CN107508474B - 导通时间调整方法、电路及sepic功率因数校正变换器 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种导通时间调整方法、装置及SEPIC功率因数校正变换器，包括：接收误差放大器电路输出的误差信号、功率因数校正变换器整流输入电压和输出电压，利用导通时间调整方法计算公式，得到导通时间控制信号，以调制出PWM信号使输入电流波形接近理想正弦波，其中，误差信号为利用负载反馈电压信号或负载反馈电流信号，通过误差放大器电路与基准信号进行误差放大得到的信号。本发明通过利用导通时间调整方法计算公式，根据误差放大器电路输出的误差信号、功率因数校正变换器整流输入电压和输出电压，得到导通时间控制信号并调制PWM波，使临界导电模式功率因数校正变换器的输入电流接近理想正弦波，实现单位功率因数。

Description

导通时间调整方法、电路及SEPIC功率因数校正变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种导通时间调整方法、电路及SEPIC功率因数校正变换器。
背景技术
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点：功率因数较低(一般仅为0.45～0.75),且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能功率因数校正变换器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。有源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制电路的研究。传统的有源功率因数校正电路一般采用Boost-升压拓扑，这是因为Boost具有控制容易、驱动简单以及功率因数可以接近于1，但是Boost功率因数校正变换器有输出电压高的缺点。而Buck-降压拓扑实现PFC时，由于当输入电压低于输出电压时，不传递能量，输入电流为0，交越失真严重。SEPIC功率因数校正变换器在整个工频周期内都可以传递能量，功率因数和总谐波畸变都优于Buck变换器，并且既可以实现升压、又可以实现降压，因此SEPIC功率因数校正变换器被广大学者和工程师关注。SEPIC功率因数校正器通常有连续导电模式、断续导电模式和临界导电模式三种工作模式，中小功率应用场合通常使用断续导电模式和临界导电模式。断续导电模式SEPIC功率因数校正器可以获得单位功率因数，但是其峰值电流很大，使开关管的导通损耗增大并影响变换器效率。传统的临界导电模式SEPIC功率因数校正变换器，其控制方式如图1所示，虽然效率比断续模式SEPIC功率因数校正器高，但是不能获得单位功率因数，功率因数和总谐波畸变都比断续模式SEPIC功率因数校正器差，导致输入电流不是理想正弦波，如图2所示。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种导通时间调整方法、电路及SEPIC功率因数校正变换器，使功率因数校正变换器的输入电流接近理想正弦波，从而进一步的提高了功率因数校正变换器的功率因数，降低总谐波畸变。其具体方案如下：
一种导通时间调整方法，包括：
接收误差放大器电路输出的误差信号、功率因数校正变换器的整流输入电压和所述功率因数校正变换器的输出电压，利用导通时间调整方法计算公式，得到导通时间控制信号，以调制出PWM信号使输入电流波形接近理想正弦波，其中，所述误差放大器电路输出的误差信号为利用所述功率因数校正变换器的负载反馈电压信号或负载反馈电流信号，通过误差放大器电路与控制基准信号进行误差放大得到的信号；
其中，所述导通时间调整方法计算公式为：
式中，vMult(t)表示所述导通时间控制信号，vcomp表示所述误差放大器电路输出的误差信号，vo(t)表示所述功率因数校正变换器的输出电压，vREC(t)表示所述功率因数校正变换器的整流输入电压。
本发明还公开了一种导通时间调整电路，包括运算放大电路和乘法器；其中，所述运算放大电路包括第一运算放大器、第二运算放大器、第三运算放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻和第九电阻；其中，所述第一运算放大器的正向输入端、所述第八电阻的一端和所述第九电阻的一端相互连接，所述第八电阻的另一端与所述功率因数校正变换器的输出端相连，所述第一运算放大器的输出端、负向输入端、所述第六电阻的一端和所述乘法器的第二输入端相互连接，所述第六电阻的另一端、所述第七电阻的一端、所述第三运算放大电器的正向输入端和所述第五电阻的一端相互连接，所述第五电阻的另一端与所述第二运算放大器的输出端和负向输入端相互连接，所述第二运算放大器的正向输入端、所述第二电阻的一端和所述第一电阻的一端相互连接，所述第一电阻的另一端与所述功率因数校正变换器的整流输入电压正端相连，所述第三运算放大器的负向输入端、所述第三电阻的一端和所述第四电阻的一端相互连接，所述第三运算放大器的输出端、所述乘法器的第三输入端和所述第三电阻的另一端相互连接，所述乘法器的第一输入端与误差放大器电路的输出端相连，所述乘法器的输出端与PWM产生电路的第一输入端相连，所述第七电阻的另一端、所述第二电阻的另一端、所述第九电阻的另一端和所述第四电阻的另一端接地；
其中，所述乘法器用于利用导通计算公式计算出导通时间控制信号；
所述导通计算公式为：
式中，vcomp表示所述误差放大器电路输出的误差信号，vy表示所述第一运算放大器的输出电压，vz表示所述第三运算放大器的输出电压。
可选的，所述第二电阻的阻值为所述第四电阻的两倍，所述第二电阻的阻值、所述第三电阻的阻值、所述第五电阻的阻值、所述第六电阻的阻值和所述第七电阻的阻值均相等，所述第一电阻与所述第二电阻的比值等于所述第八电阻与所述第九电阻的比值。
本发明还公开了一种SEPIC功率因数校正变换器，包括相互连接的主电路和控制电路，所述控制电路包括误差放大器电路、环路补偿电路、前述的导通时间调整电路、PWM产生电路和驱动电路；其中，所述误差放大器电路的负向输入端与所述SEPIC功率因数校正变换器的输出电压分压电阻网络的采样信号输出端相连或与所述SEPIC功率因数校正变换器的输出电流采样电阻的采样信号输出端相连，所述误差放大器电路的正向输入端接基准电压，所述误差放大器电路的输出端与所述导通时间调整电路的第一输入端相连，所述环路补偿电路并联在所述误差放大器电路的负向输入端和输出端之间，所述导通时间调整电路的第二输入端与所述SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压正端相连，所述导通时间调整电路的第三输入端与所述SEPIC功率因数校正变换器的输出电压端相连，所述导通时间调整电路的输出端与所述PWM产生电路的第一输入端相连，所述PWM产生电路的第二输入端与所述SEPIC功率因数校正变换器的耦合电感的辅助绕组输出端相连，所述PWM产生电路的输出端与所述驱动电路输入端相连，所述驱动电路的输出端与所述SEPIC功率因数校正变换器的开关管的控制端相连；
其中，所述导通时间调整电路用于利用导通时间调整方法的计算公式计算出导通时间控制信号；
所述导通时间调整方法计算公式为：
式中，vMult(t)表示所述导通时间控制信号，vcomp表示所述误差放大器电路输出的误差信号，vo(t)表示所述SEPIC功率因数校正变换器的输出电压，vREC(t)表示所述SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压。
可选的，所述PWM产生电路包括比较器、锯齿波发生器、过零检测电路和RS触发器；其中，所述比较器的负向输入端作为所述PWM产生电路的第一输入端，所述比较器的正向输入端与所述锯齿波发生器的输出端相连，所述比较器的输出端与所述RS触发器的R端相连，所述RS触发器的输出端与所述驱动电路的输入端相连，所述RS触发器的S端、所述锯齿波发生器的输入端和所述过零检测电路的输出端相互连接，所述过零检测电路的输入端作为所述PWM产生电路的第二输入端。
可选的，所述开关管可以为MOSFET、BJT、IGBT。
可选的，所述SEPIC功率因数校正变换器为恒压输出SEPIC功率因数校正变换器，所述恒压输出SEPIC功率因数校正变换器的主电路包括整流桥、LC滤波器、耦合电感、开关管、第一电容、第二电容、电感、二极管和负载；其中，所述整流桥与所述LC滤波器相连，所述整流桥的正向输出端与所述耦合电感的第一端相连，所述耦合电感的第二端、所述第一电容的正极和所述开关管的输入端相互连接，所述第一电容的负极、所述电感的一端和所述二极管的正极相互连接，所述二极管的负极、所述第二电容的一端与所述负载的一端连接，所述负载的另一端、所述第二电容的另一端、所述第二电感的另一端、所述开关管的输出端，所述耦合电感的第三端和所述整流桥的负向输出端均接地，所述耦合电感的第四端与所述PWM产生电路的第二输入端相连，所述整流桥的正向输出端作为所述恒压输出SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压的正端，所述负载的两端作为所述恒压输出SEPIC功率因数校正变换器输出电压的分压电阻网络的采样信号输出端。
可选的，所述SEPIC功率因数校正变换器为恒流输出SEPIC功率因数校正变换器，所述恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的主电路包括整流桥、LC滤波器、耦合电感、开关管、第一电容、第二电容、电感、二极管、电阻和恒流负载；其中，所述整流桥与所述LC滤波器相连，所述整流桥的正向输出端与所述耦合电感的第一端相连，所述耦合电感的第二端、所述第一电容的正极和所述开关管的输入端相互连接，所述第一电容的负极、所述电感的一端和所述二极管的正极相互连接，所述二极管的负极、所述第二电容的一端和所述恒流负载的一端相互连接，所述恒流负载的另一端与所述电阻的一端连接，所述电阻的另一端、所述第二电容的另一端、所述电感的另一端、所述开关管的输出端、所述耦合电感的第三端和所述整流桥的负向输出端均接地，所述耦合电感的第四端与所述PWM产生电路的第二输入端相连，所述整流桥的正向输出端作为所述恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压的正端，所述第二电容的两端作为所述恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的输出电压采样信号输出端，所述恒流负载和所述电阻的公共端作为所述恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的电流采样信号输出端。
本发明中，一种导通时间调整方法，包括：接收误差放大器电路输出的误差信号、SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压和输出电压，利用导通时间调整方法计算公式，得到导通时间控制信号，以调制出PWM信号使输入电流波形接近理想正弦波，其中，误差放大器电路输出的误差信号为利用SEPIC功率因数校正变换器的负载反馈电压信号或负载反馈电流信号，通过误差放大器电路计算得到的信号；其中，导通时间调整方法计算公式为：式中，vMult(t)表示导通时间控制信号，vcomp表示误差放大器电路输出的误差信号，vo(t)表示SEPIC功率因数校正变换器的输出电压，vREC(t)表示SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压。
本发明通过利用导通时间调整方法计算公式，根据误差放大器电路输出的误差信号、功率因数校正变换器的整流输入电压和功率因数校正变换器的输出电压，得到导通时间控制信号，利用导通时间控制信号控制PWM波，使功率因数校正变换器的输入电流接近理想正弦波，从而进一步的提高了功率因数校正变换器的功率因数，降低功率因数校正变换器输入电流的总谐波畸变。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为使用传统控制方法的SEPIC功率因数校正变换器结构示意图；
图2为使用传统控制方法的SEPIC功率因数校正变换器的仿真结果；
图3为本发明实施例公开的一种导通时间调整方法流程示意图；
图4为本发明实施例公开的一种SEPIC功率因数校正变换器仿真结果；
图5为本发明实施例公开的一种导通时间调整电路结构示意图；
图6为本发明实施例公开的一种SEPIC功率因数校正变换器结构示意图；
图7为本发明实施例公开的一种PWM产生电路结构示意图；
图8为本发明实施例公开的一种恒压输出SEPIC功率因数校正变换器主电路结构示意图；
图9为本发明实施例公开的一种恒流输出SEPIC功率因数校正变换器主电路结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例公开了一种导通时间调整方法，参见图3所示，该方法包括：
步骤S11：接收误差放大器电路输出的误差信号、功率因数校正变换器的整流输入电压和所述功率因数校正变换器的输出电压，利用导通时间调整方法计算公式，得到导通时间控制信号，以调制出PWM信号使输入电流波形接近理想正弦波，其中，所述误差放大器电路输出的误差信号为利用所述功率因数校正变换器的负载反馈电压信号或负载反馈电流信号，通过误差放大器电路与控制基准信号进行误差放大得到的信号；
其中，所述导通时间调整方法计算公式为：
式中，vMult(t)表示所述导通时间控制信号，vcomp表示所述误差放大器电路输出的误差信号，vo(t)表示所述功率因数校正变换器的输出电压，vREC(t)表示所述功率因数校正变换器的整流输入电压。
具体的，接收功率因数校正变换器的整流输入电压、输出电压以及负载反馈电压信号或负载反馈电流信号，其中，负载反馈电压信号或负载反馈电流信号经与控制基准信号相比较，并经过误差放大器电路进行误差放大，生成误差放大器电路输出的误差信号，利用导通时间调整方法计算公式计算整流输入电压、输出电压和误差放大器电路输出的误差信号，得到导通时间控制信号，导通时间控制信号输入到PWM产生电路中的比较器中，在每个开关周期开始时刻，锯齿波发生器输出最低电压，锯齿波发生器输出信号随着开关管导通时间线性增加，当锯齿波发生器输出信号大于导通时间控制信号时，比较器输出高电平，控制PWM产生电路中的RS触发器输出低电平，从而控制功率因数校正变换器的开关管关断；PWM产生电路中的过零检测电路接收功率因数校正变换器中耦合电感的辅助绕组输出的输入信号，过零检测电路的输出信号发送给RS触发器的置位端，当功率因数校正变换器的开关管关断时，辅助绕组输出的输入信号为高电平，当变压器续流二极管电流过零时，辅助绕组输出的输入信号会从高电平变为低电平，当过零检测电路检测到辅助绕组输出的输入信号从高电平变为低电平时，使RS触发器的置位端输出高电平，从而使输入电流接近理想正弦波，提高了功率因数校正变换器的功率因数，降低总谐波畸变，参见图4所示。
需要说明的是，当功率因数校正变换器为恒压输出功率因数校正变换器时，误差放大器电路输出的误差信号为利用恒压输出功率因数校正变换器的负载反馈电压信号，通过误差放大器电路与控制基准信号进行误差放大得到的；当功率因数校正变换器为恒流输出功率因数校正变换器时，误差放大器电路输出的误差信号为利用恒流输出功率因数校正变换器的负载反馈电流信号，通过误差放大器电路与控制基准信号进行误差放大得到的。
可见，本发明实施例通过利用导通时间调整方法计算公式，根据误差放大器电路输出的误差信号、功率因数校正变换器的整流输入电压和功率因数校正变换器输出电压，得到导通时间控制信号，利用导通时间控制信号控制PWM波，使功率因数校正变换器的输入电流接近理想正弦波，从而进一步的提高了功率因数校正变换器的功率因数，降低功率因数校正变换器输入电流的总谐波畸变。
相应的，本发明实施例还公开了一种导通时间调整电路，参见图5所示，该装置包括乘法器11和运算放大电路12；其中，运算放大电路12包括第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、第三运算放大器OP3、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第九电阻R9；其中，第一运算放大器OP1的正向输入端、第八电阻R8的一端和第九电阻R9的一端相互连接，第八电阻R8的另一端与功率因数校正变换器的输出电压输出端相连，第一运算放大器OP1的输出端、负向输入端、第六电阻R6的一端和乘法器11的第二输入端相互连接，第六电阻R6的另一端、第七电阻R7的一端、第三运算放大器OP3的正向输入端和第五电阻R5的一端相互连接，第五电阻R5的另一端与第二运算放大器OP2的输出端和负向输入端相互连接，第二运算放大器OP2的正向输入端、第二电阻R2的一端和第一电阻R1的一端相互连接，第一电阻R1的另一端与功率因数校正变换器的整流输入电压输出端相连，第三运算放大器OP3的负向输入端、第三电阻R3的一端和第四电阻R4的一端相互连接，第三运算放大器OP3的输出端、乘法器11的第三输入端和第三电阻R3的另一端相互连接，乘法器11的第一输入端与误差放大器电路的输出端相连，乘法器11的输出端与PWM产生电路的第一输入端相连，第七电阻R7的另一端、第二电阻R2的另一端、第九电阻R9的另一端和第四电阻R4的另一端接地；
其中，乘法器11用于利用导通计算公式计算出导通时间控制信号；
导通计算公式为：
式中，vcomp表示误差放大器电路输出的误差信号，vy表示第一运算放大器OP1的输出电压，vz表示第三运算放大器OP3的输出电压。
具体的，功率因数校正变换器的整流输入电压vREC(t)经过第一电阻R1和第二电阻R2分压生成分压输入电压vRECS(t)，并经过由第二运算放大器OP2组成的电压跟随器后，得到第二运算放大器OP2的输出信号vA，其中，vA＝K*vREC(t)，式中，K为第一电阻R1第一电阻和第二电阻R2电压网络的分压系数；功率因数校正变换器的输出电压vo(t)经过第八电阻R8和第九电阻R9分压并由第一运算放大器OP1组成的跟随器后，得到第一运算放大器OP1的输出信号vy，其中，vy＝K*vO(t)，式中，K为第八电阻R8和第九电阻R9电压网络的分压系数，可以预先设定第一电阻与第二电阻的比值等于第八电阻与第九电阻的比值，即R8/R9＝R1/R2；第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7和第三运算放大器OP3共同构成加法器，第二运算放大器OP2的输出信号vA和第一运算放大器OP1的输出信号vy同时做为加法器的输入端，设定第二电阻R2的阻值可以为第四电阻R4的两倍，第二电阻R2的阻值、第三电阻R3的阻值、第五电阻R5的阻值、第六电阻R6的阻值和第七电阻R7的阻值均可相等，即，R2＝R3＝R5＝R6＝R7＝2R4，则可以得到第三运算放大器OP3的输出信号vz，其中，vz＝vA+vy＝K*vREC(t)+K*vO(t)；第三运算放大器OP3的输出信号vz、第一运算放大器OP1的输出信号vy和误差信号vcomp，输入到乘法器11中，乘法器11利用导通计算公式计算出导通时间控制信号vMult(t)。
可见，本发明实施例利用三个运算放大器对功率因数校正变换器的整流输入电压和功率因数校正变换器的输出电压进行运算放大，并输入到乘法器11中，乘法器11再接收经由环路补偿电路和误差放大器电路输出的误差信号，乘法器利用导通计算公式计算误差信号、第一运算放大器OP1的输出电压和第三运算放大器OP3的输出电压，求出导通时间控制信号vMult(t)，并输出到与乘法器11相连的PWM产生电路的第一输入端，使功率因数校正变换器的输入电流接近理想正弦波，从而进一步的提高了功率因数校正变换器的功率因数，降低功率因数校正变换器输入电流的总谐波畸变。
进一步的，本发明实施例还公开了一种SEPIC功率因数校正变换器，参见图6所示，该变换器包括相互连接的的主电路21和控制电路22，控制电路22包括误差放大器电路EA、环路补偿电路222、前述实施例公开的导通时间调整电路221、PWM产生电路224和驱动电路223；其中，误差放大器电路EA的负向输入端与SEPIC功率因数校正变换器的输出电压分压电阻网络的采样信号VFB输出端相连或与SEPIC功率因数校正变换器的输出电流采样电阻采样信号VFB输出端相连，误差放大器电路EA的正向输入端接基准电压VREF，误差放大器电路EA的输出端与导通时间调整电路221的第一输入端相连，环路补偿电路222并联在误差放大器电路EA的负向输入端和输出端之间，导通时间调整电路221的第二输入端与SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压正端相连，导通时间调整电路221的第三输入端与SEPIC功率因数校正变换器的输出电压端相连，导通时间调整电路221的输出端与PWM产生电路224的第一输入端相连，PWM产生电路224的第二输入端与SEPIC功率因数校正变换器的耦合电感的辅助绕组输出端相连，PWM产生电路224的输出端与驱动电路223输入端相连，驱动电路223的输出端与SEPIC功率因数校正变换器的开关管的控制端相连；
其中，导通时间调整电路221用于利用导通时间调整方法计算公式计算出导通时间控制信号；
导通时间调整方法计算公式为：
式中，vMult(t)表示导通时间控制信号，vcomp表示误差放大器电路EA输出的误差信号，vo(t)表示SEPIC功率因数校正变换器的输出电压，vREC(t)表示SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压。
可见，本发明实施例通过利用导通时间调整方法计算公式计算出导通时间控制信号的导通时间调整电路221，组成控制电路22，生成与导通时间控制信号相应的PWM信号，使SEPIC功率因数校正变换器的输入电流接近理想正弦波，从而进一步的提高了SEPIC功率因数校正变换器的功率因数，降低SEPIC功率因数校正变换器输入电流的总谐波畸变。
本发明实施例还公开了一种具体的SEPIC功率因数校正变换器，相对于上一实施例，本实施例对技术方案作了进一步的说明和优化。具体的：
参见图7所示，上一实施例中的PWM产生电路包括比较器CMP、锯齿波发生器31、过零检测电路32和RS触发器33；其中，比较器CMP的负向输入端作为PWM产生电路的第一输入端，比较器CMP的正向输入端与锯齿波发生器31的输出端相连，比较器CMP的输出端与RS触发器33的复位端R相连，RS触发器33的输出端与驱动电路的输入端相连，RS触发器33的置位端S、锯齿波发生器31的输入端和过零检测电路32的输出端相互连接，过零检测电路32的输入端作为PWM产生电路的第二输入端。
PWM产生电路的工作过程包括导通时间调整电路的输出信号vMult(t)连接到PWM产生电路中比较器CMP的负端，锯齿波发生器31输出的锯齿波连接到PWM产生电路中比较器CMP的正端，PWM产生电路中比较器CMP的输出端连接到RS触发器33的复位端R，每个开关周期开始时刻，锯齿波发生器31输出最低电压，锯齿波发生器31输出信号随着开关管导通时间线性增加，当锯齿波发生器31输出信号大于导通时间调整电路的输出vMult(t)信号时，PWM产生电路的比较器CMP输出高电平，控制RS触发器33输出低电平，从而控制SEPIC功率因数校正变换器的开关管关断；过零检测电路的输入信号为辅助绕组输出的输入信号，过零检测电路的输出信号连接到RS触发器33的置位端S，当SEPIC功率因数校正变换器开关管关断时，耦合电感的辅助绕组输出的输入信号为高电平，当SEPIC变压器续流二极管电流过零时，辅助绕组输出的输入信号会从高电平变为低电平，当过零检测电路检测到辅助绕组输出的输入信号从高电平变为低电平时，使RS触发器33的置位端S输出高电平，从而控制SEPIC功率因数校正变换器的开关管导通，使SEPIC功率因数校正变换器始终工作在临界连续模式；可以预先设定误差放大器电路EA的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频，并控制误差放大器电路EA输出的误差信号vComp在半个工频周期内维持不变。
在实际应用中，SEPIC功率因数校正变换器根据负载的工作原理不同，可以分为恒压输出SEPIC功率因数校正变换器和恒流输出SEPIC功率因数校正变换器，两种SEPIC功率因数校正变换器的输出电压和负载采样信号输出不同，与控制电路的连接关系也不同，具体的：
参见图8所示，当SEPIC功率因数校正变换器为恒压输出SEPIC功率因数校正变换器时，恒压输出SEPIC功率因数校正变换器的主电路包括整流桥D1、LC滤波器41、耦合电感L1、开关管S1、第一电容C1、第二电容C2、电感L2、二极管D2和负载RL；其中，整流桥与LC滤波器相连，整流桥D1的正向输出端与耦合电感L1的第一端相连，耦合电感L1的第二端、第一电容C1的正极和开关管S1的输入端相互连接，第一电容C1的负极、电感L2的一端和二极管D2的正极相互连接，二极管D2的负极、第二电容C2的一端、第一电阻R8的一端和负载RL的一端相互连接，第二电阻R9的一端与第一电阻R8的另一端相连，负载RL的另一端、第二电阻R9的另一端、第二电容C2的另一端、第二电感L2的另一端、开关管S1的输出端，耦合电感L1的第三端和整流桥D1的负向输出端均接地，耦合电感L1的第四端与PWM产生电路的第二输入端相连，整流桥D1的正向输出端作为恒压输出SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压输出端负载RL的两端作为恒压输出SEPIC功率因数校正变换器输出电压的分压电阻网络的采样信号输出端。
参见图9所示，当SEPIC功率因数校正变换器为恒流输出SEPIC功率因数校正变换器，恒流输出SEPIC功率因数校正变换器包括整流桥D1、LC滤波器41、耦合电感L1、开关管S1、第一电容C1、第二电容C2、电感L2、二极管D2、电阻R10和恒流负载LEDs；其中，整流桥D1与LC滤波器相连，整流桥D1的正向输出端的正极与耦合电感L1的第一端相连，耦合电感L1的第二端、第一电容C1的正极和开关管S1的输入端相互连接，第一电容C1的负极、电感L2的一端和二极管D2的正极相互连接，二极管D2的负极、第二电容C2的一端、第一电阻R8的一端和恒流负载LEDs的一端相互连接，第二电阻R9的一端与第一电阻R8的另一端相连，恒流负载LEDs的另一端与电阻R10的一端连接，电阻R10的另一端、第二电阻R9的另一端、第二电容C2的另一端、第二电感L2的另一端、开关管S1的输出端、耦合电感L1的第三端和整流桥D1的负向输出端均接地，耦合电感L1的第四端与PWM产生电路的第二输入端相连，整流桥D1的正向输出端作为恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压的正端，第二电容的两端作为恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的输出电压采样信号输出端，恒流负载LEDs和电阻R10的公共端作为恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的电流采样信号输出端。
其中，上述开关管S1可以为MOSFET，当然也可以为BJT或IGBT，在此不做限定，耦合电感L1的二次侧绕组为辅助绕组。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上对本发明所提供的一种导通时间调整方法、电路及SEPIC功率因数校正变换器进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (8)

1.一种导通时间调整方法，其特征在于，包括：
接收误差放大器电路输出的误差信号、功率因数校正变换器的整流输入电压和所述功率因数校正变换器的输出电压，利用导通时间调整方法计算公式，得到导通时间控制信号，以调制出PWM信号使输入电流波形接近理想正弦波，其中，所述误差放大器电路输出的误差信号为利用所述功率因数校正变换器的负载反馈电压信号或负载反馈电流信号，通过误差放大器电路与控制基准信号进行误差放大得到的信号；
其中，所述导通时间调整方法计算公式为：
式中，vMult(t)表示所述导通时间控制信号，vcomp表示所述误差放大器电路输出的误差信号，vo(t)表示所述功率因数校正变换器的输出电压，vREC(t)表示所述功率因数校正变换器的整流输入电压。
2.一种导通时间调整电路，其特征在于，包括运算放大电路和乘法器；其中，所述运算放大电路包括第一运算放大器、第二运算放大器、第三运算放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻和第九电阻；其中，所述第一运算放大器的正向输入端、所述第八电阻的一端和所述第九电阻的一端相互连接，所述第八电阻的另一端与功率因数校正变换器的输出端相连，所述第一运算放大器的输出端、负向输入端、所述第六电阻的一端和所述乘法器的第二输入端相互连接，所述第六电阻的另一端、所述第七电阻的一端、所述第三运算放大电器的正向输入端和所述第五电阻的一端相互连接，所述第五电阻的另一端与所述第二运算放大器的输出端和负向输入端相互连接，所述第二运算放大器的正向输入端、所述第二电阻的一端和所述第一电阻的一端相互连接，所述第一电阻的另一端与所述功率因数校正变换器的整流输入电压正端相连，所述第三运算放大器的负向输入端、所述第三电阻的一端和所述第四电阻的一端相互连接，所述第三运算放大器的输出端、所述乘法器的第三输入端和所述第三电阻的另一端相互连接，所述乘法器的第一输入端与误差放大器电路的输出端相连，所述乘法器的输出端与PWM产生电路的第一输入端相连，所述第七电阻的另一端、所述第二电阻的另一端、所述第九电阻的另一端和所述第四电阻的另一端接地；
其中，所述乘法器用于利用导通计算公式计算出导通时间控制信号；
所述导通计算公式为：
式中，vcomp表示所述误差放大器电路输出的误差信号，vy表示所述第一运算放大器的输出电压，vz表示所述第三运算放大器的输出电压。
3.根据权利要求2所述的导通时间调整电路，其特征在于，所述第二电阻的阻值为所述第四电阻的两倍，所述第二电阻的阻值、所述第三电阻的阻值、所述第五电阻的阻值、所述第六电阻的阻值和所述第七电阻的阻值均相等，所述第一电阻与所述第二电阻的比值等于所述第八电阻与所述第九电阻的比值。
4.一种SEPIC功率因数校正变换器，包括相互连接的主电路和控制电路，其特征在于，所述控制电路包括误差放大器电路、环路补偿电路、如权利要求2或3所述的导通时间调整电路、PWM产生电路和驱动电路；其中，所述误差放大器电路的负向输入端与所述SEPIC功率因数校正变换器的输出电压分压电阻网络的采样信号输出端相连或与所述SEPIC功率因数校正变换器的输出电流采样电阻的采样信号输出端相连，所述误差放大器电路的正向输入端接基准电压，所述误差放大器电路的输出端与所述导通时间调整电路的第一输入端相连，所述环路补偿电路并联在所述误差放大器电路的负向输入端和输出端之间，所述导通时间调整电路的第二输入端与所述SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压正端相连，所述导通时间调整电路的第三输入端与所述SEPIC功率因数校正变换器的输出电压端相连，所述导通时间调整电路的输出端与所述PWM产生电路的第一输入端相连，所述PWM产生电路的第二输入端与所述SEPIC功率因数校正变换器的耦合电感的辅助绕组输出端相连，所述PWM产生电路的输出端与所述驱动电路输入端相连，所述驱动电路的输出端与所述SEPIC功率因数校正变换器的开关管的控制端相连；
其中，所述导通时间调整电路用于利用导通时间调整方法的计算公式计算出导通时间控制信号；
所述导通时间调整方法计算公式为：
式中，vMult(t)表示所述导通时间控制信号，vcomp表示所述误差放大器电路输出的误差信号，vo(t)表示所述SEPIC功率因数校正变换器的输出电压，vREC(t)表示所述SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压。
5.根据权利要求4所述的SEPIC功率因数校正变换器，其特征在于，所述PWM产生电路包括比较器、锯齿波发生器、过零检测电路和RS触发器；其中，所述比较器的负向输入端作为所述PWM产生电路的第一输入端，所述比较器的正向输入端与所述锯齿波发生器的输出端相连，所述比较器的输出端与所述RS触发器的R端相连，所述RS触发器的输出端与所述驱动电路的输入端相连，所述RS触发器的S端、所述锯齿波发生器的输入端和所述过零检测电路的输出端相互连接，所述过零检测电路的输入端作为所述PWM产生电路的第二输入端。
6.根据权利要求4所述的SEPIC功率因数校正变换器，其特征在于，所述开关管可以为MOSFET、BJT、IGBT。
7.根据权利要求4至6任一项所述的SEPIC功率因数校正变换器，其特征在于，所述SEPIC功率因数校正变换器为恒压输出SEPIC功率因数校正变换器，所述恒压输出SEPIC功率因数校正变换器的主电路包括整流桥、LC滤波器、耦合电感、开关管、第一电容、第二电容、电感、二极管和负载；其中，所述整流桥与所述LC滤波器相连，所述整流桥的正向输出端与所述耦合电感的第一端相连，所述耦合电感的第二端、所述第一电容的正极和所述开关管的输入端相互连接，所述第一电容的负极、所述电感的一端和所述二极管的正极相互连接，所述二极管的负极、所述第二电容的一端与所述负载的一端连接，所述负载的另一端、所述第二电容的另一端、所述第二电感的另一端、所述开关管的输出端，所述耦合电感的第三端和所述整流桥的负向输出端均接地，所述耦合电感的第四端与所述PWM产生电路的第二输入端相连，所述整流桥的正向输出端作为所述恒压输出SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压的正端，所述负载的两端作为所述恒压输出SEPIC功率因数校正变换器输出电压的分压电阻网络的采样信号输出端。
8.根据权利要求4至6任一项所述的SEPIC功率因数校正变换器，其特征在于，所述SEPIC功率因数校正变换器为恒流输出SEPIC功率因数校正变换器，所述恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的主电路包括整流桥、LC滤波器、耦合电感、开关管、第一电容、第二电容、电感、二极管、电阻和恒流负载；其中，所述整流桥与所述LC滤波器相连，所述整流桥的正向输出端与所述耦合电感的第一端相连，所述耦合电感的第二端、所述第一电容的正极和所述开关管的输入端相互连接，所述第一电容的负极、所述电感的一端和所述二极管的正极相互连接，所述二极管的负极、所述第二电容的一端和所述恒流负载的一端相互连接，所述恒流负载的另一端与所述电阻的一端连接，所述电阻的另一端、所述第二电容的另一端、所述电感的另一端、所述开关管的输出端、所述耦合电感的第三端和所述整流桥的负向输出端均接地，所述耦合电感的第四端与所述PWM产生电路的第二输入端相连，所述整流桥的正向输出端作为所述恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的整流输入电压的正端，所述第二电容的两端作为所述恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的输出电压采样信号输出端，所述恒流负载和所述电阻的公共端作为所述恒流输出SEPIC功率因数校正变换器的电流采样信号输出端。
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