにより、制御回路６の基準電位に対してマイナス信号となる出力フィードバック信号を直接フィードバック検出回路８で検知することなく、フィードバック情報を制御回路６へ伝達することができる。出力フィードバック信号を直接フィードバック検出回路８へ入力する必要がないため、第１の抵抗と第２の抵抗の値を任意に設定することで、チョークコイル電流と第１の抵抗で発生する電力ロスを低減することができる。
　さらに、出力電流検出回路７の出力フィードバック信号の応答速度は、第２の抵抗１１とスイッチング素子５の出力端子とフィードバック検知端子ＦＢとの間に接続されたコンデンサ１２の容量値によって任意に設定できるため、電源仕様に応じて適切なフィードバック応答速度を選択することができる。さらに、フィードバック期間が入力電圧のゼロ電圧ごとに決定される構成ではないため、入力電圧の波形に依存することなくフィードバック制御が可能である。
　また、誤差増幅器１６と制御信号変換器１７によって、フィードバック検出回路８で生成されたフィードバック情報を制御回路６へ伝達することにより、ＬＥＤ光源２の出力電流を一定に制御することができる。
　また、誤差増幅器１６の参照電圧が制御回路６の動作基準電圧と実質的に等しい構成とすると、フィードバック検知端子ＦＢへの印加電圧がプラス電圧の場合に、実質的にＬＥＤ光源２へのエネルギー出力を増加させる制御を行う。また、フィードバック検知端子ＦＢへの印加電圧がマイナス電圧の場合に、実質的にＬＥＤ光源２へのエネルギー出力を減少させる制御を行うことになる。したがって、フィードバック検知端子ＦＢへの信号印加は、プラス信号でもマイナス信号でも対応が可能となる。
　また、スイッチング素子５の制御方法は、上記した制御方法に限定されることは無く、他の制御方法であってもよい。制御回路６は、フィードバック検出回路８からの出力信号の値に応じてスイッチング素子５のスイッチング制御を行うので、出力電流を一定の設定電流になるように制御することが可能となる。
　また、本実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置で得られる効果は、実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置に限定されるものではなく、以降に説明する実施の形態２～６に係る発光ダイオード駆動装置でも同様な効果を発揮できる。
　（実施の形態２）
　続いて、実施の形態２に係る発光ダイオード駆動装置及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、入力電圧検出回路を備え入力電圧情報を検知してスイッチング素子のピーク電流を制御することによって、入力電圧波形に応じた入力電流波形をもたらすことができることを特徴とする。
　図４は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５１の一例を示す回路図である。図４において、図１に示す構成要素に相当する構成要素には、図１と同じ符号を付し、それらについての説明は省略する。
　本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５１は、実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置５０と比較すると、スイッチング駆動回路１８の構成が異なる。また、抵抗２０、抵抗２１、整流ダイオード２２が追加されている。それ以外の構成については実施の形態１と同様である。
　スイッチング駆動回路１８は、実施の形態１に係るスイッチング駆動回路９と比較すると、入力電圧検出端子ＣＬと入力電圧検出回路１９が追加されている。
　整流回路１の高電位側は、整流ダイオード２２のアノード端子に接続される。整流ダイオード２２のカソード端子は、コンデンサ１３の一端に接続される。また、整流回路１の高電位側とスイッチング駆動回路１８の低電位側端子ＳＲＣＥの間には直列接続された抵抗２０と抵抗２１が接続されており、抵抗２０と抵抗２１の共通接続部がスイッチング駆動回路１８の入力電圧検出端子ＣＬに接続される。
　ここで、整流回路１は、例えば、全波整流回路であって、交流電圧から全波整流電圧を生成する。コンデンサ１３は非常に低い値であり、高周波雑音電流にフィルタをかけるためのものであり、直流電圧Ｖｉｎは実質的に平滑でない整流した電圧波形となる。また、コンデンサ１３の容量値が十分に大きい場合は、直流電圧Ｖｉｎは平滑された電圧波形となる。コンデンサ１３の容量値によって入力電圧Ｖｉｎ波形は脈流波形となったり、平滑された波形となったりする。整流ダイオード２２は、入力電圧波形が脈流波形となり、入力脈流電圧波形に比例した入力電圧情報が入力電圧検出端子に印加されるために必要となる。すなわち、全波整流された入力電圧波形がコンデンサ１３によって平滑された波形になることを防止する。よって、コンデンサ１３が非常に低い値で直流電圧Ｖｉｎが実質的に平滑でない整流した電圧波形となる場合には不要である。
　また、本実施の形態では、入力電圧情報を抵抗２０と抵抗２１とによって分圧された電圧情報として入力電圧検出端子ＣＬに印加する構成となっているが、これに限定されるものではない。入力電圧情報がスイッチング駆動回路１８の基準電位ＳＲＣＥに対して印加される構成となっていればよい。例えば、入力電圧情報は、電流情報として入力電圧検出端子ＣＬに印加されてもよいし、抵抗分割で分圧されずに直接入力電圧検出端子ＣＬに印加されてもよい。電流情報によって信号を入力する手段や高電圧を印加するために印加端子の素子を高耐圧化する手段は当業者には周知であるので、これらの構成については詳細に述べない。
　入力電圧検出回路１９は、入力電圧検出端子ＣＬから入力された入力電圧情報に基づき、スイッチング素子５のピーク電流検出値を制御する信号を制御回路２３へ出力する。
　また、フィードバック検出回路８は、誤差増幅器１６の出力信号に基づき、制御信号変換器１７を介して、制御回路２３へスイッチング素子５の発振周波数を制御する信号を出力する。
　次に、図５を用いて、このように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５１の入力電圧波形と入力電流波形の関係について説明する。
　図５において、Ｖｉｎは入力電圧波形を示しており、脈流波形（サイン波形）となっている。ＩＤＳは、スイッチング素子５に流れる電流波形を示す。Ｉｉｎは、入力電流波形を示す。
　スイッチング駆動回路１８は、スイッチング素子５のピーク電流検出値を実質的に入力電圧Ｖｉｎの波形に比例した制御をすることによって、入力電圧Ｖｉｎに実質的に比例した入力電流の波形をもたらすことができ、力率を向上することができる。
　次に、ハイサイドＢｕｃｋコンバータ方式において、入力電圧検出回路１９が発光ダイオード駆動装置５１の基準電位ＧＮＤと異なるスイッチング駆動回路１８の動作基準電位ＳＲＣＥを基準として入力電圧情報を制御する構成と手段について、図６、図７Ａ及び図７Ｂを用いて説明する。
　図６は、本実施の形態に係る入力電圧検出回路１９の一例を示す回路図である。図６において、入力電圧検出端子ＣＬは、サンプリングホールド回路２４に接続される。サンプリングホールド回路２４でサンプリングされた入力電圧情報は、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして第１の比較器２５、第２の比較器２６、ピーク電流検出値変換器２７へそれぞれ入力される。
　第１の比較器２５の他方の入力端子には、ヒステリシス値（ヒステリシス特性）を有する第１の基準電圧（ＶＣＬｕｖ）が入力される。そして、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧が第１の基準レベル以上の場合にスイッチング素子５のスイッチング動作を許可し、第１の基準レベルのヒステリシス値以下の場合にスイッチング素子５のスイッチング動作を禁止するスイッチング許可期間信号を制御回路２３へ出力する。
　第２の比較器２６の他方の入力端子には、第２の基準電圧（ＶＣＬＬ）が入力される。第２の基準電圧は、第１の基準電圧よりも高く設定される。そして、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧が第２の基準レベル以下の場合には、スイッチング素子５のスイッチング動作のオン期間を最小に保持する信号を制御回路２３へ出力する。
　また、ピーク電流検出値変換器はサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧に応じてスイッチング素子５のピーク電流検出値を変化させる信号を制御回路２３へ出力する。
　このように構成された本実施の形態に係る入力電圧検出回路１９のサンプリングホールド回路２４の役割を、図７Ａ及び図７Ｂを用いて説明する。図７Ａ及び図７Ｂは、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５１における各部の動作を示す波形図である。より詳細には、入力電圧Ｖｉｎが全波整流波形でサイン波形で増加する際の各部の動作を示す。
　まず、サンプリングホールド回路２４の制御の一例を図７Ａで説明する。図７Ａの波形ａはスイッチング素子５の連続モードのスイッチング動作によってチョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌである。ＴＯＮはスイッチング素子５のオン期間、ＴＯＦＦはスイッチング素子５のオフ期間を示す。図７Ａの波形（ａ）は、図４のチョークコイル３の電流Ｉｃｏｉｌに対する矢印の方向を順方向とする。波形（ｂ）は、図４において発光ダイオード駆動装置の基準電位ＧＮＤに対するスイッチング駆動回路１８の動作基準電位端子の電圧、すなわちＶｓ電圧である。波形（ｃ）は、図４において発光ダイオード駆動装置の基準電位ＧＮＤに対する入力電圧検出端子ＣＬの電圧、すなわちＶＣＬ電圧である。波形（ｄ）は、図４においてスイッチング駆動回路１８の動作基準電位端子ＳＲＣＥに対する入力電圧検出端子ＣＬの電圧、すなわち（ＶＣＬ－ＶＳ）電圧である。波形（ｅ）は、図４においてスイッチング駆動回路１８の基準電位端子ＳＲＣＥに対するサンプリングホールド回路２４の出力電圧、すなわち（Ｖｓａｍｐｌｅ－ＶＳ）電圧である。
　スイッチング素子５がオンである期間ＴＯＮにおける各部の波形について説明する。
　チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌは、波形（ａ）のように直線的に増加する電流波形となる。また、ＧＮＤ基準のＶｓ電圧は、波形（ｂ）のように入力電源電圧Ｖｉｎと同電位になる（スイッチング素子５の抵抗成分による電圧降下は無視する。）。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬは、波形（ｃ）のように入力電圧Ｖｉｎに比例して上昇する。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬを、スイッチング駆動回路１８の動作基準電圧Ｖｓを基準に表すと、波形（ｄ）のように電位差は発生しない。そして、サンプリングホールド回路２４は、波形（ｅ）のようにスイッチング素子５がオンである期間ＴＯＮには、入力電圧検出端子ＣＬに入力されるＶＣＬ電圧を検知せず、前の期間に検知した電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。
　次に、スイッチング素子５がオフである期間ＴＯＦＦにおける各部の波形について説明する。チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌは、波形（ａ）のように直線的に減少する電流波形となる。また、ＧＮＤ基準のＶｓ電圧は、波形（ｂ）のようにチョークコイル３の逆起電力によって整流ダイオード４の順方向電圧ＶＦ分だけマイナス電圧になる。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬは、入力電圧Ｖｉｎに比例して上昇する。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬをスイッチング駆動回路１８の動作基準電圧Ｖｓを基準に表すと、波形（ｄ）のように電位が発生する。そして、サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がオフである期間ＴＯＦＦに入力電圧検出端子ＣＬに入力されるＶＣＬ電圧をサンプリングし、波形（ｅ）のようにスイッチング素子５がオフからオンに切り替わったタイミングでサンプリングしたＶＣＬ電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。
　このように、サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がオンである期間にはＶＣＬ電圧を検知しない。これにより、前の期間に検知した電圧が保持されて、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして後段の回路へ出力される。また、サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がオフである期間にＶＣＬ電圧をサンプリングする。これにより、後段の回路へは前の期間に検知した電圧が保持されてサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力される。そして、スイッチング素子５がオフからオンに切り替わったタイミングで、サンプリングホールド回路２４は、サンプリングしたＶＣＬ電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして更新する。
　また、サンプリングホールド回路２４は、上記例とは別の制御でもよい。本実施の形態に係る入力電圧検出回路１９のサンプリングホールド回路２４の別の制御の例を図７Ｂを用いて説明する。
　図７Ｂの波形（ａ）は、スイッチング素子５の非連続モードのスイッチング動作によってチョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌである。ＴＯＮはスイッチング素子５のオン期間、ＴＯＦＦはスイッチング素子５のオフ期間を示す。図７Ｂの波形（ａ）は、図４のチョークコイル３の電流Ｉｃｏｉｌに対する矢印の方向を順方向とする。波形（ｂ）は、図４において発光ダイオード駆動装置の基準電位ＧＮＤに対するスイッチング駆動回路１８の動作基準電位端子の電圧、すなわちＶｓ電圧である。波形（ｃ）は、図４において発光ダイオード駆動装置の基準電位ＧＮＤに対する入力電圧検出端子ＣＬの電圧、すなわちＶＣＬ電圧である。波形（ｄ）は、図４においてスイッチング駆動回路１８の動作基準電位端子ＳＲＣＥに対する入力電圧検出端子ＣＬの電圧、すなわち（ＶＣＬ－ＶＳ）電圧である。波形（ｅ）は、図４においてスイッチング駆動回路１８の基準電位端子ＳＲＣＥに対するサンプリングホールド回路２４の出力電圧、すなわち（Ｖｓａｍｐｌｅ－ＶＳ）電圧である。
　スイッチング素子５がオンである期間ＴＯＮにおける各部の波形について説明する。
　チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌは、波形（ａ）のように直線的に増加する電流波形となる。また、ＧＮＤ基準のＶｓ電圧は、波形（ｂ）のように入力電源電圧Ｖｉｎと同電位になる（スイッチング素子５の抵抗成分による電圧降下は無視する。）。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬは、波形（ｃ）のように入力電圧Ｖｉｎに比例して上昇する。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬをスイッチング駆動回路１８の動作基準電圧Ｖｓを基準に表すと、波形（ｄ）のように電位差は発生しない。そして、サンプリングホールド回路２４は、波形（ｅ）のようにスイッチング素子５がオンである期間ＴＯＮには入力電圧検出端子ＣＬに入力されるＶＣＬ電圧を検知せず、前の期間に検知した電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。
　次に、スイッチング素子５がオフである期間ＴＯＦＦにおける各部の波形について説明する。チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌは、波形（ａ）のように直線的に減少する電流波形となる。非連続モード動作であるのでチョークコイル３に蓄積された逆起電力が全て放出されるとＩｃｏｉｌは流れず、実質的にゼロとなる。また、ＧＮＤ基準のＶｓ電圧は、チョークコイル３の逆起電力によって波形（ｂ）のように整流ダイオード４の順方向電圧ＶＦ分だけマイナス電圧になる。チョークコイル３に蓄積された逆起電力が全て放出されると、スイッチング駆動回路１８は整流ダイオード４の順方向電圧ＶＦを保持できなくなり、寄生容量などの影響でＶｓ電圧波形はリンギングする。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬは、波形（ｃ）のように入力電圧Ｖｉｎに比例して上昇する。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬをスイッチング駆動回路１８の動作基準電圧Ｖｓを基準に表すと、波形（ｄ）のように電位が発生する。入力電圧ＶＣＬは、逆起電力により、チョークコイル３に電流が流れている期間は安定な波形であるが、逆起電力の放出が終わるとリンギングをもった波形となる。
　サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がターンオフしてから予め設定されたサンプリング期間を有し、波形（ｅ）のようにサンプリング期間内に入力電圧検出端子ＣＬに入力されるＶＣＬ電圧をサンプリングし、サンプリング期間が終了したタイミングでサンプリングしたＶＣＬ電圧を、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。
　このように、サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がオンである期間はＶＣＬ電圧を検知しない。これにより、前の期間に検知した電圧が保持されて、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして後段の回路へ出力される。また、スイッチング素子５がターンオフしてから予め設定されたサンプリング期間を有しており、サンプリングホールド回路２４は、サンプリング期間内にＶＣＬ電圧をサンプリングする。これにより、後段の回路へは前の期間に検知した電圧が保持されてサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。そして、サンプリング期間が終了したタイミングで、サンプリングホールド回路２４は、サンプリングしたＶＣＬ電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして更新する。サンプリングホールド回路２４がサンプリング期間を有していると、それ以外の期間に発生する入力波形の乱れに影響されない検出精度の高い検出が可能となる。
　次に、本実施の形態に係る入力電圧検出回路１９に係る第１の比較器２５、第２の比較器２６、ピーク電流検出値変換器２７の役割を、図８Ａ及び図８Ｂを用いて説明する。図８Ａ及び図８Ｂは、本発明の実施の形態２に係る入力電圧とピーク電流検出値の関係の一例を示す回路図である。
　図８Ａは、横軸が入力電圧Ｖｉｎ及びそれに比例するサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧レベルを示し、縦軸はスイッチング素子５のピーク電流検出値ＩＤＰと動作状態を示す図である。
　最初に領域（１）におけるスイッチング素子５の動作について説明する。サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧が第１の比較器２５の第１の基準電圧ＶＣＬｕｖに達するまでは、スイッチング素子５のオンオフ動作は禁止される。その結果、スイッチング素子５のピーク電流検出値ＩＤＰはゼロレベルとなる。その後、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧が第１の比較器２５の第１の基準電圧ＶＣＬｕｖ以上になると、スイッチング素子５のオンオフ動作は許可されるが、第２の比較器２６の第１の基準電圧ＶＣＬｕｖよりも高く設定された第２の基準電圧ＶＣＬＬよりも低いため、スイッチング素子５のスイッチング動作のオン期間は最小に保持される。その結果、スイッチング素子５のピーク電流検出値ＩＤＰは、最小値ｍｉｎＩＤＰで保持される。そして、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧が第２の基準電圧ＶＣＬＬよりも高くなると、ピーク電流検出値変換器２７によってサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧値に応じてスイッチング素子５に流れるピーク電流検出値を第１のレートでリニアに変化させる。
　領域（２）において、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧値がピーク電流検出値変換器２７が予め設定したしきい値以上（図示しない）となると、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化のレートを第１のレートよりも緩やかに設定された第２のレートでリニアに変化させる。そして、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧値がピーク電流検出値変換器２７が予め設定した上限値ＶＣＬ１に達するとスイッチング素子５に流れるピーク電流検出値をＭａｘ値で保持する。なお、図８Ａにおいて基準電圧ＶＣＬｕｖ、ＶＣＬＬ、ＶＣＬ１に相当する入力電圧Ｖｉｎの値を示しているが、基準電圧と入力電圧Ｖｉｎの関係はこの値に限定されるものではない。
　次に、図８Ｂを用いて入力電圧Ｖｉｎとスイッチング素子５のピーク電流検出値の関係について説明する。図８Ｂの上段は入力電圧を示し、本例ではピーク電圧がＡＣ１２０Ｖの脈流波形である。下段は、入力電圧に対応するピーク電流検出値ＩＤＰ波形である。領域（１）の入力電圧が極めて低いときには、スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる。入力電圧が極めて低いときには、スイッチング駆動回路１８の電源電圧が安定して得られない可能性が高く、スイッチング制御が不安定になることを防止する。また、低入力電圧時にスイッチング素子の出力電流を最低の値に制限することにより、入力電流を低く制限することが可能である。この結果、高入力電圧仕様時に低入力電圧仕様時と比較して、早いタイミングで入力電流は最大値に達して入力電圧のサイン波形の下降波形期間に入力電流が流れずに力率が悪化することを防止できる。また、領域（２）において高入力電圧時にサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化のレートを緩やかにすることにより、点線波形のようにピーク電流がピーク電流検出の遅れ時間によって必要以上に伸びることを防止できる。
　以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５１は、入力電圧検出回路１９で入力電圧情報を検知してスイッチング素子５のピーク電流を制御することによって、入力電圧波形に応じた入力電流波形をもたらすことができ力率を向上することができる。さらに、制御回路２３は、入力電圧波形と入力電流波形とを実質的に比例させる制御を行うことによって、入力電流の導通角を広げて入力電圧波形とほぼ同位相で変化させることが可能となる。これにより、力率を向上することができる。
　また、スイッチング素子５と入力電圧検出回路１９と制御回路２３とが入力電圧の高電位側のハイサイドに配置された構成の場合、入力電圧検出回路１９の入力端子ＣＬに印加される電圧は、スイッチング素子５がオフの期間にのみ検知される。したがって、入力電圧検出回路１９によって検出精度の高い検出が可能となる。さらに、入力電圧検出回路１９を、スイッチング素子５のオンオフ動作におけるターンオフ後の予め設定されたサンプリング期間にのみ入力信号の検出を行う構成とすると、それ以外の期間に発生する入力波形の乱れに影響されない検出精度の高い検出が可能となる。
　また、入力電圧検出回路１９によってスイッチング素子５のピーク電流検出値が適切に変化するので、入力電圧と出力電圧の電圧差がほとんどない場合や、入力電圧が極めて低いときにスイッチング素子５のスイッチング制御を禁止することが可能である。したがって、スイッチング素子５の安定な制御が可能である。さらに、低入力電圧時にスイッチング素子５の出力電流を最低の値に制限することにより、入力電流を低く制限することが可能である。したがって、入力電圧波形と入力電流波形を類似させることにより力率を向上させることができる。
　また、入力電圧に応じてスイッチング素子５のピーク電流検出値をリニアに変化させることが可能であり、且つ、高入力電圧時に変化レートを緩やかにすることによりピーク電流検出の遅れ時間によるピーク電流の伸びを低減することができる。さらに、ピーク電流の上限値を制限することで、スイッチング素子などに定格以上の電流が流れることを防止できる。
　なお、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５１であっても、実施の形態１の効果と同様な効果が実現できる。
　（実施の形態３）
　続いて、実施の形態３に係る発光ダイオード駆動装置及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。本発明の実施の形態３に係る発光ダイオード駆動装置は、入力電圧検出回路に入力ピーク値を検出し、入力電圧とスイッチング素子のピーク電流の制御レートを切り替えることを特徴とする。
　本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、実施の形態２と比較すると、入力電圧検出回路４１の構成が異なる。
　図９は、本実施の形態に係る入力電圧検出回路４１の一例を示す回路図である。
　入力ピーク値検出回路２８は全波整流された入力脈流の毎周期ごとにサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅの電圧のピークを検出し、そのピーク電圧が予め設定された第１の入力ピーク基準レベル以上であると、予め設定されたサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートを、第１の制御レートから第１の制御レートよりも緩やかに設定された第２の制御レートに切り替えてその制御レートを保持する信号をピーク電流検出値変換器２７へ出力する。
　このように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置の動作を図１０Ａ、図１０Ｂ及び図１１を用いて説明する。
　図１０Ａの横軸は、上段がサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅの電圧レベル、中段が毎周期ごとのサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅのピーク電圧ＶＣＬｐｅａｋ、下段がサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅに比例した入力電圧Ｖｉｎを示し、縦軸は上段がスイッチング素子５のピーク電流検出値ＩＤＰと動作状態を示し、中段がサンプル電圧ＶｓａｍｐｌｅとＩＤＰの変化の制御レートを示す図である。
　図１０Ａの上段のグラフの領域（１）及び領域（２）については、実施の形態２と同一であるので詳細な説明は省く。本実施の形態では、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートが３つある場合について説明する。第１の制御レートＲａｔｅ－１は実線で示し、第２の制御レートＲａｔｅ－２は一点鎖線で示し、第３の制御レートＲａｔｅ－３は二点鎖線で示す。
　入力ピーク値検出回路２８は、全波整流された入力電圧Ｖｉｎに比例したサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅの毎周期のピーク電圧ＶＣＬｐｅａｋを検出する。そして、ＶＣＬｐｅａｋが予め設定された第１の入力ピーク基準ＶＣＬｐ１以上である場合には、予め設定されたサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートを第１の制御レートＲａｔｅ－１から第１の制御レートよりも緩やかに設定された第２の制御レートＲａｔｅ－２に切り替える。そして、その制御レートＲａｔｅ－２を保持する信号を、ピーク電流検出値変換器２７へ出力する。
　また、ＶＣＬｐｅａｋが予め設定された第１の入力ピーク基準ＶＣＬｐ１のヒステリシス値以下である場合には、予め設定されたサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートを第２の制御レートＲａｔｅ－２から第２の制御レートよりも急峻に設定された第１の制御レートＲａｔｅ－１に切り替える。そして、その制御レートＲａｔｅ－１を保持する信号をピーク電流検出値変換器２７へ出力する。
　さらに、ＶＣＬｐｅａｋが予め設定された第２の入力ピーク基準ＶＣＬｐ２以上であると、予め設定されたサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートを第１の制御レート又は第２の制御レートよりも緩やかに設定された第３の制御レートＲａｔｅ－３に切り替える。そして、その制御レートＲａｔｅ－３を保持する信号をピーク電流検出値変換器２７へ出力する。
　また、ＶＣＬｐｅａｋが予め設定された第２の入力ピーク基準ＶＣＬｐ２のヒステリシス値以下であると、予め設定されたサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートを第３の制御レートＲａｔｅ－３から第３の制御レートよりも急峻に設定された第１の制御レートＲａｔｅ－１又は第２の制御レートＲａｔｅ－２に切り替える。そして、その制御レートＲａｔｅ－２を保持する信号を、ピーク電流検出値変換器２７へ出力する。
　なお、図１０Ａにおいて、基準電圧ＶＣＬｕｖ、ＶＣＬＬ、ＶＣＬ１、ＶＣＬ２、ＶＣＬ３、ＶＣＬｐ１、ＶＣＬｐ２に相当する入力電圧Ｖｉｎの値を示しているが、基準電圧と入力電圧Ｖｉｎの関係はこの値に限定されるものではない。また、サンプル電圧ＶＣＬｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートが３つの例で説明したが、制御レート数は３つに限定されるものではない。
　次に、図１０Ｂを用いて入力電圧Ｖｉｎとスイッチング素子５のピーク電流検出値の関係について説明する。図１０Ｂの上段は入力電圧を示し、本例ではピーク電圧がＡＣ１２０ＶとＡＣ２４０Ｖの脈流波形である。図１０Ｂの中段は入力ピーク値検出回路２８がない場合のピーク電流検出値ＩＤＰ波形を示し、図１０Ｂの下段は入力ピーク値検出回路２８がある場合のピーク電流検出値ＩＤＰ波形である。
　入力電圧Ｖｉｎのピーク値がＡＣ１２０Ｖの場合、図１０Ａの関係からサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートはＲａｔｅ－１である。入力電圧Ｖｉｎのピーク値がＡＣ２４０Ｖの場合で入力ピーク値検出回路２８がない場合、中段の破線波形のようにＩＤＰ波形は入力電圧Ｖｉｎの脈流波形の増加領域でｍａｘ値に達する。そして、その後さらに入力電圧Ｖｉｎは上昇すると、ピーク電流検出値ＩＤＰ値はＭａｘで固定されていてもピーク電流検出値の遅れ時間のためピーク電流検出値は伸びてしまうので、あたかもＩＤＰ値がｍａｘ以上に設定されたようになる。一方、入力ピーク値検出回路２８がある場合、図１０Ａの関係からサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートはＲａｔｅ－３に切り替わり、その制御レートを保持するので、下段の破線波形のようにピーク電流検出値ＩＤＰ波形はＡＣ１２０Ｖのときとほぼ同程度かそれよりも低い値に抑えることができる。
　次に、図１１を用いて本実施の形態に係る入力電圧と入力検出電圧とピーク電流検出値の切り替わるタイミングの別例について説明する。図１１において、上段は入力電圧を示し、本実施の形態では１周期目まではピーク電圧がＡＣ１００Ｖで２周期以降がＡＣ２４０Ｖの脈流波形である。中段は入力検出電圧ＶＣＬを示し、第１の比較器２５の基準電圧ＶＣＬｕｖよりも高い範囲において、スイッチング素子５のスイッチング周波数に応じてオン、オフするパルス駆動波形となる。下段はピーク電流検出値ＩＤＰの値を示す。なお、本例では、図１０Ａのようにサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートが３つある場合について説明する。
　入力電圧がＡＣ１００Ｖの場合、中段グラフのように入力検出電圧ＶＣＬの１周期内のピーク電圧ＶＣＬｐｅａｋは基準電圧ＶＣＬｐ１よりも低い。そのため、下段に示すサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートは第１の制御レートＲａｔｅ－１で制御される。
　次の入力脈流の周期で入力電圧がＡＣ２４０Ｖに変化した場合、中段グラフのように入力検出電圧ＶＣＬの１周期内のピーク電圧ＶＣＬｐｅａｋは基準電圧ＶＣＬｐ２よりも高い。入力ピーク値検出回路２８は、１周期内のピーク電圧ＶＣＬｐｅａｋが基準電圧ＶＣＬｐ２よりも高いことを検出すると、次に第１の比較器２５がサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧が予め設定された第１の基準電圧ＶＣＬｕｖ以上となり前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可した時に、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートをＲａｔｅ－１からＲａｔｅ－３へ切り替える。
　また、図示しないが、入力電圧がＡＣ２４０Ｖからさらに変化し、例えばＡＣ１００Ｖに低下すると、入力検出電圧ＶＣＬの１周期内のピーク電圧ＶＣＬｐｅａｋが基準電圧ＶＣＬｐ１よりも低くなるので、入力ピーク値検出回路２８は、次に第１の比較器２５がＶｓａｍｐｌｅ電圧が予め設定された第１の基準電圧ＶＣＬｕｖ以上となり前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可した時に、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとピーク電流検出値ＩＤＰの変化の制御レートをＲａｔｅ－３からＲａｔｅ－１へ切り替える。
　以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、入力電圧に応じてスイッチング素子５のピーク電流検出値をリニアに変化させることが可能であり、且つ高入力電圧時に変化レートを緩やかにすることにより、ピーク電流検出の遅れ時間によるピーク電流の伸びを低減することができる。さらに、ピーク電流検出値の上限値を制限することで、スイッチング素子などに定格以上の電流が流れることを防止できる。
　また、ＡＣ１００ＶとＡＣ２４０Ｖなど入力電圧の仕様に応じて入力電圧とピーク電流検出値の変化の制御レートを切り替えることができるため、低入力電圧仕様にスイッチング素子５のピーク電流検出値が上限値に達するタイミングと高入力電圧使用時にスイッチング素子のピーク電流検出値が上限値に達するタイミングを同程度に補正することが可能である。これにより、低入力仕様でも高入力仕様でも入力電圧波形と入力電流波形の関係を同等にすることで、力率向上が可能である。さらに、交流電源の電圧が瞬間的に変動した場合などに、スイッチング素子５のピーク電流の変化の制御レートを切り替えることが可能であり、入力電圧変動に対応できる。
　また、第１の入力ピーク基準レベルＶＣＬｕｖにヒステリシス値を設ける構成とすると、入力脈流電圧波形のピークレベルが第１の入力ピーク基準レベル付近の場合に毎周期の入力ハーフサイクルで制御レートが切り替わってしまう誤検出を防止することができる。
　また、入力脈流電圧波形のピークレベルが第１の基準レベルＶＣＬｐ１以上であることを検出した際に、検出した入力脈流波形の次に印加される入力脈流波形のタイミングからスイッチング素子のピーク電流の変化の制御レートを切り替える構成とすると、ピーク電流が急に変化することを防止できる。さらに、第１の入力ピーク基準レベルＶＣＬｐ１にヒステリシス値を設けることによって、入力脈流電圧波形のピークレベルが第１の入力ピーク基準レベル付近の場合に入力ハーフサイクル毎に制御レートが切り替わってしまう誤検出を防止することができる。
　また、複数の入力ピーク基準レベルと制御レートを有する構成とすると、入力電圧のピーク仕様に応じて最適な制御レートを選択することができる。
　なお、実施の形態１の効果と同様な効果も実現可能である。
　（実施の形態４）
　続いて、実施の形態４に係る発光ダイオード駆動装置５２及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。本発明の実施の形態４に係る発光ダイオード駆動装置は、実施の形態１と比較してスイッチング駆動回路３５及び制御回路２９の構成が異なる。
　図１２は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５２の一例を示す回路図である。スイッチング駆動回路３５は、図１の実施の形態１のスイッチング駆動回路９と比較すると、外部に接続する３つの端子（整流電圧印加端子ＩＮ、電源端子ＶＤＤ）が増えている点がスイッチング駆動回路９と異なる。整流電圧印加端子ＩＮは、整流回路１の高電位側に接続され、脈流電圧波形の入力電圧Ｖｉｎが入力される。また、電源端子ＶＤＤと低電位側端子ＳＲＣＥとの間にコンデンサ３４が接続される。
　制御回路２９は、定電流源３１を備える。定電流源３１は、一方が整流電圧印加端子ＩＮに接続され、入力電圧Ｖｉｎから定電流を生成しレギュレータ３２へ出力する。
　また、制御回路２９は、レギュレータ３２を備える。レギュレータ３２は、定電流源３１と電源端子ＶＤＤの間に接続され、定電流源３１からの定電流をコンデンサ３４へ充電してコンデンサ電圧（電源端子ＶＤＤの電圧Ｖｄｄ）が一定となるように動作する。また、レギュレータ３２は、電源端子ＶＤＤの電圧Ｖｄｄが所定値以上であれば起動信号を出力し、所定値未満の場合は停止信号を出力する。
　また、制御回路２９は、ソフトスタート期間発生回路３３を備える。ソフトスタート期間発生回路３３は、スイッチング素子５が発振を開始してからソフトスタート時間が経過するまでのソフトスタート期間ＴＳＳを決定する。なお、ソフトスタート期間ＴＳＳは、ソフトスタート期間発生回路３３内に専用の定電流源と充電用コンデンサを備え（図示しない）、起動信号が出力されると定電流源からコンデンサに定電流を流し、コンデンサ電圧が一定電圧に達するまでがソフトスタート期間ＴＳＳとする構成としてもよい。ただし、上述のソフトスタート時間を生成する回路構成は、これに限定されるものではない。また、一定期間を計測するのに必要な回路構成例は、当業者には周知であるので、これらの構成については詳細に述べない。
　また、制御回路２９は、発振制御回路３０を備える。発振制御回路３０は、レギュレータ３２からの起動信号及び停止信号とフィードバック検出回路４２からの出力信号に基づき、スイッチング素子５のスイッチング制御を行う信号を出力する。
　また、フィードバック検出回路４２は、レギュレータ３２から起動信号を受けるとフィードバックダミー信号（電流）ＩＦＢｄｍを最小値に設定する。そして、スイッチング素子５がスイッチング動作を開始すると、ソフトスタート期間発生回路３３が決定したソフトスタート期間ＴＳＳにおいて、フィードバックダミー信号ＩＦＢｄｍを徐々に増加させる。そして、ソフトスタート期間ＴＳＳが経過するとフィードバックダミー信号ＩＦＢｄｍを最大値に設定する。
　以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５２は、電源起動時にソフトスタート動作となり、フィードバックダミー信号ＩＦＢｄｍが本来の設定値よりも低い最小値から徐々に増加する制御となるため、出力電流検出回路７からのフィードバック信号に対して本来の設定値よりも低い値からフィードバック制御をかけることが可能となる。フィードバックダミー信号ＩＦＢｄｍが本来の設定値で固定されていると、出力電流が本来の設定電流に達するまではフィードバック制御がかからず、制御回路２９は最大出力電力を供給するようにスイッチング素子のスイッチング制御を行う。したがって、出力電流が設定電流に達した後に制御回路２９によって出力電力を減少させるフィードバック制御がかかるまでの期間に出力電流が設定電流よりも増大するおそれがある。一方、本実施の形態にかかる発光ダイオード駆動装置では、設定電流よりも低い値からフィードバック制御がかかるような構成であるため、電源起動時に出力電流が設定電流よりも増大するおそれを低減できる。
　なお、実施の形態１の効果と同様な効果も実現可能である。
　（実施の形態５）
　続いて、実施の形態５に係る発光ダイオード駆動装置５３及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。本発明の実施の形態５に係る発光ダイオード駆動装置は、実施の形態２及び実施の形態４と比較してスイッチング駆動回路３９及び制御回路３８の構成が異なる。
　図１３は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５３の一例を示す回路図である。
　図１３において、時間計測回路３６は、スイッチング素子５が発振を開始してからソフトスタート時間が経過するまでのソフトスタート期間ＴＳＳ２を決定する。時間計測回路３６は、実施の形態４に記載されたソフトスタート期間発生回路３３のように、専用の定電流源と充電用コンデンサを備え（図示しない）、起動信号が出力されると定電流源からコンデンサに定電流を流してもよい。ここで、起動信号が出力されてからコンデンサ電圧が一定電圧に達するまでがソフトスタート期間ＴＳＳ２としてもよい。ソフトスタート期間ＴＳＳ２は、交流電源（５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚ）１周期以上の期間であることが望ましい。
　また、ソフトスタート期間発生回路３７は、入力電圧検出回路４４の第１の比較器２５と接続されている。ソフトスタート期間発生回路３７は、第１の比較器２５の出力信号によって決定されるスイッチング許可期間ＰＳＳの回数を計測して、レギュレータ３２が起動信号を出力してからスイッチング許可期間ＰＳＳの回数が予め設定された回数に達するまでのソフトスタート期間ＴＳＳ１を決定する。そして、時間計測回路３６が計測したソフトスタート期間ＴＳＳ２、または、スイッチング許可期間ＰＳＳの回数で決定されるソフトスタート期間ＴＳＳ１のうち短いほうの期間をソフトスタート期間ＴＳＳ’として出力する。
　フィードバック検出回路４３は、ソフトスタート期間発生回路３７で決定されたソフトスタート期間ＴＳＳ’において、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍを最小値に設定する。そして、第１の比較器２５の出力信号によって決定されるスイッチング許可期間ＰＳＳにスイッチング素子５がスイッチング動作を開始すると、フィードバック検出回路４３は、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍを徐々に増加させる。また、スイッチング許可期間ＰＳＳが終了すると、フィードバック検出回路４３は、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍを最小値に設定する。そして、次にスイッチング許可期間ＰＳＳが来ると、フィードバック検出回路４３は、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍを徐々に増加させる動作を繰り返す。
　入力電圧検出回路４４内のピーク電流検出値変換器４５（図示しない）は、ソフトスタート期間発生回路３７で決定されたソフトスタート期間ＴＳＳ’において、ピーク電流検出値ＩＤＰを予め設定された上限値よりも小さい所定の値に設定し、その値を保持する。
　次に、このように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５３における各部の動作を、図１４Ａを用いて説明する。
　図１４Ａは、入力電圧Ｖｉｎが全波整流波形でピーク電圧が一定の場合の各部の動作を示す波形図である。
　波形（１）は、ＶＣＬｓａｍｐｌｅ電圧波形を示す。波形（１）は、ある時点から入力脈流電圧が入力された場合の波形を示しており、第１の基準電圧ＶＣＬｕｖ以上の電圧の範囲がスイッチング許可期間ＰＳＳである。
　波形（２）は、レギュレータ３２が出力する起動信号を示している。波形（２）において、“Ｈ”レベルが許可を示し、“Ｌ”レベルが禁止を示す。ある時点から入力脈流電圧が入力され、定電流源３１から定電流が入力され電源端子ＶＤＤのコンデンサ端子電圧Ｖｄｄが一定電圧以上になると、レギュレータ３２は起動信号を出力する。
　波形（３）は、ソフトスタート期間発生回路３７が入力電圧検出回路４４の第１の比較器２５の出力信号によって決定されるスイッチング許可期間ＰＳＳの回数を計測して決定したソフトスタート期間ＴＳＳ１を示している。波形（３）において、“Ｈ”レベルの期間がソフトスタート期間ＴＳＳ１である。図１４Ａの例では、スイッチング許可期間ＰＳＳを２回計測した時点でソフトスタート期間ＴＳＳ１は終了する構成である。
　波形（４）は、時間計測回路３６によって決定されたソフトスタート期間ＴＳＳ２を示している。波形（４）において、“Ｈ”レベルの期間がソフトスタート期間ＴＳＳ２である。
　波形（５）は、最終的にソフトスタート期間発生回路３７が決定したソフトスタート期間ＴＳＳ’を示している。ソフトスタート期間ＴＳＳ’は、ソフトスタート期間ＴＳＳ１とソフトスタート期間ＴＳＳ２のどちらかの短い期間が適用されるため、図１４Ａの例ではソフトスタート期間ＴＳＳ１が適用される。
　波形（６）は、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの波形を示している。第１の比較器２５の出力信号によって決定されるスイッチング許可期間ＰＳＳにスイッチング素子５がスイッチング動作を開始すると、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは最小値から徐々に増加する。フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍが最大値に達しないで最初のスイッチング許可期間ＰＳＳが終了すると、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは最小値となり、次にスイッチング許可期間ＰＳＳが来るとフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍはまた徐々に増加する。そして、２回目のスイッチング許可期間ＰＳＳが終了すると、ソフトスタート期間ＴＳＳ’も終了するため、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは最大値で固定される。
　波形（７）は、ピーク電流検出値ＩＤＰを示す波形を示している。ピーク電流検出値ＩＤＰは、ソフトスタート期間ＴＳＳ’中は上限値よりも低い値で固定されており、ソフトスタート期間ＴＳＳ’が終了すると、ＶＣＬｓａｍｐｌｅ電圧に応じたピーク電流検出値ＩＤＰとなる。破線波形は、スイッチング素子５のスイッチング動作の際に流れる電流波形例を示す。
　このように、入力電圧Ｖｉｎが脈流波形の場合は、入力電圧検出回路４４の第１の比較器２５の出力信号によって決定されるスイッチング許可期間ＰＳＳの回数が計測可能なため、ソフトスタート期間ＴＳＳ’は、ソフトスタート期間ＴＳＳ１とソフトスタート期間ＴＳＳ２のどちらかの短い期間が適用される。
　図１４Ｂは、入力電圧Ｖｉｎがコンデンサ１３によって平滑されピーク電圧が一定の場合の各部の動作を示す波形図である。
　波形（１）は、ＶＣＬｓａｍｐｌｅ電圧波形を示す。波形（１）は、ある時点から入力電圧が入力された場合の波形を示しており、コンデンサ１３への充電期間に入力電圧Ｖｉｎは若干小さくなるがほぼ平滑電圧であるため、起動信号の出力後はサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧は常に第１の基準電圧ＶＣＬｕｖ以上の電圧となる。
　波形（２）は、レギュレータ３２が出力する起動信号を示している。波形（２）において、“Ｈ”レベルが許可を示し、“Ｌ”レベルが禁止を示す。ある時点から入力電圧が入力され、定電流源３１から定電流が入力され電源端子ＶＤＤのコンデンサ端子電圧Ｖｄｄが一定電圧以上になると、レギュレータ３２は起動信号を出力する。
　波形（３）は、ソフトスタート期間発生回路３７が入力電圧検出回路４４の第１の比較器２５の出力信号によって決定されるスイッチング許可期間ＰＳＳの回数を計測して決定したソフトスタート期間ＴＳＳ１を示している。波形（３）において、“Ｈ”レベルの期間がソフトスタート期間ＴＳＳ１である。図１４Ａ及び図１４Ｂの例では、スイッチング許可期間ＰＳＳを２回計測した時点でソフトスタート期間ＴＳＳ１が終了する構成であるため、起動信号の出力後はＴＳＳ１は常時“Ｈ”レベルとなる。
　波形（４）は、時間計測回路３６によって決定されたソフトスタート期間ＴＳＳ２を示している。波形（４）において、“Ｈ”レベルの期間がソフトスタート期間ＴＳＳ２である。
　波形（５）は、最終的にソフトスタート期間発生回路３７が決定したソフトスタート期間ＴＳＳ’を示している。ソフトスタート期間ＴＳＳ’は、ソフトスタート期間ＴＳＳ１とソフトスタート期間ＴＳＳ２のどちらかの短い期間が適用されるため、図１４Ｂの例ではソフトスタート期間ＴＳＳ２が適用される。
　波形（６）は、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの波形を示している。第１の比較器２５の出力信号によって決定されるスイッチング許可期間ＰＳＳにスイッチング素子５がスイッチング動作を開始すると、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは最小値から徐々に増加する。図１４Ｂの例では、レギュレータ３２から起動信号が出力された後は常時スイッチング許可期間ＰＳＳであるため、徐々に増加したフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍはある時点に最大値となり、その値を保持する。例えば、ソフトスタート期間ＴＳＳ’内にフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍが最大値に達しない場合は、ソフトスタート期間ＴＳＳ’が終了したタイミングで最大値に固定される。
　波形（７）は、ピーク電流検出値ＩＤＰを示す波形を示している。ソフトスタート期間ＴＳＳ’中は上限値よりも低い値で固定されており、ソフトスタート期間ＴＳＳ’が終了するとＶＣＬｓａｍｐｌｅ電圧に応じたＩＤＰとなる。破線波形は、スイッチング素子５のスイッチング動作の際に流れる電流波形例を示す。
　このように、入力電圧Ｖｉｎが平滑波形となる場合は入力電圧検出回路４４の第１の比較器２５の出力信号によって決定されるスイッチング許可期間ＰＳＳの回数が計測不可能であるが、ソフトスタート期間ＴＳＳ’は、ソフトスタート期間ＴＳＳ１とソフトスタート期間ＴＳＳ２のどちらかの短い期間が適用されるため、ソフトスタート期間ＴＳＳ’を設定することができる。
　以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５３は、入力脈流電圧Ｖｉｎの回数によってソフトスタート期間ＴＳＳ’を決定することができる。
　また、制御回路３８はさらに時間計測回路３６を有する構成であるため、入力電圧が脈流波形の場合は入力脈流電圧の回数、または、時間計測回路によって設定された時間のどちらかでソフトスタート期間ＴＳＳ’が決定できる。また、入力電圧が平滑された場合は時間計測回路によって設定された時間でソフトスタート期間ＴＳＳ’が決定できるため、入力電圧が脈流波形であっても平滑波形であっても、ソフトスタート期間を決定することができる。
　また、ソフトスタート期間中ＴＳＳ’において、ピーク電流検出値ＩＤＰを予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定し、ソフトスタート期間中はその値で保持する構成であるため、電源起動時のソフトスタート期間ＴＳＳ’においてスイッチング素子５のピーク電流検出値ＩＤＰを予め設定された上限値よりも小さい所望の値に固定することができる。電源起動時など入出力電圧差が大きい場合には、電流傾きが急峻になり検出遅れ時間によるピーク電流の伸びが懸念されるが、スイッチング素子５に流れる電流のピーク値（最大電流値）が抑制されるため、スイッチング素子５の劣化や損傷を防止することができる。また、入力電圧に応じてピーク電流が変化しないので、フィードバック制御がかかるまでに出力電流が設定電流以上に増加することを低減できる。
　また、電源起動時のソフトスタート期間ＴＳＳ’において、入力脈流電圧のサイクルの度にフィードバックダミー信号が最小値から徐々に増加される動作が繰り返されるため、入力脈流電圧の１周期で出力電流が設定電流に達しない場合にも、出力電流が設定電流よりも増大するおそれを低減できる。
　なお、実施の形態１の効果と同様な効果も実現可能である。
　（実施の形態６）
　続いて、実施の形態６に係る発光ダイオード駆動装置５４及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、実施の形態４及び実施の形態５と比較してＢｕｃｋコンバータ構成をフライバックコンバータ方式に変更した構成をしている。本実施の形態では、実施の形態５の一例である図１３のスイッチング駆動回路３９をフライバックコンバータ方式で構成した例を示す。実施の形態４の一例である図１２のスイッチング駆動回路３５をフライバックコンバータ方式で構成した例も同様の変更が可能である。
　図１５は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置５４の一例を示す回路図である。図１５において、スイッチング駆動回路３９は、図１３のスイッチング駆動回路３９と同一の構成である。また、整流回路１、コンデンサ１３、１４、３４、整流ダイオード２２、４、出力電流検出回路７、ＬＥＤ光源２の役割は、図４、図１３に記載の同符号の素子と同じ役割であるため詳細の説明は省略する。
　エネルギー伝達素子としてのトランス４０は、一次巻線Ｐと二次巻線Ｓを有する。一次巻線Ｐの一端は、整流ダイオード２２のカソード端子に接続され入力電源電圧Ｖｉｎが印加される。一次巻線Ｐの他端は、スイッチング駆動回路３９の高電位側端子ＤＲＮに接続される。トランス４０の二次巻線Ｓには、整流ダイオード４とコンデンサ１４とが接続され、トランス４０で変換されたエネルギーがＬＥＤ光源２へ出力される。
　また、ＬＥＤ光源２のカソード端子は、出力電流検出回路７と発光ダイオード駆動装置５４の基準電位ＧＮＤとに接続される。
　出力電流検出回路７は、ＬＥＤ光源２のカソード端子とトランス４０の二次巻線Ｓとコンデンサ１４の一端に接続され、検出したフィードバック信号をスイッチング駆動回路３９のフィードバック検知端子ＦＢに出力する。
　スイッチング駆動回路３９の整流電圧印加端子ＩＮは、整流ダイオード２２のカソード端子に接続され、整流された入力電圧Ｖｉｎが入力される。
　入力電圧検出端子ＣＬは、整流ダイオード２２のアノード端子に接続され、整流された入力電圧Ｖｉｎが入力される。
　高電位側端子ＤＲＮは、エネルギー伝達素子としてのトランス４０に接続される。フィードバック検知端子ＦＢは、出力電流検出回路７に接続される。低電位側端子ＳＲＣＥは、発光ダイオード駆動装置５４の基準電位ＧＮＤに接続される。電源端子ＶＤＤと低電位側端子ＳＲＣＥとの間には、コンデンサ３４が接続される。
　発光ダイオード駆動装置５４は、スイッチング素子５がオンの期間にトランス４０にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子５がオフの期間に蓄積されたエネルギーを整流ダイオード４を介してＬＥＤ光源２へ出力する。このときに、ＬＥＤ光源２に流れる電流波形は、基本的に図１８の（ａ）で説明したフライバックコンバータ方式のＬＥＤ電流波形と同一である。この電流は、出力電流検出回路７内の第１の抵抗１０にも流れる。
　この結果、第１の抵抗１０の両端に発生する第１の電位差とフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍによって第２の抵抗１１の両端に発生する第２の電位差が実質的に等しくなるように制御信号を出力する。したがって、制御回路３８の基準電位に対してマイナス信号となる出力フィードバック信号を直接フィードバック検出回路８で検知することなくフィードバック情報を制御回路３８へ伝達することができる。
　このように構成された実施の形態６に係る発光ダイオード駆動装置５４に使用される発光ダイオード駆動用半導体装置は、Ｂｕｃｋコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置で使用しているが、上記した発光ダイオード駆動用半導体装置をフライバックコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置でも使用することができる。
　なお、実施の形態１の効果と同様な効果も実現可能である。
　以上、発光ダイオードの駆動方法及び半導体装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。
　例えば、上記の実施の形態で、Ｂｕｃｋコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置で使用した発光ダイオード駆動装置をフライバックコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置で使用してもよい。
　その他に、各実施の形態及び変形例に対して当業者が思いつく各種変形を施して得られる形態や、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で各実施の形態及び変形例における構成要素及び機能を任意に組み合わせることで実現される形態も本発明に含まれる。
　本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置および半導体装置は、発光ダイオードを使用した装置又は機器全般に利用可能であり、特に、ＬＥＤ電球やＬＥＤ照明機器に有用である。
　１　整流回路
　２　ＬＥＤ光源
　３、４３２、Ｌ２３　チョークコイル
　４、２２　整流ダイオード
　５、４３６、Ｑ２１、Ｑ３０２　スイッチング素子
　６、２３、２９、３８　制御回路
　７　出力電流検出回路
　８、４２、４３　フィードバック検出回路
　９、１８、３５、３９　スイッチング駆動回路
　１０　第１の抵抗
　１１　第２の抵抗
　１２、１３、１４、３４、１８１、Ｃ３３　コンデンサ
　１５、３１　定電流源
　１６　誤差増幅器
　１７　制御信号変換器
　１９、４１、４４　入力電圧検出回路
　２０、２１、Ｒ３１、Ｒ３２　抵抗
　２４　サンプリングホールド回路
　２５　第１の比較器
　２６　第２の比較器
　２７、４５　ピーク電流検出値変換器
　２８　入力ピーク値検出回路
　３０　発振制御回路
　３２　レギュレータ
　３３、３７　ソフトスタート期間発生回路
　３６　時間計測回路
　４０　トランス
　５０、５１、５２、５３、５４、１００、２００、４００　　発光ダイオード駆動装置
　１０２　入力電流
　１０３　交流電源期間
　１０４　入力電圧波形
　１０５　入力電流波形
　１０６　直流電圧
　１０９　コントローラ
　１１１　負荷
　１１３　センス抵抗
　１１４　出力端子
　１１５　入力端子
　１１６　電源スイッチ
　１１９　出力電流
　１８０　全波整流器
　１８２　トランス
　２１０　電力生成回路
　２１１　力率改善回路
　２１２　直流直流変換回路
　２１３　駆動回路
　２２０　制御回路
　２２１、２２２　制御ＩＣ
　２２５　電流検出回路
　２３０　制御電源回路
　２５０　光源回路
　３００　フライバックコンバータ
　３０１、３５２　制御回路
　３０６　ＬＥＤ光源
　３５０　Ｂｕｃｋコンバータ
　３５１　駆動回路
　４０２　ＬＥＤ光源
　４３０　整流部
　４３４　回生用ダイオード
　４３８　制御部
　４４０　比較器
　４４２　分圧回路

Claims (28)

  1. 　交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
    　前記整流回路の高電位側に入力端子が接続され前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子の出力端子と一端が接続されたチョークコイルと、
    　前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの前記一端との間に接続され、前記チョークコイルに流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、
    　前記チョークコイルの他端にアノード端子が接続され、前記整流回路の低電位側にカソード端子が接続された少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、
    　前記整流回路の低電位側にアノード端子が接続され、前記スイッチング素子の出力端子にカソード端子が接続され、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、
    　前記スイッチング素子の出力端子と前記整流ダイオードの前記カソード端子との接続点と同電位の電圧を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、
    　前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路とを備え、
    　前記フィードバック検出回路は、フィードバックダミー信号を出力し、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号との誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を前記制御回路へ出力する
    発光ダイオード駆動装置。
  2. 　前記出力電流検出回路は、
    　前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの一端とに接続された第１の抵抗と、
    　前記フィードバック検出回路から前記フィードバックダミー信号を出力するフィードバック検知端子と前記チョークコイルの一端とに接続された第２の抵抗と、
    　前記スイッチング素子の出力端子と前記フィードバック検出回路のフィードバック検知端子の間に接続されたコンデンサとを有し、
    　前記出力フィードバック信号は、前記チョークコイルに流れる電流によって第１の抵抗の両端に発生する第１の電位差であり、
    　前記フィードバックダミー信号は、フィードバックダミー電流であり、
    　前記フィードバック検出回路は、前記第１の電位差と前記フィードバックダミー電流によって前記第２の抵抗の両端に発生する第２の電位差が実質的に等しくなるように前記制御回路へ制御信号を出力する
    請求項１に記載の発光ダイオード駆動装置。
  3. 　前記フィードバック検出回路は、
    　前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって、前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧と前記フィードバック検出回路の参照電圧とを比較する誤差増幅器と、
    　前記誤差増幅器からの出力信号に基づいて、前記スイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御信号変換器とを備える
    請求項２に記載の発光ダイオード駆動装置。
  4. 　前記制御回路は、
    　前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧が前記誤差増幅器の参照電圧よりも高い場合は、前記制御信号変換器からの制御信号によって実質的に前記ＬＥＤ光源へのエネルギー出力を増加させる制御を行い、
    　前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧が前記誤差増幅器の参照電圧よりも低い場合は、前記制御信号変換器からの制御信号によって実質的に前記ＬＥＤ光源へのエネルギー出力を減少させる制御を行う
    請求項３に記載の発光ダイオード駆動装置。
  5. 　前記誤差増幅器の参照電圧は、前記制御回路の動作基準電圧と実質的に等しい
    請求項３又は４に記載の発光ダイオード駆動装置。
  6. 　前記制御回路は、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する
    請求項１から５のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  7. 　前記制御回路は、一定の周波数で動作する前記スイッチング素子のオン時間を制御する
    請求項１から５のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  8. 　前記制御回路は、一定の周波数で動作する前記スイッチング素子のピーク電流値を制御する
    請求項１から５のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  9. 　交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
    　前記整流回路の高電位側に入力端子を接続され前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子の出力端子と一端が接続されたチョークコイルと、
    　前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの一端との間に接続され、前記チョークコイルに流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、
    　前記チョークコイルの他端にアノード端子が接続され、前記整流回路の低電位側にカソード端子が接続された少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、
    　前記整流回路の低電位側にアノード端子が接続され、前記スイッチング素子の出力端子にカソード端子が接続され、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、
    　前記スイッチング素子の出力端子と前記整流ダイオードのカソード端子との接続点と同電位の電圧を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、
    　前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路と、
    　前記整流回路からの整流された入力電圧情報を検知する入力電圧検出回路とを備え、
    　前記フィードバック検出回路は、フィードバックダミー信号を出力し、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号との誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する信号を前記制御回路へ出力し、
    　前記入力電圧検出回路は、前記整流回路からの入力電圧情報に基づき、前記スイッチング素子のピーク電流検出値を制御する信号を前記制御回路へ出力する
    発光ダイオード駆動装置。
  10. 　前記制御回路は、前記整流回路によって整流された入力電圧と前記スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する入力電流とが実質的に比例するように前記スイッチング素子に流れる電流値を制御する
    請求項９に記載の発光ダイオード駆動装置。
  11. 　前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるオフ期間に前記入力電圧情報をサンプリング信号としてサンプリングし、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン期間に前記サンプリング信号を保持するサンプリングホールド回路を備える
    請求項９に記載の発光ダイオード駆動装置。
  12. 　前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるターンオフ後の予め設定されたサンプリング期間に前記入力電圧情報をサンプリング信号としてサンプリングし、前記サンプリング期間の後に前記サンプリング信号を保持するサンプリングホールド回路を備える
    請求項９に記載の発光ダイオード駆動装置。
  13. 　前記入力電圧検出回路は、前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベル以上の場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可し、前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベルのヒステリシス値以下の場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を禁止させるスイッチング許可期間信号を前記制御回路に出力する第１の比較器を備える
    請求項１１又は１２に記載の発光ダイオード駆動装置。
  14. 　前記入力電圧検出回路は、前記サンプリング信号が第１の基準レベルよりも高く予め設定された第２の基準レベル以下の場合に、前記スイッチング素子のスイッチング動作のオン期間を最小に保持する信号を前記制御回路に出力する第２の比較器を備える
    請求項１３に記載の発光ダイオード駆動装置。
  15. 　前記入力電圧検出回路は、
    　前記サンプリング信号が予め設定された第２の基準レベル以上の場合に、前記サンプリング信号のレベルに応じて前記スイッチング素子に流れるピーク電流検出値を第１のレートで変化させ、前記ピーク電流検出値が予め設定されたしきい値以上の範囲では、前記第１のレートよりも緩やかに設定された第２のレートで変化させ、前記ピーク電流検出値が予め設定された上限値に達すると、前記ピーク電流検出値を上限値で保持する信号を前記制御回路に出力するピーク電流検出値変換器を備える
    請求項１４に記載の発光ダイオード駆動装置。
  16. 　前記入力電圧検出回路は、前記サンプリング信号のピーク値を検出する入力ピーク値検出回路をさらに備え、
    　前記入力ピーク値検出回路は、前記サンプリング信号のピーク値が予め設定された第１の入力ピーク基準レベル以上であることを検知すると、予め設定された前記入力電圧情報と前記スイッチング素子に流れる電流値の変化の制御レートを、第１の制御レートから前記第１の制御レートよりも緩やかに設定された第２の制御レートに切り替えて、前記第２の制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する
    請求項１０から１５のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  17. 　前記入力ピーク値検出回路の第１の入力ピーク基準レベルは、ヒステリシス値を有し、
    　前記入力ピーク値検出回路は、前記入力電圧情報のピーク値が予め設定された第１の入力ピーク基準レベルのヒステリシス値以下であることを検知すると、予め設定された前記入力電圧情報と前記スイッチング素子に流れる電流値との制御を行うための第２の制御レートよりも急峻に設定された第１の制御レートに切り替えて、第１の制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する
    請求項１６に記載の発光ダイオード駆動装置。
  18. 　前記入力ピーク値検出回路は、前記サンプリング信号のピーク値が予め設定された第１の入力ピーク基準レベル以上であることを検知すると、前記第１の比較器が次に前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベル以上となり前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可した時に、予め設定された前記サンプリング信号と前記スイッチング素子に流れる電流値との制御を行うための第１の制御レートよりも緩やかに設定された第２の制御レートに切り替えて、第２の制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する
    請求項１０から１５のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  19. 　前記入力ピーク値検出回路の第１の入力ピーク基準レベルは、ヒステリシス値を有し、
    　前記入力ピーク値検出回路は、
    　前記サンプリング信号のピーク値が予め設定された第１の入力ピーク基準レベルのヒステリシス値以下を検知すると、前記第１の比較器が次に前記入力電圧情報が予め設定された第１の基準電圧以上となり、
    　前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可した時に、予め設定された前記サンプリング信号と前記スイッチング素子に流れる電流値の制御の第２の制御レートよりも急峻に設定された第１の制御レートに切り替えてその制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する
    請求項１８に記載の発光ダイオード駆動装置。
  20. 　前記入力ピーク値検出回路は、少なくとも２つ以上の入力ピーク基準レベルと制御レートを有し、
    　前記サンプリング信号のピーク値と予め設定された前記複数の入力ピーク基準値との関係に応じて、前記サンプリング信号と前記スイッチング素子とに流れる電流値の制御レートを切り替えて、前記制御レートを保持する信号を前記制御回路に出力する
    請求項１６から１９のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  21. 　前記制御回路は、
    　前記整流回路に一端を接続された定電流源と、
    　前記定電流源の他端に接続され、前記定電流源の出力電圧が所定値以上であれば起動信号を出力し、前記定電流源の出力電圧が所定値未満であれば停止信号を出力し、前記制御回路の電源電圧を供給するレギュレータと、
    　前記スイッチング素子が発振を開始してからソフトスタート時間が経過するまでのソフトスタート期間を決定するソフトスタート期間発生回路とをさらに有し、
    　前記フィードバック検出回路は、
    　前記レギュレータが起動信号を出力すると、前記フィードバックダミー信号を予め設定された最小値に設定し、
    　前記スイッチング素子のスイッチング制御が開始されると、前記ソフトスタート期間中において前記フィードバックダミー信号を徐々に増加させる
    請求項１から２０のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  22. 　前記ソフトスタート期間発生回路が決定するソフトスタート期間は、前記入力電圧検出回路の第１の比較器で決定される前記スイッチング許可期間を予め設定された所望の回数だけ繰り返した時間である
    請求項２１に記載の発光ダイオード駆動装置。
  23. 　前記制御回路は、さらに、前記レギュレータが起動信号を出力すると時間計測を開始する時間計測回路を有し、
    　前記ソフトスタート期間発生回路により決定されるソフトスタート期間は、前記入力電圧検出回路の第１の比較器で決定される前記スイッチング許可期間を予め設定された所望の回数だけ繰り返した時間、または、前記交流電源の１周期よりも長く、予め設定された前記時間計測回路で計測される計測時間とのどちらかの期間で決定される
    請求項２２に記載の発光ダイオード駆動装置。
  24. 　前記ピーク電流検出値変換器は、前記ピーク電流検出値を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定し、前記ソフトスタート期間中に、設定した当該ピーク電流検出値を保持する
    請求項２３に記載の発光ダイオード駆動装置。
  25. 　前記ソフトスタート期間中において、前記フィードバック検出回路は、
    　前記レギュレータが起動信号を出力すると前記フィードバックダミー信号を予め設定された最小値に設定し、前記入力電圧検出回路の第１の比較器が決定するスイッチング許可期間中に前記フィードバックダミー信号を徐々に増加させ、前記スイッチング許可期間が終了すると前記フィードバックダミー信号を予め設定された最小値に設定する制御を繰り返す
    請求項２２から２４のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  26. 　交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
    　少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源を含む負荷と、
    　前記整流回路の高電位側と前記負荷に結合されたエネルギー変換回路と、
    　前記エネルギー変換回路の一次側に入力端子が接続され、前記整流回路の低電位側に出力端子が接続された前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、
    　前記整流回路の低電位側を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、
    　前記負荷と前記エネルギー変換回路の二次側の低電位側に接続され、前記負荷に流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、
    　前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路とを備え、
    　前記フィードバック検出回路はフィードバックダミー信号を出力し、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を前記制御回路へ出力する
    請求項２から８のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  27. 　交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
    　少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源を含む負荷と、
    　前記整流回路の高電位側と前記負荷に結合されたエネルギー変換回路と、
    　前記エネルギー変換回路の一次側に入力端子が接続され、前記整流回路の低電位側に出力端子が接続された前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、
    　前記整流回路の低電位側を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、
    　前記負荷と前記エネルギー変換回路の二次側の低電位側に接続され、前記負荷に流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、
    　前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路と、
    　前記整流回路からの整流された入力電圧情報を検知する入力電圧検出回路とを備え、
    　前記フィードバック検出回路はフィードバックダミー信号を出力し、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する信号を前記制御回路へ出力し、
    　前記入力電圧検出回路は前記整流回路からの入力電圧情報に基づき前記スイッチング素子のピーク電流検出値を制御する信号を前記制御回路へ出力する
    請求項１０から２５のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
  28. 　請求項１から２７のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置に使用される半導体装置であって、
    　少なくとも前記スイッチング素子と前記制御回路と前記フィードバック検出回路が同一の半導体基板上に形成されているか、または、同一のパッケージに組み込まれている
    半導体装置。
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