CN103337943B - 导通时间产生电路、方法及应用其的控制电路、开关电源 - Google Patents

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CN103337943B CN201310273298.9A CN201310273298A CN103337943B CN 103337943 B CN103337943 B CN 103337943B CN 201310273298 A CN201310273298 A CN 201310273298A CN 103337943 B CN103337943 B CN 103337943B
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Abstract

本申请公开了一种导通时间产生电路、方法及应用其的控制电路、开关电源，通过采样第N个工频周期内能量传递单元的电流峰值包络的峰值，即第一采样信号，并对第一采样信号和第一基准电压进行比较，根据比较结果和功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，确定第N+1个工频周期内功率开关的导通时间，使第N+1个工频周期内的第一采样信号接近甚至等于第一基准信号，从而在第N+1个工频周期内实现为实现能量传递单元中的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，即实现开关电源的负载具有较高的功率因数，解决了现有技术的问题。

Description

导通时间产生电路、方法及应用其的控制电路、开关电源
技术领域
本申请涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种导通时间产生电路、方法及应用其的控制电路、开关电源。
背景技术
开关电源包括整流电路、能量传递单元、功率开关和功率开关控制电路。相对于传统线性电源，开关电源具有体积小、稳定性好、转换效率高的特点，因此被广泛应用于手机充电器和笔记本电脑适配器等场合。近年来，随着发光二极管照明技术的日趋成熟，开关电源也广泛用于驱动发光二极管，构成发光二极管灯泡取代白炽灯泡。
为避免对电网造成污染，接入交流电网的发光二极管灯泡的功率因数需达到一定的要求：美国能源之星标准规定，对于功率大于5W的发光二极管灯泡要求功率因数不低于0.7；欧洲标准规定，对于大于25W的发光二极管灯泡要求功率因数高于0.9。实际应用中，对功率因数的要求一般高于上述标准。
因此，如何使开关电源驱动下的发光二极管具有较高的功率因数，成为本领域技术人员不断研究的问题。
发明内容
有鉴于此，本申请目的在于提供一种导通时间产生电路、方法及应用其的控制电路、开关电源，以保证开关电源驱动下的发光二极管具有较高的功率因数。
为实现上述目的，本申请提供如下技术方案：
一种导通时间产生电路，，应用于一种功率开关控制电路；所述功率开关控制电路用于控制开关电源中功率开关的导通和关断；
所述导通时间产生电路包括：
第一采样电路，用于在第N个工频周期内采样反应所述开关电源中能量传递单元的电流峰值包络的峰值，以得到第一采样信号；
时间采样电路，用于获取所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；
时间调整电路，分别与所述第一采样电路和时间采样电路连接，用于对所述第一采样信号和预置的第一基准信号进行比较，并根据所述比较结果和所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，调节所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，使在第N+1个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号。
优选的，当在第N个工频周期内所述第一采样信号大于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)小于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号小于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)大于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)等于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)。
优选的，所述导通时间产生电路还包括基准信号第一产生电路，与所述时间调整电路连接，用于根据所述功率开关控制电路内部的一固定电源生成所述第一基准信号。
优选的，所述导通时间产生电路还包括基准信号第二产生电路，分别与所述开关电源中的整流电路和所述时间调整电路连接，用于根据输入所述整流电路的交流电压生成所述第一基准信号。
一种功率开关控制电路，应用于具有能量传递单元和功率开关的开关电源，包括导通时间产生电路、截止控制电路、状态检测电路、导通控制电路和驱动信号产生电路；其中，
所述导通时间产生电路包括：
第一采样电路，与所述功率开关连接，用于在第N个工频周期内采样反应所述能量传递单元中的电流峰值包络的峰值，以得到第一采样信号；
时间采样电路，用于获取所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；
时间调整电路，分别与所述第一采样电路和时间采样电路连接，用于对所述第一采样信号和预置的第一基准信号进行比较，并根据所述比较结果和所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，调节所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，使在第N+1个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号；
所述截止控制电路，与所述时间调整电路连接，用于根据所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)生成截止控制信号，以控制所述功率开关在第N+1个工频周期内的截止时刻；
状态检测电路，用于获取表征所述能量传递单元输出状态的反馈信号；
导通控制电路，与所述状态检测电路连接，用于根据所述反馈信号生成导通控制信号，以控制所述功率开关的导通时刻；
驱动信号产生电路，分别与所述截止控制电路和导通控制电路连接，用于根据所述截止控制信号和所述导通控制信号生成相应的驱动信号，以驱动所述功率开关导通或截止。
优选的，所述截止控制电路包括：
转化电路，与所述时间调整电路连接，用于在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)结束时，生成表征关断所述功率开关的电压信号；
截止信号产生电路，与所述转化电路连接，用于根据所述表征关断所述功率开关的电压信号，生成所述截止控制信号。
优选的，所述驱动信号产生电路包括：
触发器，分别与所述导通控制电路和截止控制电路连接，用于将所述截止控制信号和所述导通控制信号转化为相应的PFM信号；
驱动电路，分别与所述触发器和功率开关连接，用于根据所述PFM信号输出相应的电压，以控制功率开关的导通和截止。
优选的，所述功率开关控制电路以集成芯片的形式应用于所述开关电源。
优选的，所述导通控制电路包括第二采样电路、非门、与非门、第一可控开关、第二可控开关、充电电容、充电电流产生电路、放电电流产生电路和比较器；
所述第二采样电路，用于在开关周期内对所述能量传递单元中的电流的峰值进行采样，以得到第二采样信号；
所述非门的输入端与所述状态检测电路连接，用于获取所述反馈信号的反相信号；
所述第一可控开关分别与所述充电电容的第一端和所述充电电流产生电路的输出端连接，受控于所述反相信号；所述第二可控开关分别与所述充电电容的第一端和所述放电电流产生电路的输入端连接，受控于所述反馈信号；所述充电电容的第二端接地；
所述充电电流产生电路的输入端接于所述第二采样电路，用于产生正比于所述第二采样信号和一充电电阻之比的充电电流，以控制所述充电电容的充电；
所述放电电流产生电路的输出端接地，用于生成正比于所述第一基准信号和一放电电阻之比的放电电流，以控制所述充电电容的放电；
所述比较器的同相端接于所述充电电容的第一端，所述比较器的反相端接入第二基准信号；所述比较器的输出端接于所述与非门的第一输入端，用于比较所述充电电容的第一端的电压和第二基准信号，并输出比较结果；
所述与非门的第二输入端接于所述状态检测电路，所述与非门的输出端接于所述驱动信号产生电路，用于将所述比较结果和反馈信号的与非结果作为所述导通控制信号输出至所述驱动信号产生电路。
优选的，所述导通控制电路包括第三采样电路、与非门、可控开关、充电电容、充电电流产生电路、放电电流产生电路和比较器；
所述第三采样电路，用于根据所述开关电源控制电路内部的一恒定电流源产生第三采样信号；
所述可控开关分别与所述放电电流产生电路的输入端和所述充电电容的第一端连接，受控于所述反馈信号；所述充电电容的第二端接地；
所述充电电流产生电路的输入端接于所述第三采样电路，所述充电电流产生电路的输出端接于所述充电电容的第一端，用于生成正比于所述第三采样信号和一充电电阻之比的充电电流，所述充电电流用于对所述充电电容进行充电；
所述放电电流产生电路的输出端接地，用于生成正比于所述第一基准信号和一放电电阻之比的放电电流，所述放电电流用于对所述充电电容进行放电；
所述比较器的反相端接于所述充电电容的第一端，所述比较器的同相端接入第二基准信号，所述比较器的输出端接于所述与非门的第一输入端，用于比较所述充电电容的第一端的电压和第二基准信号，并输出比较结果；
所述与非门的第二输入端接于所述状态检测电路，所述与非门的输出端接于所述驱动信号产生电路，用于将所述比较结果和反馈信号的与非结果作为所述导通控制信号输出至所述驱动信号产生电路。
优选的，所述功率开关控制电路以集成芯片的形式应用于所述开关电源；所述充电电阻和放电电阻封装于所述集成芯片内。
优选的，所述功率开关控制电路以集成芯片的形式应用于所述开关电源；所述集成芯片设有模式调控端口；所述充电电阻和放电电阻分别通过所述模式调控端口与所述功率开关控制电路连接；
当所述充电电阻的阻值不大于所述放电电阻的阻值时，所述开关电源工作在BCM模式；当所述充电电阻的阻值大于所述放电电阻的阻值时，所述开关电源工作在DCM模式。
一种开关电源，包括整流电路、能量传递单元、功率开关和上述任一种功率开关控制电路；
所述整流电路，用于输入交流电压，输出一周期性整流电压，所述周期性整流电压的相位与所述交流电压的相位相同；
所述能量传递单元与所述整流电路和负载连接，用于将所述周期性整流电压转化为负载的供电电压；
所述功率开关与所述能量传递单元的输入端耦合；
所述功率开关控制电路分别与所述能量传递单元和功率开关连接，用于通过控制所述功率开关的导通和截止，使所述能量传递单元中电流的峰值的包络与所述交流电压同相。
优选的，所述能量传输单元具体为电感。
优选的，所述能量传输单元具体为变压器。
一种导通时间产生方法，应用于具有能量传递单元和功率开关的开关电源，包括；
在第N个工频周期内对所述能量传递单元中的电流的峰值包络的峰值进行采样，得到第一采样信号；
对所述第一采样信号和一第一基准信号进行比较；
获取所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；
根据所述比较结果和所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)调节所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，使得：
当在第N个工频周期内所述第一采样信号大于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)小于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号小于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)大于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)等于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)。
从上述的技术方案可以看出，本申请通过采样第N个工频周期内能量传递单元的电流峰值包络的峰值，即第一采样信号，并对第一采样信号和第一基准电压进行比较，根据比较结果和功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，确定第N+1个工频周期内功率开关的导通时间，使第N+1个工频周期内的第一采样信号Vcspeak接近甚至等于第一基准信号Vref1，从而在第N+1个工频周期内实现为实现能量传递单元中的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，即实现开关电源的负载具有较高的功率因数，解决了现有技术的问题。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请实施例一提供的导通时间产生电路的原理框图；
图2为本申请实施例提供的导通时间产生电路的另一种原理框图；
图3为本申请实施例提供的导通时间产生电路的电路结构图；
图4为本申请实施例二提供的功率开关控制电路的原理框图；
图5为本申请实施例三提供的功率开关控制电路的电路结构图；
图6为本申请实施例四提供的功率开关控制电路的电路结构图；
图7（a）为本申请实施例提供的功率开关控制电路封装为集成芯片的一种示意图；
图7（b）为本申请实施例提供的功率开关控制电路封装为集成芯片的另一种示意图；
图8为本申请实施例五提供的开关电源的原理框图；
图9为本申请实施例提供的采样图7（a）所示集成芯片、以变压器为能量传递单元的开关电源的电路结构图；
图10为本申请实施例提供的采样图7（b）所示集成芯片、以变压器为能量传递单元的开关电源的电路结构图；
图11为本申请实施例提供的采样图7（b）所示集成芯片、以电感为能量传递单元的高端降压变换器的电路结构图；
图12为本申请实施例提供的采样图7（b）所示集成芯片、以电感为能量传递单元的低端降压变换器的电路结构图；
图13为本申请实施例提供的功率开关控制电路的主要节点波形图；
图14为本申请实施例提供的功率开关控制电路的主要节点波形图;
图15为图11和图12所示的开关电源输出的电流波形图；
图16为图11和图12所示的开关电源确定功率开关导通与关断时刻的波形图；
图17为为本申请实施例提供的导通时间产生方法的流程图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本申请实施例公开了一种导通时间产生电路、方法及应用其的控制电路、开关电源，以保证开关电源驱动下的发光二极管具有较高的功率因数。
本申请实施例一提供了一种导通时间产生电路，应用于一种功率开关控制电路，以调整功率开关的导通时间，进而调节该开关电源控制电路控制下的开关电源中能量传递单元的电流，使该电流的峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，从而保证该开关电源的负载具有较高的功率因数。
为便于描述，首先对上述功率开关控制电路及开关电源的进行简单介绍。开关电源包括：
整流电路，用于将输入的交流电压转换为同相位的周期性整流电压；
能量传递单元，用于将整流电路产生的周期性整流电压的能量传递至负载；
功率开关和功率开关控制电路，功率开关控制电路通过控制功率开关的导通和关断，来控制能量传递单元的能量传递过程（如是否传递能量、能量传递效率等）。
参照图1，基于上述功率开关控制电路及开关电源，本申请实施例一提供的导通时间产生电路包括：第一采样电路101、时间采样电路102和时间调整电路103。
其中，第一采样电路101，用于在第N个工频周期内采样反应所述开关电源中能量传递单元的电流峰值包络的峰值，以得到第一采样信号Vcspeak；时间采样电路102，用于获取所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；时间调整电路103，分别与第一采样电路101和时间采样电路102连接，用于对第一采样信号Vcspeak和预置的第一基准信号Vref1进行比较，并根据比较结果和上述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，调节所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，使在第N+1个工频周期内第一采样信号Vcspeak等于第一基准信号Vref1。
具体的，上述导通时间Tonp(N+1)的调节原则为：
当第N个工频周期内的第一采样信号Vcspeak大于第一基准信号Vref1（即Vcspeak＞Vref1）时，使得功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，小于其在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，即Tonp(N+1)＜Tonp(N)，也即在的数值基础上减小一定数值，作为Tonp(N+1)；从而使第N+1个周期内的第一采样信号更接近甚至等于第一基准信号Vref1；
当第N个工频周期内的第一采样信号Vcspeak小于第一基准信号Vref1（即Vcspeak＜Vref1）时，使得功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，大于其在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，即Tonp(N+1)＞Tonp(N)，也即在的数值基础上增大一定数值，作为Tonp(N+1)；从而使第N+1个周期内的第一采样信号更接近甚至等于第一基准信号Vref1；
当第N个工频周期的第一采样信号Vcspeak等于第一基准信号Vref1（即Vcspeak=Vref1）时，使得功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)等于其在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，即Tonp(N+1)=Tonp(N)。
申请人在研究过程中发现，只要使得开关电源中能量传递单元中的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，即可保证该开关电源的负载具有较高的功率因数；而为实现能量传递单元中的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，只需保证能量传递单元的电流峰值包络的峰值等于一特定的基准信号即可；且任一工频周期内，功率开关的导通时间越长，能量传递单元的电流峰值包络的峰值越大。
有鉴于此，本申请实施例一通过调节功率开关的导通时间来调整能量传递单元的电流峰值包络的峰值，使其等于该特定的基准信号（即第一基准信号Vref1）：当第N个工频周期内，Vcspeak＜Vref1时，则确定Tonp(N+1)＞Tonp(N)，从而增大第N+1个工频周期内的Vcspeak；当第N个工频周期内，Vcspeak＞Vref1时，则确定Tonp(N+1)＜Tonp(N)，从而减小第N+1个工频周期内的Vcspeak；当第N个工频周期内，Vcspeak=Vref1时，则确定Tonp(N+1)=Tonp(N)。通过上述调解，即可使第N+1个工频周期内的Vcspeak接近甚至等于第一基准信号Vref1，从而在第N+1个工频周期内实现为实现能量传递单元中的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，即实现开关电源的负载具有较高的功率因数。
由上述电路结构及原理分析可知，本申请实施例提供的导通时间产生电路通过调节功率开关的导通时间，使得第一采样信号Vcspeak等于预设的第一基准信号Vref1，实现了开关电源中能量传递单元的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，保证了开关电源的负载具有较高的功率因数，解决了现有技术的问题。
进一步的，本申请实施例一所述的第一基准信号Vref1可通过一电路根据所述功率开关控制电路内部的一固定电源产生，或者，根据输入开关电源中整流电路的交流电压产生。如图2所示，基准信号产生电路104即通过上述任一方法产生第一基准信号Vref1的电路。在上述两种产生第一基准信号Vref1的方法中，优选前者，因其不需从功率开关控制电路外部获取信号，从而既减少了各种外部因素的干扰，提高了控制效果，又减少了电路封装后的PIN脚个数，减少了相关配件的应用，降低了成本。
具体的，本申请实施例一所述的时间调整电路103可采用如图3所示的结构，即包括两个分别受控于第一采样信号Vcspeak和第一基准信号Vref1的压控电流源、两个分别受控于Tonp(N+1)和Tonp(N)的开关、一电容和一比较器。
基于上述导通时间产生电路，本申请实施例二提供了一种功率开关控制电路，用于根据上导通时间产生电路产生的功率开关导通时间，控制开关电源中功率开关的导通和关断，以实现开关电源中能量传递单元的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，进而保证开关电源的负载具有较高的功率因数。
参照图4，本申请实施例二提供的功率开关控制电路包括：导通时间产生电路410、截止控制电路420、状态检测电路430、导通控制电路440和驱动信号产生电路450。
其中，导通时间产生电路410可采用上文实施例所述，即包括第一采样电路411、时间采样电路412、时间调整电路413和基准信号产生电路414，用于生成功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)。截止控制电路420与时间调整电路413连接，用于根据上述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)生成截止控制信号，以控制功率开关在第N+1个工频周期内的截止时刻。
状态检测电路430用于获取表征所述能量传递单元输出状态的反馈信号。导通控制电路440与状态检测电路430连接，用于根据所述反馈信号生成导通控制信号，以控制功率开关的导通时刻。
驱动信号产生电路450分别与截止控制电路420和导通控制电路430连接，用于根据截止控制电路420生成的截止控制信号和导通控制电路430生成的导通控制信号，生成相应的驱动信号，以驱动功率开关导通或截止，使功率开关在第N+1个工频周期内的实际导通时间等于导通时间产生电路410产生的Tonp(N+1)。
由上述结构及功能可知，本申请实施例提供的功率开关控制电路，通过导通时间产生电路确定一使能量传递单元的电流峰值包络的峰值等于一特定的基准信号的功率开关的导通时间，通过截止控制电路、状态检测电路、导通控制电路和驱动信号产生电路配合控制，使功率开关的实际导通时间等于导通时间产生电路产生的导通时间，从而实现了开关电源中能量传递单元的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，进而保证了开关电源的负载具有较高的功率因数，解决了现有技术问题。
图5示出了图4所示实施例二的一个具体实现电路图，作为本申请实施例三。
其中，导通时间产生电路510包括第一采样电路511、时间采样电路512、时间调整电路513和基准信号产生电路514，其功能及连接关系参照上文，在此不再赘述。
截止控制电路520包括转化电路521和截止信号产生电路522。转化电路521，与时间调整电路513连接，用于在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)结束时，生成表征关断所述功率开关的电压信号Vtonp；截止信号产生电路522，与转化电路521连接，用于根据上述表征关断所述功率开关的电压信号Vtonp，生成截止控制信号。
状态检测电路530用于获取表征所述能量传递单元输出状态的反馈信号。
导通控制电路540包括第二采样电路544、非门546、与非门545、第一可控开关S1、第二可控开关S2、充电电容C、充电电流产生电路541、放电电流产生电路542和比较器543。
第二采样电路544，用于在开关周期内对开关电源中能量传递单元的电流的峰值进行采样，以得到第二采样信号Vcs；
非门546的输入端与状态检测电路530连接，用于获取所述反馈信号的反相信号；
第一可控开关S1分别与充电电容C的第一端和充电电流产生电路541的输出端连接，受控于所述反相信号；第二可控开关S2分别与充电电容C的第一端和放电电流产生电路542的输入端连接，受控于所述反馈信号；充电电容C的第二端接地。
充电电流产生电路541的输入端接于第二采样电路544，用于产生正比于第二采样信号Vcs和一充电电阻RTons之比Vcs/RTons的充电电流，以控制充电电容C的充电。当第一可控开关S1导通、第二可控开关S2关断时，充电电流产生电路541产生的充电电流对充电电容C正向充电。
放电电流产生电路542的输出端接地，用于生成正比于第一基准信号Vref1和一放电电阻Rduty之比Vref1/Rduty的放电电流，以控制充电电容C的放电。当第一可控开关S1关断、第二可控开关S2导通时，放电电流产生电路542产生的放电电流对充电电容C反向充电，即放电。
比较器543的同相端接于充电电容C的第一端，反相端接入第二基准信号Vref2；用于比较充电电容C的第一端的电压VC和第二基准信号Vref2，并输出比较结果。
与非门545的第一输入端接于比较器543的输出端，第二输入端接于状态检测电路530，输出端接于驱动信号产生电路550，用于对比较器543输出的比较结果和状态检测电路530输出的反馈信号进行逻辑与非运算，并将运算结构作为导通控制信号输出至驱动信号产生电路550。
驱动信号产生电路550包括触发器551和驱动电路552。触发器551，分别与导通控制电路540（具体为与非门545）和截止控制电路520（具体为截止信号产生电路522）连接，用于在上述截止控制信号和导通控制信号的触发下产生并输出相应的PFM信号；驱动电路552，分别与触发器551和功率开关连接，用于根据所述PFM信号输出相应的电压（驱动信号），以控制功率开关的导通和截止。
具体的，若开关电源中的能量传递单元为变压器，则上述能量传递单元的电流即为流过变压器原边绕组的电流；图5所示功率开关控制电路中，第一采样电路511得到的第一采样信号Vcspeak即为变压器原边绕组的电流的峰值包络的峰值；第二采样电路544得到的第二采样信号Vcs即为流过变压器原边绕组的电流的峰值。
另外，能量传递单元的输出状态可通过如下方法获得：在能量传递单元的输出端和负载之间串接一整流器件，则该整流器件的导通状态即反应了能量传递单元的输出状态：整流器件导通时，能量传递单元输出能量；整流器件截止时，能量传递单元不输出能量。相应的，状态检测电路通过检测该整流器件的导通状态来生成上述反馈信号，且该反馈信号具体可为该整流器件的导通时间Tons。
进一步的，上述充电电流产生电路541和放电电流产生电路542可分别采用一压控电流源：对于充电电流产生电流541，相应的压控电流源I1受控于第二采样信号Vcs，通过上述充电电阻RTons将第二采样信号Vcs转化为充电电流I1=i1*Vcs/RTons；对于放电电流产生电路542，相应的压控电流源I2受控于第一基准信号Vref1，通过上述放电电阻Rduty将第一基准信号Vref转化为放电电流I2=i2*Vref1/Rduty。其中，i1和i2均为常数。
实际上，应用于开关电源的功率开关控制电路均采用集成芯片的形式，如图7（a）和图7（b）所示。该集成芯片内部封装有上述功率开关控制电路，外部引脚包括用于获取能量传递单元中电流的第一输入端CS，用于获取能量传递单元输出状态的第二输入端FB，用于向功率开关输出驱动信号的输出端OUT，以及电源端口VCC和接地端口GND。图7（a）和图7（b）的区别在于：图7（a）所示的集成芯片将上述充电电阻RTons和放电电阻Rduty与功率开关控制电路一并封装，减少了芯片的PIN脚个数，但的阻值不可改变；图7（b）所示的集成芯片内未封装上述充电电阻RTons和放电电阻Rduty，而是通过增加两个模式调控端，用于外接充电电阻RTons和放电电阻Rduty。对于图7（b）所示的集成芯片，可通过改变外接的充电电阻RTons和放电电阻Rduty的相对阻值，切换应用该集成芯片的开关电源的工作模式：当充电电阻的阻值不大于所述放电电阻的阻值（即RTons≤Rduty）时，所述开关电源工作在电流临界模式（BCM）下；当所述充电电阻的阻值大于所述放电电阻的阻值（RTons＞Rduty）时，所述开关电源工作在电流断续模式（DCM）下。
图6示出了图4所示实施例二的又一具体实现电路图，作为本申请实施例四。
其中，导通时间产生电路610、截止控制电路620、状态检测电路630和驱动信号产生电路650分别对应于上文实施例三（图5）中的导通时间产生电路510、截止控制电路520、状态检测电路530和驱动信号产生电路550，故不再赘述。
本实施例四中的导通控制电路640包括第三采样电路644、与非门645、可控开关S、充电电容C、充电电流产生电路641、放电电流产生电路642和比较器643。
其中，第三采样电路644，用于根据所述开关电源控制电路内部的一恒定电流源产生第三采样信号V’cs；
可控开关S分别与放电电流产生电路642的输入端和充电电容C的第一端连接，可控开关S受控于状态检测电路输出的反馈信号；充电电容C的第二端接地。
充电电流产生电路641的输入端接于第三采样电路644，输出端接于充电电容C的第一端，用于生成正比于第三采样信号V’cs和一充电电阻RTons之比的充电电流；放电电流产生电路642的输出端接地，用于生成正比于第一基准信号Vref1和一放电电阻Rduty之比Vref1/Rduty的放电电流。当可控开关S关断时，充电电流产生电路641产生的充电电流对充电电容C正向充电。当可控开关S导通时，放电电流产生电路642产生的放电电流对充电电容C反向充电，即放电。
比较器643的反相端接于充电电容C的第一端，同相端接入第二基准信号Vref2，用于比较充电电容C的第一端的电压VC和第二基准信号Vref2，并输出比较结果。
与非门645的第一输入端接于比较器643的输出端，第二输入端接于状态检测电路630，输出端接于驱动信号产生电路650，用于对比较器643输出的比较结果和状态检测电路630输出的反馈信号进行逻辑与非运算，并将运算结构作为导通控制信号输出至驱动信号产生电路650。
同样的，本申请实施例四所述的功率开关控制电路也可按图7（a）或图7（b）进行封装，以集成芯片的形式应用于开关电源中；且当按图7（b）进行封装时，亦可通过改变外接的充电电阻RTons和放电电阻Rduty的相对阻值，切换应用该集成芯片的开关电源的工作模式。
相应于上功率开关控制电路，本申请实施例五还提供了一种开关电源系统。如图8所示，该开关电源包括整流电路810、能量传递单元820、功率开关830和功率开关控制电路840；
整流电路810，用于输入一交流电压Vac，输出一周期性整流电压，且该周期性整流电压的相位与输入交流电压Vac的相位相同；
能量传递单元820与整流电路810和负载800连接，用于将上述周期性整流电压转化为负载800的供电电压。
功率开关830与所述能量传递单元的输入端耦合，用于控制所述能量传递单元的能量传递。
功率开关控制电路840分别与能量传递单元820和功率开关830连接，用于通过控制功率开关830的导通和截止，使得在工频周期内第一采样信号Vcspeak等于第一基准信号Vref1，从而使能量传递单元820中电流的峰值的包络与交流电压Vac同相，以保证负载800具有较高的功率因数。功率开关控制电路840的具体结构可采用上文实施例二～实施例四的任一种。
上述能量传递单元可以为变压器或电感，下面将分别进行介绍。
图9示出了以变压器为能量传递单元的开关电源的具体实现电路图，其中负载900具体为4个串联连接的发光二极管。该开关电源包括整流电路910（具体为整流桥）、变压器920、功率开关930和图7（a）所示的集成芯片形式的功率开关控制电路940。
变压器920包括原边绕组921、副边绕组922和辅助绕组923。
原边绕组921的同名端与整流电路910耦合连接，原边绕组921的异名端依次通过功率开关930和接地电阻R5接地；功率开关930和接地电阻R5的公共端与功率开关控制电路940的第一输入端CS连接。
副边绕组922的异名端通过一整流二极管D1与一储电电容C0的一端连接，储电电容C0的另一端与副边绕组922的同名端共同接地；负载900与储电电容C0并联。
辅助绕组923的异名端通过分压电阻（包括第一分压电阻R1和第二分压电阻R2）与功率开关控制电路940的第二输入端FB连接，同名端接地。
功率开关控制电路940的输出端OUT与功率开关930连接。
上述开关电源中，第一输入端CS用于输入流过原边绕组921的电流，即通过采样电阻R5检测到的流过功率开关204的电流。第二输入端FB用于获取表征副边绕组922输出状态的反馈信号，即通过分压电阻检测到的整流二极管的导通/截止状态。功率开关控制电路940根据流过原边绕组921的电流和表征副边绕组922输出状态的反馈信号生产相应的驱动信号，控制功率开关930的导通/截止，以调节流过原边绕组921和变压器920输出至负载900的电流，使得流过原边绕组921的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压Vac同相，从而保证发光二极管具有较高的功率因数；同时保证变压器920输出至负载900的电流平均值恒定，从而保证发光二极管无闪烁。
图10示出了又一以变压器为能量传递单元的开关电源的具体实现电路图，包括整流电路1010、变压器1020、功率开关1030和功率开关控制电路1040。与图9所示开关电源的区别在于，图10所示开关电源中功率开关控制电路采用图7（b）所示的集成芯片，可通过调节外接充电电阻RTons和放电电阻Rduty的相对阻值来切换该开关电源的工作模式。
当然，上述能量传递单元也可为电感，如图11所示的高端降压变换器（High-sidebuck系统），包括整流电路1110、电感1120、功率开关1130和功率开关控制电路1140。其中，功率开关控制电路1140优选图7（b）所示的集成芯片；又如图12所示的低端降压变换器（Low-sidebuck系统），包括整流电路1210、电感1220、功率开关1230和功率开关控制电路1240。其中，功率开关控制电路1240优选图7（b）所示的集成芯片。
下面通过电路工作过程中，相关参数的波形图，对本申请实施例的原理作进一步阐述。
图13和图14示出了本申请实施例提供的功率开关控制电路的主要节点波形图。
工作在BCM模式下的降压变换器（即Buck系统），功率开关的开关周期T等于功率开关的导通时间Tonp与整流器件的导通时间Tons之和，即T=Tonp+Tons。
功率开关导通时间为：Ton=L*Ipp/Vinpk
整流器件的导通时间为：Tons=L*Ipp*sinθ/Vo
功率开关的开关周期为：T=Lp*Ipp/Vinpk+Lp*Ipp*sinθ/Vo
电感中电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义：
Ipp(t)=(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|；
其中，f是输入开关电源的交流电压的频率，Io是开关电源的平均输出电流的期望值。
图15示出了图11和图12所示的Buck系统的输出电流波形图。
Io为流过发光二极管的大于10毫秒时间尺度下的平均电流，Io1为流过发光二极管的小时间尺度（远小于10毫秒）下的平均电流，IL为流过电感的瞬时电流。
根据发光二极管所需的亮度，可以确定开关电源系统需要输出的平均电流Io。根据对开关电源系统功率因数的要求、以及测量获得的交流电相位，可以得出一个电感电流在远小于10毫秒时间尺度下的目标平均电流波形Io1。作为本发明的一个实施例，可选择Io1波形趋近于(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|,其中f为市电频率。
也就是说，在本发明实施例中，根据系统对功率因数和大时间尺度下输出平均电流的要求，确定电感电流在小时间尺度下与输入交流电同相位的平均值的包络曲线。
图16示出了图11和图12所示的Buck系统确定功率开关导通与关断时刻的波形图。
为得到恒定的输出电流，只需使电感电流ILp(t)落在公式（1）确定的包络曲线上：
ILp(t)=(1/2)*π*|sin(2πft)|（1）
副边电流在远小于10毫秒的时间尺度上的平均值即为：
Io1=(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|（2）
在大时间尺度下，系统输出电流的平均值为：
( f ) * ∫ 0 1 / f ( Io 1 ) dt = ( f ) * ( 1 / 2 ) * π * Io * ∫ 0 1 / f | sin ( 2 πft ) | dt = Io - - - ( 3 )
由此可以推断出，在给定系统输出平均电流和功率因数要求条件下，应用本发明实施例的开关电源系统，目标电感峰值电流Ipp(t)只需落在上式（3）确定的包络曲线上，即可达到在额定输出功率（以驱动发光二极管最大个数作为衡量标准）以下全电压范围内恒流驱动一组发光二极管同时保证功率因数大于给定值的目的。
令Va(t)代表整流后的输入交流电压的振幅，则整流后的输入电压可以表述为：
Vin(t)=Va(t)*|sin(2πft)|（5）
根据上式（5）和上述目标原边峰值电流Ipp(t)的包络线表达式，基于Vin(t)=Lp*Ipp(t)/Tonp可以实时确定原边导通时间，也就是关断功率开关的时刻。
根据公式（1）到（5）可以理解，原边峰值电流Ipp(t)的包络线与Vin(t)为同相位正弦波形并且在不同Va(t)条件下，Ipp(t)的包络线幅值不变。这样就实现了既保证系统高的功率因数（因为原边峰值电流Ipp(t)的包络线与Vin(t)相似），同时保证输出平均电流恒定。
视觉暂留效应可以使人眼无法分辨快于10毫秒的亮度变化。而将本发明实施例开关电源系统应用于驱动发光二极管时，发光二极管的发光亮度对于人眼而言是恒定的，不会出现人眼能够感觉出的亮度变化。而且，在远小于10毫秒的时间尺度上，应用本发明实施例的高功率因数LED驱动电源系统的平均输出电流是变化的，该变化的平均电流的包络与整流后的输入交流电同相位。相应地，流过功率开关的锯齿波电流峰值的包络同样与整流后的输入交流电同相位，从而保证了足够高的功率因数。
另外，参照图17，本申请实施例还提供了一种开关电源控制方法，包括如下步骤：
S1：在第N个工频周期内对所述能量传递单元中的电流的峰值包络的峰值进行采样，得到第一采样信号Vcspeak；
S2：对所述第一采样信号Vcspeak和一第一基准信号Vref1进行比较；
S3：获取所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；
S4：根据所述比较结果和所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)调节所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，在第N+1个工频周期内第一采样信号Vcspeak等于第一基准信号Vref1。
具体的，上述Tonp(N+1)的调节原则为：当在第N个工频周期内所述第一采样信号大于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)小于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号小于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)大于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)等于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)。
上述方法通过对第一采样信号Vcspeak和第一基准电压Vref1进行比较，根据比较结果和功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，确定第N+1个工频周期内功率开关的导通时间，使第N+1个工频周期内的第一采样信号Vcspeak接近甚至等于第一基准信号Vref1，从而在第N+1个工频周期内实现为实现能量传递单元中的电流峰值的包络与输入开关电源的交流电压同相，即实现开关电源的负载具有较高的功率因数，解决了现有技术的问题。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，所述程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体（Read-OnlyMemory，ROM）或随机存储记忆体（RandomAccessMemory，RAM）等。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (16)

1.一种导通时间产生电路，其特征在于，应用于一种功率开关控制电路；所述功率开关控制电路用于控制开关电源中功率开关的导通和关断；
所述导通时间产生电路包括：
第一采样电路，用于在第N个工频周期内采样反应所述开关电源中能量传递单元的电流峰值包络的峰值，以得到第一采样信号；
时间采样电路，用于获取所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；
时间调整电路，分别与所述第一采样电路和时间采样电路连接，用于对所述第一采样信号和预置的第一基准信号进行比较，并根据所述比较结果和所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，调节所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，使在第N+1个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号。
2.根据权利要求1所述的导通时间产生电路，其特征在于，当在第N个工频周期内所述第一采样信号大于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)小于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号小于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)大于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)等于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)。
3.根据权利要求1或2所述的导通时间产生电路，其特征在于，还包括基准信号第一产生电路，与所述时间调整电路连接，用于根据所述功率开关控制电路内部的一固定电源生成所述第一基准信号。
4.根据权利要求1或2所述的导通时间产生电路，其特征在于，还包括基准信号第二产生电路，分别与所述开关电源中的整流电路和所述时间调整电路连接，用于根据输入所述整流电路的交流电压生成所述第一基准信号。
5.一种功率开关控制电路，应用于具有能量传递单元和功率开关的开关电源，其特征在于，包括导通时间产生电路、截止控制电路、状态检测电路、导通控制电路和驱动信号产生电路；其中，
所述导通时间产生电路包括：
第一采样电路，与所述功率开关连接，用于在第N个工频周期内采样反应所述能量传递单元中的电流峰值包络的峰值，以得到第一采样信号；
时间采样电路，用于获取所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；
时间调整电路，分别与所述第一采样电路和时间采样电路连接，用于对所述第一采样信号和预置的第一基准信号进行比较，并根据所述比较结果和所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)，调节所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，使在第N+1个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号；
所述截止控制电路，与所述时间调整电路连接，用于根据所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)生成截止控制信号，以控制所述功率开关在第N+1个工频周期内的截止时刻；
所述状态检测电路，用于获取表征所述能量传递单元输出状态的反馈信号；
所述导通控制电路，与所述状态检测电路连接，用于根据所述反馈信号生成导通控制信号，以控制所述功率开关的导通时刻；
所述驱动信号产生电路，分别与所述截止控制电路和导通控制电路连接，用于根据所述截止控制信号和所述导通控制信号生成相应的驱动信号，以驱动所述功率开关导通或截止。
6.根据权利要求5所述的功率开关控制电路，其特征在于，所述截止控制电路包括：
转化电路，与所述时间调整电路连接，用于在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)结束时，生成表征关断所述功率开关的电压信号；
截止信号产生电路，与所述转化电路连接，用于根据所述表征关断所述功率开关的电压信号，生成所述截止控制信号。
7.根据权利要求5所述的功率开关控制电路，其特征在于，所述驱动信号产生电路包括：
触发器，分别与所述导通控制电路和截止控制电路连接，用于将所述截止控制信号和所述导通控制信号转化为相应的PFM信号；
驱动电路，分别与所述触发器和功率开关连接，用于根据所述PFM信号输出相应的电压，以控制功率开关的导通和截止。
8.根据权利要求5～7任一项所述的功率开关控制电路，其特征在于，所述功率开关控制电路以集成芯片的形式应用于所述开关电源。
9.根据权利要求5所述的功率开关控制电路，其特征在于，所述导通控制电路包括第二采样电路、非门、与非门、第一可控开关、第二可控开关、充电电容、充电电流产生电路、放电电流产生电路和比较器；
所述第二采样电路，用于在开关周期内对所述能量传递单元中的电流的峰值进行采样，以得到第二采样信号；
所述非门的输入端与所述状态检测电路连接，用于获取所述反馈信号的反相信号；
所述第一可控开关分别与所述充电电容的第一端和所述充电电流产生电路的输出端连接，受控于所述反相信号；所述第二可控开关分别与所述充电电容的第一端和所述放电电流产生电路的输入端连接，受控于所述反馈信号；所述充电电容的第二端接地；
所述充电电流产生电路的输入端接于所述第二采样电路，用于产生正比于所述第二采样信号和一充电电阻之比的充电电流，以控制所述充电电容的充电；
所述放电电流产生电路的输出端接地，用于生成正比于所述第一基准信号和一放电电阻之比的放电电流，以控制所述充电电容的放电；
所述比较器的同相端接于所述充电电容的第一端，所述比较器的反相端接入第二基准信号；所述比较器的输出端接于所述与非门的第一输入端，用于比较所述充电电容的第一端的电压和第二基准信号，并输出比较结果；
所述与非门的第二输入端接于所述状态检测电路，所述与非门的输出端接于所述驱动信号产生电路，用于将所述比较结果和反馈信号的与非结果作为所述导通控制信号输出至所述驱动信号产生电路。
10.根据权利要求5所述的功率开关控制电路，其特征在于，所述导通控制电路包括第三采样电路、与非门、可控开关、充电电容、充电电流产生电路、放电电流产生电路和比较器；
所述第三采样电路，用于根据所述开关电源控制电路内部的一恒定电流源产生第三采样信号；
所述可控开关分别与所述放电电流产生电路的输入端和所述充电电容的第一端连接，受控于所述反馈信号；所述充电电容的第二端接地；
所述充电电流产生电路的输入端接于所述第三采样电路，所述充电电流产生电路的输出端接于所述充电电容的第一端，用于生成正比于所述第三采样信号和一充电电阻之比的充电电流，所述充电电流用于对所述充电电容进行充电；
所述放电电流产生电路的输出端接地，用于生成正比于所述第一基准信号和一放电电阻之比的放电电流，所述放电电流用于对所述充电电容进行放电；
所述比较器的反相端接于所述充电电容的第一端，所述比较器的同相端接入第二基准信号，所述比较器的输出端接于所述与非门的第一输入端，用于比较所述充电电容的第一端的电压和第二基准信号，并输出比较结果；
所述与非门的第二输入端接于所述状态检测电路，所述与非门的输出端接于所述驱动信号产生电路，用于将所述比较结果和反馈信号的与非结果作为所述导通控制信号输出至所述驱动信号产生电路。
11.根据权利要求9或10所述的功率开关控制电路，其特征在于，所述功率开关控制电路以集成芯片的形式应用于所述开关电源；所述充电电阻和放电电阻封装于所述集成芯片内。
12.根据权利要求9或10所述的功率开关控制电路，其特征在于，所述功率开关控制电路以集成芯片的形式应用于所述开关电源；所述集成芯片设有模式调控端口；所述充电电阻和放电电阻分别通过所述模式调控端口与所述功率开关控制电路连接；
当所述充电电阻的阻值不大于所述放电电阻的阻值时，所述开关电源工作在BCM模式；当所述充电电阻的阻值大于所述放电电阻的阻值时，所述开关电源工作在DCM模式。
13.一种开关电源，其特征在于，包括整流电路、能量传递单元、功率开关和如权利要求5～12任一项所述的功率开关控制电路；
所述整流电路，用于输入交流电压，输出一周期性整流电压，所述周期性整流电压的相位与所述交流电压的相位相同；
所述能量传递单元与所述整流电路和负载连接，用于将所述周期性整流电压转化为负载的供电电压；
所述功率开关与所述能量传递单元的输入端耦合；
所述功率开关控制电路分别与所述能量传递单元和所述功率开关连接，用于通过控制所述功率开关的导通和截止，使所述能量传递单元中电流的峰值的包络与所述交流电压同相。
14.根据权利要求13所述的开关电源，其特征在于，所述能量传输单元具体为电感。
15.根据权利要求13所述的开关电源，其特征在于，所述能量传输单元具体为变压器。
16.一种导通时间产生方法，应用于具有能量传递单元和功率开关的开关电源，其特征在于，包括；
在第N个工频周期内对所述能量传递单元中的电流的峰值包络的峰值进行采样，得到第一采样信号；
对所述第一采样信号和一第一基准信号进行比较；
获取所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；
根据所述比较结果和所述功率开关在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)调节所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)，使得：
当在第N个工频周期内所述第一采样信号大于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)小于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号小于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)大于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)；当在第N个工频周期内所述第一采样信号等于所述第一基准信号时，所述功率开关在第N+1个工频周期内的导通时间Tonp(N+1)等于在第N个工频周期内的导通时间Tonp(N)。
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