TWI749824B - 用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置和方法 - Google Patents

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徐劍
袁廷志
劉江偉
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Abstract

本發明涉及用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置和方法。一種用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置包括：採樣保持邏輯，用於基於來自所述開關電源中的功率管的脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)訊號生成採樣保持邏輯訊號；採樣保持電路，用於基於所述採樣保持邏輯訊號進行採樣以生成採樣電壓；以及電壓-電流轉換電路，用於基於所述採樣電壓生成輸出偏置電流以饋送到所述開關電源中的分壓電路。

Description

用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置和方法
本發明涉及用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的技術，更具體地，涉及用於改善非隔離浮地交流-直流(Alternating Current/Direct Current，AC-DC)變換器(例如，降壓變換器、以及升降壓變換器等)的輸出電壓負載調整率的裝置和方法。
開關電源(例如，非隔離型、高集成度且低成本的脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)功率開關電源)可以用於諸如小型家電和輔助電源之類的應用場景中所需的電路(例如，離線式降壓型電路、以及升降壓型電路等)，也可以用於線性電源的替代型電源。在實際應用中，期望這類開關電源能夠具有高精度的輸出電壓。然而，傳統的開關電源(例如，傳統的非隔離浮地AC-DC變換器)存在輸出電壓調整不連續、用於控制輸出電壓負載調整率的電路的建立時間長、並且電路的結構複雜等問題。
鑒於以上所述的問題，本發明提供了一種新穎的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置和方法。
根據本發明的實施例的一方面，提供了一種用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置，包括：採樣保持邏輯，用於基於來自所述開關電源中的功率管的脈衝寬度調變(PWM)訊號生成採樣保持邏輯訊號；採樣保持電路，用於基於所述採樣保持邏輯訊號進行採樣以生成採樣電壓；以及電壓-電流轉換電路，用於基於所述採樣電壓生成輸出偏置電流以饋送到所述開關電源中的分壓電路。
在一個示例實施例中，所述採樣電壓與所述功率管的關 斷時間成正比，並且所述輸出偏置電流與所述採樣電壓成正比。
在一個示例實施例中，所述採樣保持電路包括電容、開關、以及輸入偏置電流，其中，所述開關基於所述採樣保持邏輯訊號進行導通和關斷。
在一個示例實施例中，所述採樣保持邏輯訊號包括第一採樣保持邏輯訊號、第二採樣保持邏輯訊號以及第三採樣保持邏輯訊號，並且所述開關包括第一開關、第二開關以及第三開關，其中，所述第一開關基於所述第一採樣保持邏輯訊號進行導通和關斷，所述第二開關基於所述第二採樣保持邏輯訊號進行導通和關斷，並且所述第三開關基於所述第三採樣保持邏輯訊號進行導通和關斷。
在一個示例實施例中，所述電容包括第一電容和第二電容，並且所述採樣電壓基於所述輸入偏置電流、所述第一電容以及所述功率管的關斷時間來計算。
根據本發明的實施例的另一方面，提供了一種用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的方法，包括：基於來自所述開關電源中的功率管的脈衝寬度調變(PWM)訊號生成採樣保持邏輯訊號；基於所述採樣保持邏輯訊號進行採樣以生成採樣電壓；以及基於所述採樣電壓生成輸出偏置電流以饋送到所述開關電源中的分壓電路。
在一個示例實施例中，所述採樣電壓與所述功率管的關斷時間成正比，並且所述輸出偏置電流與所述採樣電壓成正比。
在一個示例實施例中，所述採樣保持邏輯訊號包括第一採樣保持邏輯訊號、第二採樣保持邏輯訊號以及第三採樣保持邏輯訊號。
根據本發明的實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置和方法具有輸出電壓穩定、用於控制輸出電壓負載調整率的電路的建立時間短、並且電路的結構簡單等優勢。
100:用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置
101:採樣保持邏輯
102:採樣保持電路
103:電壓-電流轉換電路
200:結構示意圖
210:整流和濾波電路
220:控制器
230:降壓電路
501,502,503:步驟
C0:穩壓電容
C1:第一電容
C2:第二電容
Cin:濾波電容
Cout:電容
D1:續流二極體
D2:充電二極體
IBfb:輸出偏置電流
Ib:輸入偏置電流
ICG:訊號
Iload:負載電流
Ipeak:峰值電流
L:電感
MN0:功率管
MN1:N型MOS電晶體，電壓-電流轉換電路輸出級
MP1:P型MOS電晶體，電流鏡輸入
MP2:P型MOS電晶體，電流鏡輸出
Q,QN:RS觸發器輸出端
R:RS觸發器復位端
Rb,Rfb1,Rfb2,Rfb3:電阻
Rload:負載電阻
S:RS觸發器置位端
Sq:第一採樣保持邏輯訊號
Sd:第二採樣保持邏輯訊號
Sc:第三採樣保持邏輯訊號
Ton_max:最大導通時間
Toff:關斷時間
Toff_min:最小關斷時間
Vc1,Vfb:電壓
Vc2:採樣電壓
Vcfb:採樣Buffer電壓
Vdd:調整電壓
Vin_hv:直流電壓
Vout:輸出電壓
Vref:參考電壓
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中，可以更好地理解 本發明，其中：
圖1示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置的結構示意圖；
圖2示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置的示例應用的結構示意圖；
圖3示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置的示例應用中的相關訊號的時序的示意圖；
圖4示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置的示例應用中的輸出電壓的示意圖；以及
圖5示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的方法的流程示意圖。
下面將參考圖式詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。示例實現方式能夠以多種形式實施，且不應被理解為限於本文闡述的實現方式；相反，提供這些實現方式以使得本發明更全面和完整，並將示例實現方式的構思全面地傳達給本領域技術人員。在圖式中，為了清晰，可能誇大了區域和元件的尺寸。此外，在圖式中，相同的圖式標記表示相同或相似的結構，因而將省略它們的詳細描述。
此外，所描述的特徵、結構、或特性可以以任何合適的方式結合在一個或多個實施例中。在下面的描述中，提供許多具體細節以給出對本發明的實施例的充分理解。然而，本領域技術人員將意識到，可以在沒有所述具體細節中的一個或多個的情況下實施本發明的技術方案，或者可以採用其他方法、元件、材料等。在其他情況下，未詳細示出或描述公知的結構、材料、或操作，以避免模糊本發明的主要技術創意。
下面結合圖式詳細描述本發明的示例實施例。
圖1示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100的結構示意圖。如圖1所示，根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100 可以包括採樣保持邏輯101、採樣保持電路102、以及電壓-電流轉換電路103。
採樣保持邏輯101可以用於基於來自開關電源中的功率管的脈衝寬度調變(PWM)訊號生成採樣保持邏輯訊號。作為示例，採樣保持邏輯訊號可以基於來自開關電源中的功率管的閘極的PWM訊號來生成。在一個實施例中，採樣保持邏輯訊號可以包括第一採樣保持邏輯訊號Sq、第二採樣保持邏輯訊號Sd、以及第三採樣保持邏輯訊號Sc。作為示例，圖3示出了開關電源中的功率管的閘極的PWM訊號以及由採樣保持邏輯101生成的採樣保持邏輯訊號Sq、Sd和Sc的時序，其中Toff_min表示開關電源中的功率管的最小關斷時間。在一個實施例中，開關電源可以是非隔離浮地交流-直流(AC-DC)變換器(例如，降壓變換器、以及升降壓變換器等)。在一個實施例中，開關電源中的功率管可以是N溝道型金屬氧化物半導體場效應(Metal-Oxide-Semiconductor，MOS)電晶體。
採樣保持電路102可以用於基於由採樣保持邏輯101生成的採樣保持邏輯訊號進行採樣以生成採樣電壓。在一個實施例中，採樣保持電路102可以包括電容、開關、以及輸入偏置電流，其中，開關可以基於採樣保持邏輯訊號進行導通和關斷。作為示例，開關可以包括第一開關、第二開關以及第三開關，其中，第一開關可以基於第一採樣保持邏輯訊號Sq進行導通和關斷，第二開關可以基於第二採樣保持邏輯訊號Sd進行導通和關斷，並且第三開關可以基於第三採樣保持邏輯訊號Sc進行導通和關斷。作為示例，電容可以包括第一電容和第二電容，並且採樣電壓可以基於輸入偏置電流、第一電容以及功率管的關斷時間Toff來計算，其中，採樣電壓與功率管的關斷時間Toff成正比。
電壓-電流轉換電路103可以用於基於由採樣保持電路102生成的採樣電壓生成輸出偏置電流，以請送到開關電源中的分壓電路。由電壓-電流轉換電路103生成的輸出偏置電流與由採樣保持電路102生成的採樣電壓成正比。如前所述，因為由採樣保持電路102生成的採樣電壓與功率管的關斷時間Toff成正比，因此，由電壓-電流轉換電路103生成 的輸出偏置電流與功率管的關斷時間Toff成正比。
下面結合圖2通過應用示例來更詳細地示出和描述如圖1所示的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100。具體地，圖2示出了如圖1所示的根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100應用於非隔離浮地AC-DC降壓變換器的結構示意圖200。
如圖2所示，輸入的交流電壓可以通過非隔離浮地AC-DC降壓變換器的整流和濾波電路210(例如，整流橋)來進行整流和濾波以轉換為直流電壓Vin_hv。在一個實施例中，整流和濾波電路210可以包括保險絲、整流二極體、以及濾波電容，用於對輸入的交流電進行整流和濾波。作為示例，如圖2所示，整流和濾波電路210可以包括保險絲、第一整流二極體、第二整流二極體、第三整流二極體、第四整流二極體以及濾波電容Cin。第一整流二極體和第三整流二極體可以串聯形成第一串聯電路，第二整流二極體和第四整流二極體可以串聯形成第二串聯電路，第一串聯電路、第二串聯電路、以及濾波電容Cin可以相互並聯。
整流和濾波電路210的第一輸入端可以連接至交流電源(Alternating Current，AC)的正極、並且可以經由保險絲連接至第一整流二極體和第三整流二極體的公共端，整流和濾波電路210的第二輸入端可以連接至交流電源AC的負極、並且可以連接至第二整流二極體和第四整流二極體的公共端。整流和濾波電路210的輸出端可以連接至第一整流二極體和第二整流二極體的負極以及濾波電容Cin的第一端，第三整流二極體和第四整流二極體的正極以及濾波電容Cin的第二端可以接地。
應該理解的是，儘管圖2示出了非隔離浮地AC-DC降壓變換器的整流和濾波電路210可以包括四個整流二極體，但在其他實施例中，整流和濾波電路210可以包括任意適當數量的整流二極體(例如，兩個整流二極體)。此外，整流和濾波電路210的保險絲也可以用保險絲電阻或繞線電阻或電感代替。也就是說，圖2中所示的整流和濾波電路210僅是作為示例以便於解釋和說明。本發明對於用於改善開關電源的輸出電 壓負載調整率的裝置100能夠應用於的非隔離浮地AC-DC降壓變換器的整流和濾波電路210的具體元件和連接不進行限制，只要整流和濾波電路210能夠起到對輸入的交流電進行整流和濾波的作用即可。
直流電壓Vin_hv可以通過非隔離浮地AC-DC降壓變換器的控制器220處理後生成調整電壓Vdd。作為示例，如圖2所示，控制器220可以包括高壓啟動電路、分壓電路(包括Vdd回饋分壓電阻串，包括串聯的電阻Rfb1、Rfb2和Rfb3)、比較器、RS觸發器、驅動電路、以及功率管MN0。比較器的反相輸入端(如圖2中所示的“-”輸入端)可以連接分壓電路的Vdd回饋分壓電阻串的電阻Rfb2和Rfb3的公共端(電壓為Vfb)，比較器的正相輸入端(如圖2中所示的“+”輸入端)可以輸入參考電壓Vref。當比較器的“-”輸入端的輸入電壓Vfb小於比較器的“+”輸入端的參考電壓Vref時，RS觸發器置位，功率管MN0導通，電感L的電流增加；當電感L的電流達到峰值電流Ipeak時，RS觸發器復位，功率管MN0關斷，電感L的電流下降，如此迴圈反覆。
控制器220生成的ICG訊號(控制器220的晶片基準地訊號，由分壓電路的Vdd回饋分壓電阻串的電阻Rfb1與功率管MN0的源極的公共端引出)經非隔離浮地AC-DC降壓變換器的降壓電路230的LC濾波器(包括電感L和電容Cout)濾波後生成輸出電壓Vout，其中，輸出電壓Vout取決於調整電壓Vdd(例如，輸出電壓Vout與調整電壓Vdd正相關)。如圖2所示，降壓電路230還可以包括續流二極體D1、充電二極體D2、穩壓電容C0、以及負載電阻Rload。類似地，本發明對於用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100能夠應用於的非隔離浮地AC-DC降壓變換器的控制器220和降壓電路230的具體元件和連接也不進行限制。
輸出電壓Vout隨負載電阻Rload的增大而增大，即輸出電壓Vout隨負載電流Iload的減小而增大，也就是說，輸出電壓Vout與負載電流Iload成反比。因此，輸出電壓Vout會隨負載變化而變化，使得輸出電壓負載調整率不理想。非隔離浮地AC-DC變換器的傳統的用於控 制輸出電壓負載調整率的電路例如通過直接感測負載電流Iload來確定是否對輸出電壓Vout進行相應補償。例如，如果感測到負載電流Iload減小，則說明輸出電壓Vout隨負載電流減小而增大，因此為了保持輸出電壓穩定，需要對輸出電壓Vout進行相應補償，使得輸出電壓Vout減小輸出電壓Vout隨負載電流減小而增大的部分。然而，直接感測負載電流Iload比較複雜，並且採用直接感測負載電流Iload的方式的這類傳統的用於控制輸出電壓負載調整率的電路的建立時間長、並且電路的結構複雜。
根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100無需直接感測負載電流Iload就可以實現對輸出電壓Vout隨負載的變化進行補償，具有輸出電壓穩定、用於控制輸出電壓負載調整率的電路的建立時間短、並且電路的結構簡單等優勢。下面結合圖2來進行詳細描述。
當非隔離浮地AC-DC降壓變換器工作於不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)時，由電感伏秒平衡可以得到如下等式：
Figure 109136945-A0101-12-0007-2
，其中F為功率管MN0的PWM訊號的頻率，Iload為經過負載電阻Rload的負載電流，Ipeak為負載電流Iload的峰值電流閾值，Vout為輸出電壓，L為降壓電路230的LC濾波器中的電感，Vin_hv為輸入的直流電壓。此外，功率管MN0的PWM訊號的頻率F還滿足如下等式：
Figure 109136945-A0101-12-0007-3
，其中Tper為功率管MN0的PWM訊號的週期，Ton為功率管MN0的導通時間，Toff為功率管MN0的關斷時間。由於Vin_hv>>Vout並且Toff>>Ton，簡化以上兩個等式可以得到：
Figure 109136945-A0101-12-0007-4
，因此，可以看出，當Ipeak、Vout與L固定時，1/Tper和1/Toff均與Iload成正比，即功率管MN0的PWM訊號的週期Tper和功率管MN0的關斷時間Toff均與Iload成反比。因此，可以通過採樣PWM訊號的週期Tper或者功率管MN0的的關斷時間Toff，來計算得到負載電流Iload，而無需直接感測負載電流Iload，其中，負載電流Iload與功率管MN0的關斷時間Toff成反比。
如圖2所示，根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100可以被包括在非隔離浮地AC-DC降壓變換器的控制器220中，並且可以包括採樣保持邏輯101、採樣保持電路102、以及電壓-電流轉換電路103。
採樣保持邏輯101可以用於基於來自非隔離浮地AC-DC降壓變換器的控制器220中的功率管MN0的PWM訊號生成採樣保持邏輯訊號。作為示例，採樣保持邏輯訊號可以基於來自功率管MN0的閘極的PWM訊號來生成。在一個實施例中，採樣保持邏輯訊號可以包括第一採樣保持邏輯訊號Sq、第二採樣保持邏輯訊號Sd、以及第三採樣保持邏輯訊號Sc。作為示例，圖3示出了功率管MN0的閘極的PWM訊號以及由採樣保持邏輯101生成的採樣保持邏輯訊號Sq、Sd和Sc的時序，其中Toff_min表示功率管MN0的最小關斷時間。在一個實施例中，功率管MN0可以是N溝道型金屬氧化物半導體場效應(MOS)電晶體。
採樣保持電路102可以用於基於由採樣保持邏輯101生成的採樣保持邏輯訊號進行採樣以生成採樣電壓Vc2。在一個實施例中，如圖2所示，採樣保持電路102可以包括電容、開關、以及輸入偏置電流Ib，其中，開關可以基於採樣保持邏輯訊號進行導通和關斷。作為示例，如圖2所示，開關可以包括第一開關、第二開關以及第三開關，其中，第一開關可以基於第一採樣保持邏輯訊號Sq進行導通和關斷，第二開關可以基於第二採樣保持邏輯訊號Sd進行導通和關斷，並且第三開關可以基於第三採樣保持邏輯訊號Sc進行導通和關斷。作為示例，如圖2所示，電容可以包括第一電容C1和第二電容C2，並且採樣電壓Vc2可以基於輸入偏置電流Ib、第一電容C1以及功率管MN0的關斷時間Toff來計算，具體地，
Figure 109136945-A0101-12-0008-5
。因此，採樣電壓Vc2與功率管MN0的關斷時間Toff成正比。圖3示出了採樣電壓Vc2以及電壓Vc1(第一開關、第二開關、第三開關以及電容C1的公共端的電壓)的時序。
電壓-電流轉換電路103可以用於基於由採樣保持電路102生成的採樣電壓Vc2生成輸出偏置電流IBfb，以饋送到非隔離浮地AC-DC降壓變換器的中的分壓電路。由電壓-電流轉換電路103生成的輸 出偏置電流IBfb與由採樣保持電路102生成的採樣電壓Vc2成正比，具體地，IBfb=Vc2/Rb。如前所述，因為由採樣保持電路102生成的採樣電壓Vc2與功率管MN0的關斷時間Toff成正比，因此，由電壓-電流轉換電路103生成的輸出偏置電流IBfb與功率管MN0的關斷時間Toff成正比。此外，調整電壓Vdd滿足以下等式：
Figure 109136945-A0101-12-0009-6
Figure 109136945-A0101-12-0009-7
，因此，隨著功率管MN0的關斷時間Toff增加，輸出偏置電流IBfb增大，調整電壓Vdd降低，即功率管MN0的關斷時間Toff與調整電壓Vdd成反比。而如前所述，負載電流Iload與功率管MN0的關斷時間Toff成反比，因此，負載電流Iload與調整電壓Vdd成正比。
因此，根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100可以將功率管MN0的關斷時間Toff轉換為輸出偏置電流IBfb，再將該輸出偏置電流IBfb回饋到非隔離浮地AC-DC降壓變換器的中的分壓電路的Vdd回饋分壓電阻串，從而可以對調整電壓Vdd進行調節(功率管MN0的關斷時間Toff與調整電壓Vdd成反比)，進而可以調節輸出電壓Vout(因為如前所述，輸出電壓Vout取決於調整電壓Vdd，例如，輸出電壓Vout與調整電壓Vdd正相關)。如前所述，由於負載電流Iload與功率管MN0的關斷時間Toff成反比，且功率管MN0的關斷時間Toff與調整電壓Vdd成反比，因此負載電流Iload與調整電壓Vdd成正比。因此，當輸出電壓Vout隨負載電流Iload的減小而增大時，調整電壓Vdd隨負載電流Iload的減小而減小，從而使得輸出電壓Vout減小(因為如前所述，輸出電壓Vout取決於調整電壓Vdd，例如，輸出電壓Vout與調整電壓Vdd正相關)，由此能夠補償輸出電壓Vout隨負載的變化(即，補償輸出電壓Vout隨負載電流Iload的減小而增大的部分)。假設降壓電路230中的續流二極體D1和充電二極體D2在負載電阻Rload變化時有相同的壓降，則根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100能夠完全補償輸出電壓Vout隨負載的變化，從而改善非隔離浮地AC-DC降壓變換器的輸出電壓負載調整 率。
需要說明的是，為了便於解釋和描述，圖2示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100應用於非隔離浮地AC-DC降壓變換器的示例應用的結構示意圖，可以理解的是這僅是示例性的而並非是限制性的，並且根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100同樣可以應用於其他開關電源，例如非隔離浮地AC-DC升降壓變換器等。
圖4示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置100應用於非隔離浮地AC-DC降壓變換器的示例應用中的輸出電壓的示意圖。如圖4所示，虛線表示非隔離浮地AC-DC降壓變換器中並未應用根據本發明的實施例的用於改善輸出電壓負載調整率的裝置對輸出電壓進行補償(即對輸出電壓無補償，下文及圖4中簡稱為無補償)的情況，實線表示非隔離浮地AC-DC降壓變換器中應用了根據本發明的實施例的用於改善輸出電壓負載調整率的裝置對輸出電壓進行補償(即對輸出電壓有補償，下文及圖4中簡稱為有補償)的情況。結合圖4可以看出，在無補償的情況下，隨著負載電流Iload的變化，調整電壓Vdd恒定不變，而輸出電壓Vout隨負載電流Iload的減小而增大，因而使得輸出電壓負載調整率不理想。而在有補償的情況下，隨著負載電流Iload的變化，調整電壓Vdd隨負載電流Iload的減小而減小，因而可以對無補償情況下將隨負載電流Iload的減小而增大的輸出電壓Vout進行補償(因為如前所述，輸出電壓Vout取決於調整電壓Vdd，例如，輸出電壓Vout與調整電壓Vdd正相關)，使得輸出電壓Vout不隨負載電流Iload而變化，即輸出電壓Vout可以保持恒定不變。因此，結合圖4可以看出，在應用了根據本發明的實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置的情況下，輸出電壓穩定，能夠在輕負載(即，負載相對較小)時降低調整電壓(如調整電壓Vdd)，從而有效改善全負載範圍內的輸出電壓負載調整率。此外，根據本發明的實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置還具有用於控制輸出電壓負載調整率的電路的建立時 間短、並且電路的結構簡單等優勢。
圖5示出了根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的方法的流程示意圖。如圖5所示，在步驟501中，基於來自開關電源中的功率管的PWM訊號生成採樣保持邏輯訊號。作為示例，採樣保持邏輯訊號可以基於來自開關電源中的功率管的閘極的PWM訊號來生成。在一個實施例中，採樣保持邏輯訊號可以包括第一採樣保持邏輯訊號Sq、第二採樣保持邏輯訊號Sd、以及第三採樣保持邏輯訊號Sc。作為示例，圖3示出了開關電源中的功率管的閘極的PWM訊號以及採樣保持邏輯訊號Sq、Sd和Sc的時序，其中Toff_min表示開關電源中的功率管的最小關斷時間。在一個實施例中，開關電源可以是非隔離浮地交流-直流(AC-DC)變換器(例如，降壓變換器、以及升降壓變換器等)。在一個實施例中，開關電源中的功率管可以是N溝道型金屬氧化物半導體場效應(MOS)電晶體。
在步驟502中，基於採樣保持邏輯訊號進行採樣以生成採樣電壓。採樣電壓與功率管的關斷時間Toff成正比。
在步驟503中，基於採樣電壓生成輸出偏置電流以饋送到開關電源中的分壓電路。輸出偏置電流與採樣電壓成正比。如前所述，因為採樣電壓與功率管的關斷時間Toff成正比，因此，輸出偏置電流與功率管的關斷時間Toff成正比。根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的方法對應於如上結合圖1-圖4所詳細描述的根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置，為了簡潔起見，將不再重複贅述某些細節。
因此，根據本發明的一個實施例的用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的方法可以將功率管的關斷時間Toff轉換為輸出偏置電流，再將該輸出偏置電流回饋到開關電源中的分壓電路的調整電壓(例如，如上結合圖2所述的調整電壓Vdd)回饋分壓電阻串，從而可以對調整電壓進行調節(功率管的關斷時間Toff與調整電壓成反比)，進而可以調節輸出電壓(例如，如上結合圖2所述的輸出電壓Vout)。如前所述， 由於負載電流(例如，如上結合圖2所述的負載電流Iload)與功率管的關斷時間Toff成反比，且功率管的關斷時間Toff與調整電壓成反比，因此負載電流與調整電壓成正比。因此，當輸出電壓隨負載電流的減小而增大時，調整電壓隨負載電流的減小而減小，從而使得輸出電壓減小(因為如前所述，輸出電壓取決於調整電壓，例如，輸出電壓與調整電壓正相關)，由此能夠補償輸出電壓隨負載的變化(即，補償輸出電壓隨負載電流的減小而增大的部分)，從而改善開關電源的輸出電壓負載調整率。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附申請專利範圍而非上述描述定義，並且，落入申請專利範圍的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
100:用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置
101:採樣保持邏輯
102:採樣保持電路
103:電壓-電流轉換電路
200:結構示意圖
210:整流和濾波電路
220:控制器
230:降壓電路
C0:穩壓電容
C1:第一電容
C2:第二電容
Cin:濾波電容
Cout:電容
D1:續流二極體
D2:充電二極體
IBfb:輸出偏置電流
Ib:輸入偏置電流
ICG:訊號
Ipeak:峰值電流
L:電感
MN0:功率管
MN1:N型MOS電晶體，電壓-電流轉換電路輸出級
MP1:P型MOS電晶體，電流鏡輸入
MP2:P型MOS電晶體，電流鏡輸出
Q,QN:RS觸發器輸出端
R:RS觸發器復位端
Rb,Rfb1,Rfb2,Rfb3:電阻
Rload:負載電阻
S:RS觸發器置位端
Sq:第一採樣保持邏輯訊號
Sd:第二採樣保持邏輯訊號
Sc:第三採樣保持邏輯訊號
Ton_max:最大導通時間
Toff_min:最小關斷時間
Vc1,Vfb:電壓
Vc2:採樣電壓
Vcfb:採樣Buffer電壓
Vdd:調整電壓
Vin_hv:直流電壓
Vout:輸出電壓
Vref:參考電壓

Claims (6)

  1. 一種用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的裝置，包括：採樣保持邏輯，用於基於來自所述開關電源中的功率管的脈衝寬度調變(PWM)訊號生成採樣保持邏輯訊號；採樣保持電路，用於基於所述採樣保持邏輯訊號進行採樣以生成採樣電壓；以及電壓-電流轉換電路，用於基於所述採樣電壓生成輸出偏置電流以饋送到所述開關電源中的分壓電路，其特徵在於：所述採樣保持邏輯訊號包括第一採樣保持邏輯訊號、第二採樣保持邏輯訊號以及第三採樣保持邏輯訊號；所述採樣保持電路包括第一開關、第二開關以及第三開關，所述第一開關、第二開關以及第三開關分別基於第一採樣保持邏輯訊號、第二採樣保持邏輯訊號以及第三採樣保持邏輯訊號進行導通和關斷。
  2. 如請求項1所述的裝置，其中，所述採樣電壓與所述功率管的關斷時間成正比，並且所述輸出偏置電流與所述採樣電壓成正比。
  3. 如請求項1所述的裝置，其中，所述採樣保持電路包括電容、開關、以及輸入偏置電流，其中，所述開關基於所述採樣保持邏輯訊號進行導通和關斷。
  4. 如請求項1所述的裝置，其中，所述電容包括第一電容和第二電容，並且所述採樣電壓基於所述輸入偏置電流、所述第一電容以及所述功率管的關斷時間來計算。
  5. 一種用於改善開關電源的輸出電壓負載調整率的方法，包括：基於來自所述開關電源中的功率管的脈衝寬度調變(PWM)訊號生成採樣保持邏輯訊號，包括第一採樣保持邏輯訊號、第二採樣保持邏輯訊號以及第三採樣保持邏輯訊號；基於所述採樣保持邏輯訊號透過採樣保持電路包括第一開關、第二開關以及第三開關分別進行導通和關斷的採樣以生成採樣電壓；以及 基於所述採樣電壓生成輸出偏置電流以饋送到所述開關電源中的分壓電路。
  6. 如請求項5所述的方法，其中，所述採樣電壓與所述功率管的關斷時間成正比，並且所述輸出偏置電流與所述採樣電壓成正比。
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