JPWO2013179562A1 - 発光ダイオード駆動装置及び半導体装置 - Google Patents

Abstract

発光ダイオード駆動装置（８０）は、整流回路（１）と、スイッチング素子（５）と、チョークコイル（３）と、出力電流検出回路（７）と、ＬＥＤ光源（２）と、整流ダイオード（４）と、制御回路（６）と、フィードバック検出回路（８）と、入力電圧検出回路（９）と、導通時間計測回路（１３）とを備え、フィードバック検出回路（８）は、出力電流検出回路（７）へフィードバックダミー電流を出力し、導通時間計測回路（１３）は、フィードバックダミー電流を調整し、フィードバック検出回路（８）は、出力フィードバック信号とフィードバックダミー電流によって発生するフィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、スイッチングを制御する信号を制御回路（６）へ出力する。

Description

本発明は、発光ダイオード駆動装置及び半導体装置に関するものである。特に、照明用として用いられる発光ダイオードを点灯させるための発光ダイオード駆動用の半導体装置、及びそれを用いた駆動装置に関し、白熱電灯の照明器具から発光ダイオードの照明器具に置換える際に既存の位相制御調光器を用いた調光制御を実現するための構成に関する。

従来、白熱電球を調光制御しようとした場合に、スイッチング素子（一般的にはトライアック素子）を交流電源電圧のある位相角でオンにすることにより白熱負荷への電源供給をボリューム抵抗素子一つで簡単に調光制御出来る位相制御式調光器が用いられている。

近年、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと記載）を駆動するための発光ダイオード駆動用半導体装置及びそれを有する発光ダイオード駆動装置が開発され、実用化されている。特に白色ＬＥＤを光源としたＬＥＤ電球などの照明装置の量産化が盛んに行われている。

また、発光ダイオード駆動装置の中には白熱電球を調光するための位相制御式調光器に対応した照明装置が種々提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。

特許文献１に開示されている従来の発光ダイオード駆動装置は、非絶縁フライバックコンバータ方式の回路構成であり、入力脈流波形のトライアック位相角（ゼロクロス状態の時間とハーフラインサイクル時間の割合）を検知してフィードバック参照回路の参照信号を調整する。そして、次のハーフラインサイクルの期間に、その参照信号に対してＬＥＤ電流を制御する。

また、特許文献２の従来の発光ダイオード駆動装置は、スイッチング素子を入力電圧の高電位側に配置するＢｕｃｋコンバータ、すなわち、“ハイサイドＢｕｃｋコンバータ”を有している。

一般的に、Ｂｕｃｋコンバータは、フライバックコンバータと比較すると、エネルギー変換素子にトラスではなくコイルを使用するので、トランスでのエネルギー変換ロスが少ないため、変換効率がよい。

また、Ｂｕｃｋコンバータの場合、ＬＥＤ電流はコイル電流と同一であり、スイッチング素子Ｑ３０２がオンの期間とオフの期間の両方に流れる。この結果、スイッチング素子に流れる電流波形が同一である場合、ＬＥＤ平均電流は（ｂ）Ｂｕｃｋコンバータの場合の方が大きくなる。（非絶縁回路を構成する場合は、フライバックコンバータよりもＢｕｃｋコンバータの方が効率やコスト面で有利である。

米国特許第８１０２６８３号明細書 特開２０１１−１４３４８号公報

特許文献１に記載の従来の発光ダイオード駆動装置では、フィードバック信号は、ＬＥＤを流れる電流に比例した電圧情報であるフィードバック信号ＵＦＢで表される。フィードバック信号ＵＦＢは、コントローラとスイッチング素子の基準電位に対してセンス抵抗に流れる電流によって生成される電位差であるため、必ずコントローラとスイッチング素子の基準電位に対してプラス信号となる。しかし、この制御回路構成を維持したままではエネルギー変換効率のよいＢｕｃｋコンバータに適用することができないといった課題がある。

また、調光を必要としない使用方法において調光器は接続されず入力電圧が平滑化された場合、ゼロクロス期間を検出してそのレベルでフィードバック参照回路の参照信号を調整することによって出力電流を制御する構成であるため、入力電圧が平滑電圧であるとゼロクロス期間が検出できない。したがって、参照信号の調整ができず出力電流の制御ができなくなる。

次に、特許文献２に記載の従来の発光ダイオード駆動装置では、ＬＥＤ光源に流れる電流を電流検出抵抗で検出して制御回路の基準電圧に対してプラス信号のフィードバック信号を得ることができ、また入力電圧の高電圧側に配置したスイッチング素子を駆動するための制御信号発生回路を設ける回路構成とすることで、Ｂｕｃｋコンバータを構成している。

しかし、スイッチング素子とそのスイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路の基準電位が異なるため、異なる基準電圧での信号をやり取りするために専用の駆動回路が必要となる。

また、脈流波形の導通角を検出した後に、点灯回路への入力電圧を平滑化するための平滑回路が必要であるため、力率を低下させてしまう。

上記従来の問題点に鑑み、入力電圧が位相制御された脈流波形の場合には定電流制御と調光制御が可能で、入力電圧が平滑化された場合には定電流制御が可能な発光ダイオード駆動装置及び半導体装置を提供する。

上記目的を達成するために、発光ダイオード駆動装置は、交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の高電位側に入力端子が接続され前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力端子と一端が接続されたチョークコイルと、前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの前記一端との間に接続され、前記チョークコイルに流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、前記チョークコイルの他端にアノード端子が接続され、前記整流回路の低電位側にカソード端子が接続された少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、前記整流回路の低電位側にアノード端子が接続され、前記スイッチング素子の出力端子にカソード端子が接続され、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、前記スイッチング素子の出力端子と前記整流ダイオードのカソード端子との接続点と同電位の電圧を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路と、前記整流回路からの整流された入力電圧情報を検知する入力電圧検出回路と、前記入力電圧検出回路から出力されたスイッチング許可期間信号を計測する導通時間計測回路とを備え、前記フィードバック検出回路は、前記出力電流検出回路へフィードバックダミー電流を出力し、前記導通時間計測回路は、計測した時間に応じて前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を調整し、前記フィードバック検出回路は、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー電流によって発生するフィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を前記制御回路へ出力する。

本態様によれば、スイッチング素子とそのスイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路の動作基準電圧が同電位であるため、異なる基準電位間の信号をやり取りするための駆動回路を必要としない。また、スイッチング素子と制御回路とフィードバック検出回路と入力電圧検出回路と導通時間計測回路を同一の半導体基板上に形成したり、または同一のパッケージに組み込むことができる。またフィードバック検出回路はマイナス信号に対応した構成となっているため、ハイサイドＢｕｃｋコンバータ構成ができ、発光ダイオード駆動装置の高効率駆動及び、小型化、省スペース化を実現することができる。さらに入力電圧の導通時間情報を検出してフィードバックダミー電流を調整することによって出力電流の変化が可能である。

また、前記交流電源と前記整流回路との間に、交流の導通角を制御することにより前記整流回路へ出力される電圧の位相を制御する位相制御調光器を備える構成としてもよい。

本態様によれば、位相制御された入力電圧の導通時間に応じてＬＥＤ光源に供給される出力電流を調光制御することが可能である。

また、前記出力電流検出回路は、前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの一端に接続された第１の抵抗と、前記フィードバック検出回路から前記フィードバックダミー電流を出力するフィードバック検知端子と前記チョークコイルの一端に接続された第２の抵抗と、前記スイッチング素子の出力端子と前記フィードバック検出回路のフィードバック検知端子との間に接続されたコンデンサとを有し、前記出力フィードバック信号は、前記チョークコイルに流れる電流によって第１の抵抗の両端に発生する第１の電位差であり、前記フィードバックダミー信号は前記フィードバックダミー電流によって前記第２の抵抗の両端に発生する第２の電位差であり、前記フィードバック検出回路は、フィードバックダミー電流を供給する調整可能な電流源と、前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧と、前記フィードバック検出回路の参照電圧とを比較する誤差増幅器と、前記誤差増幅器からの出力信号に基づいて、前記スイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御信号変換器とを備え、前記制御回路は、前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧が前記誤差増幅器の参照電圧よりも高い場合は、前記制御信号変換器からの制御信号によって実質的に前記ＬＥＤ光源へのエネルギー出力を増加させる制御を行い、前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧が前記誤差増幅器の参照電圧よりも低い場合は、前記制御信号変換器からの制御信号によって実質的に前記ＬＥＤ光源へのエネルギー出力を減少させる制御を行う構成としてもよい。

本態様によれば、チョークコイルに流れる電流によって第１の抵抗の両端に発生する第１の電位差とフィードバックダミー電流によって第２の抵抗の両端に発生する第２の電位差が実質的に等しくなるように制御回路へ制御信号を出力することにより、制御回路の基準電位に対してマイナス信号となる出力フィードバック信号を直接フィードバック検出回路で検知することなくフィードバック情報を制御回路へ伝達することができる。出力フィードバック信号を直接フィードバック検知回路へ入力する必要がないため、第１の抵抗と第２の抵抗の値を任意に設定することで、チョークコイル電流と第１の抵抗で発生する電力ロスを低減することができる。さらに、入力電圧の導通時間に応じてフィードバックダミー電流を調整することにより第２の抵抗の両端に発生する第２の電位差を調整することによりＬＥＤ光源に供給される出力電流を調光制御することが可能である。

また、前記誤差増幅器の参照電圧は、前記制御回路の動作基準電圧と実質的に等しい構成としてもよい。

本態様によれば、誤差増幅器の参照電圧が制御回路の動作基準電圧と実質的に等しいため、フィードバック検知端子への印加電圧がプラス電圧の場合に実質的にＬＥＤ光源へのエネルギー出力を増加させる制御を行い、フィードバック検知端子への印加電圧がマイナス電圧の場合に実質的にＬＥＤ光源へのエネルギー出力を減少させる制御を行うことになり、フィードバック検知端子への信号印加はプラス信号でもマイナス信号でも対応が可能となる。

また、前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるオフ期間に前記入力電圧情報をサンプリング信号としてサンプリングし、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン期間には前記サンプリング信号を保持するサンプリングホールド回路を備える構成としてもよい。

本態様によれば、スイッチング素子と入力電圧検出回路と制御回路が入力電圧の高電位側のハイサイドに配置された構成の場合、入力電圧検出回路の入力端子に印加される信号はスイッチング素子がオフの期間にのみ検知されるので、検出精度の高い検出が可能となる。

また、前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるターンオフ後の予め設定されたサンプリング期間に前記入力電圧情報をサンプリング信号としてサンプリングし、前記サンプリング期間の後に前記サンプリング信号を保持するサンプリングホールド回路を備える構成としてもよい。

本態様によれば、入力電圧検出回路はスイッチング素子のオンオフ動作におけるターンオフ後の予め設定されたサンプリング期間にのみ入力信号の検出を行うので、それ以外の期間に発生する入力波形の乱れに影響されない検出精度の高い検出が可能となる。

また、前記入力電圧検出回路は、前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベル以上の場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可し、前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベルのヒステリシス値以下の場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を禁止させるスイッチング許可期間信号を、前記制御回路と前記導通時間計測回路とに出力する比較器と、前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベル以上の場合に、前記サンプリング信号のレベルに応じて前記スイッチング素子に流れるピーク電流検出値を予め設定されたレートで変化させ、前記ピーク電流検出値が予め設定された上限値に達するとピーク電流検出値を上限値で保持する信号を前記制御回路に出力するピーク電流検出値変換器とを備える構成としてもよい。

本態様によれば、入力電圧と出力電圧の電圧差がほとんどない場合や、入力電圧が極めて低いときにスイッチング素子のスイッチング動作を禁止することが可能であり、スイッチング素子の安定な制御が可能である。また、入力電圧波形が脈流波形の場合にスイッチング許可期間を特定することができるため、位相制御された入力電圧の導通時間を測定することができる。また、入力電圧に応じてスイッチング素子のピーク電流値を変化させることが可能であり、さらにピーク電流の上限値を制限することでスイッチング素子などに定格以上の電流が流れることを防止できる。

また、前記導通時間計測回路は、充放電回路を備え、前記導通時間計測回路は、前記入力電圧検出回路の許可期間信号の許可信号に応じて前記充放電回路の充電を行い、充電された電圧レベルに応じて前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を調整し、前記導通時間計測回路は、前記スイッチング許可期間信号の禁止信号に応じて前記充放電回路の放電を行い前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流をゼロレベルに設定する構成としてもよい。

本態様によれば、スイッチング許可期間の時間に応じてフィードバックダミー電流値をリニアに変化させることができる。

また、前記導通時間計測回路は、予め設定された周波数を有する発振回路とカウンタとを備え、前記入力電圧検出回路のスイッチング許可期間信号の許可信号に応じて前記発振回路を動作させて一定周期のクロック信号を前記カウンタに入力し、前記カウンタは、入力されたクロック信号のカウント数に応じて前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を調整し、前記スイッチング許可期間信号の禁止信号に応じて前記発振回路を停止させ、前記カウンタのカウント数をリセットし、前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流をゼロレベルに設定する構成としてもよい。

本態様によれば、スイッチング許可期間の時間を計測するためにカウンタ回路を使用するので、充放電回路のコンデンサ容量値を削減できる。また、カウント数に応じてフィードバックダミー電流値を変化させることができる。

また、前記導通時間計測回路は、さらにクランプ回路を備え、前記入力電圧検出回路のスイッチング許可期間信号の許可信号時間が予め設定された第１の時間を示すしきい値以下の場合、前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を予め設定された下限値で保持し、前記入力電圧検出回路のスイッチング許可期間信号の許可信号時間が予め設定された第２の時間を示すしきい値以上の場合は、前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を予め設定された上限値で保持する構成としてもよい。

また、前記クランプ回路の第２の時間を示すしきい値は、７ｍｓ以下である構成としてもよい。

本態様によれば、スイッチング許可期間の時間が第１の時間以下であったり第２の時間以上であれば、フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を予め設定された値で保持することができる。また入力脈流波形が５０Ｈｚ／６０Ｈｚのいずれの入力ハーフサイクルでも位相制御調光器による導通時間が最大の場合に、フィードバックダミー電流を上限値で保持できる。

また、ある入力ハーフサイクルで前記入力電圧検出回路から出力されたスイッチング許可期間信号の許可期間を計測して調整された前記フィードバックダミー電流は、次の入力ハーフサイクルにスイッチング許可期間信号が出力された時に前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流として適用され、そのスイッチング許可期間はその値が保持される構成としてもよい。

本態様によれば、入力脈流波形の各入力ハーフサイクル期間内ではフィードバックダミー電流を固定することができる。

また、前記制御回路は、前記フィードバック検出回路の前記制御信号変換器からの制御信号によって、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する構成としてもよい。

また、前記制御回路は、前記フィードバック検出回路の前記制御信号変換器からの制御信号によって一定の周波数で動作する前記スイッチング素子のオン時間を制御する構成としてもよい。

また、前記制御回路は、前記フィードバック検出回路の前記制御信号変換器からの制御信号によって一定の周波数で動作する前記スイッチング素子のピーク電流値を制御する構成としてもよい。

本態様によれば、スイッチング素子の制御方法は限定されることは無く、制御回路はフィードバック検出回路からの出力信号の値に応じて、スイッチング素子のスイッチング制御を行うので、出力電流を任意の設定電流になるように制御することが可能となる。

また、前記入力電圧検出回路は、前記整流回路からの入力電圧情報に基づき前記スイッチング素子のピーク電流検出値を制御する信号を前記制御回路へ出力し、前記制御回路は、前記整流回路によって整流された入力電圧と前記スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する入力電流が実質的に比例するように前記スイッチング素子に流れる電流値を制御する構成としてもよい。

また、前記入力電圧検出回路は、前記整流回路からの入力電圧情報に基づき前記スイッチング素子のオン時間を制御する信号を前記制御回路へ出力し、前記制御回路は前記整流回路によって整流された入力電圧と前記スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する入力電流が実質的に比例するように前記スイッチング素子に流れる電流値を制御する構成としてもよい。

本態様によれば、入力電圧検出回路で入力電圧情報を検知してスイッチング素子に流れる電流値を制御することによって、入力電圧波形に応じた入力電流波形をもたらすことができ、力率を向上することができる。

また、前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング許可期間信号の許可信号が出力されてから予め設定された一定期間は前記スイッチング素子のピーク電流検出値を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定する信号を前記制御回路へ出力する構成としてもよい。

また、前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング許可期間信号の許可信号が出力されてから予め設定された一定期間は前記スイッチング素子のスイッチング周波数を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定する信号を前記制御回路へ出力する構成としてもよい。

本態様によれば、各入力ハーフサイクルの最初の一定期間に発生する入力突入電流を防止できるので、位相制御調光器の誤動作を防止できる。

また、前記制御回路は、前記整流回路の高電位側に一端が接続された定電流源と、前記定電流源の他端に接続され、前記定電流源の出力電圧が所定値以上であれば起動信号を出力し、前記定電流源の出力電圧が所定値未満であれば停止信号を出力するレギュレータとを備え、前記レギュレータが起動信号を出力している期間中に前記導通時間計測回路は前記スイッチング許可期間信号の許可信号時間が予め設定された第３の時間を示すしきい値以上の場合には、前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を予め設定された上限値に固定する構成としてもよい。

本態様によれば、入力電圧が平滑された電圧の場合に入力電圧検出回路がスイッチング素子のスイッチング動作を禁止させるスイッチング許可期間信号を出力できなくても、フィードバックダミー電流を予め設定された上限値に固定することが可能であるため、本実施形態の発光ダイオード駆動装置を位相制御調光器が接続されていない器具に接続しても正常な動作が可能である。

また、交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源を含む負荷と、前記整流回路の高電位側と前記負荷に結合されたエネルギー変換回路と、前記エネルギー変換回路の一次側に入力端子が接続され、前記整流回路の低電位側に出力端子が接続された前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、前記整流回路の低電位側を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、前記負荷と前記エネルギー変換回路の二次側の低電位側に接続され、前記負荷に流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路と、前記整流回路からの整流された入力電圧情報を検知する入力電圧検出回路と、前記入力電圧検出回路から出力されたスイッチング許可期間信号を計測する導通時間計測回路を備え、前記フィードバック検出回路は前記出力電流検出回路へフィードバックダミー電流を出力し、前記導通時間計測回路は計測した時間に応じて前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を調整し、前記フィードバック検出回路は前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー電流によって発生するフィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を前記制御回路へ出力する構成としてもよい。

本態様によれば、Ｂｕｃｋコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置で使用した発光ダイオード駆動半導体をフライバックコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置でも使用することができる。

また、発光ダイオード駆動用の半導体装置は、上記した特徴を有する発光ダイオード駆動装置に使用される半導体装置であって、少なくとも前記スイッチング素子と前記制御回路と前記フィードバック検出回路と前記入力電圧検出回路と前記導通時間計測回路とが同一の半導体基板上に形成されているか、または、同一のパッケージに組み込まれている。

本態様によれば、スイッチング素子と制御回路とを１つのパッケージに組み込むことが可能となる。したがって、この半導体装置を用いて発光ダイオード駆動装置を構成すれば、発光ダイオード駆動装置の部品点数を大幅に削減することができ、発光ダイオード駆動装置の小型化及び軽量化さらには低コスト化を容易に実現することができる。

また、上記した特徴を有する発光ダイオード駆動装置は、前記交流または直流電源に接続される円筒状の口金を備え、前記整流回路の入力部が前記口金に接続され、整流回路と、少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、チョークコイルと、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、前記半導体装置が筐体内に一体化されていることを特徴とする構成としてもよい。

また、上記した特徴を有する発光ダイオード駆動装置は、交流または直流電源に接続される円筒状の口金とを備え、整流回路と、少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、チョークコイルと、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、前記半導体装置とが筐体内に一体化され、前記整流回路の入力部は、前記口金に接続されていることを特徴とする構成としてもよい。

本態様によれば、位相制御調光器の出力に応じてＬＥＤに供給される電流値を調整可能なＬＥＤ電球を提供することが可能である。

入力電圧が位相制御された脈流波形の場合には定電流制御と調光制御が可能で、入力電圧が平滑化された波形の場合には定電流制御が可能な発光ダイオード駆動装置及び半導体装置を実現することができる。

図１は、実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置及び半導体装置の一例を示す回路図である。 図２は、実施の形態１に係るフィードバック検出回路の一例を示す回路図である。 図３は、実施の形態１に係る入力電圧検出回路の一例を示す回路図である。 図４Ａは、実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を示す波形図である。 図４Ｂは、実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を示す波形図である。 図５は、実施の形態１に係る導通時間計測回路の一例を示す回路図である。 図６は、実施の形態２に係る導通時間計測回路の一例を示す回路図である。 図７は、実施の形態２に係るカウンタの動作とフィードバックダミー電流の関係の一例を示す図である。 図８は、実施の形態２に係る入力ハーフサイクル毎のカウンタの動作とフィードバックダミー電流の関係の一例を示す図である。 図９は、実施の形態３に係るスイッチング素子電流と入力電圧波形と入力電流波形の一例を示す波形図である。 図１０は、実施の形態４に係る発光ダイオード駆動装置及び半導体装置の一例を示す回路図である。 図１１は、実施の形態４に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を示す波形図である。 図１２は、実施の形態５に係る発光ダイオード駆動装置及び半導体装置の一例を示す回路図である。 図１３は、従来技術に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。 図１４は、従来技術に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。 図１５は、一般的なＢｕｃｋコンバータとフライバックコンバータの一例を示す回路図と動作を示す図である。

（本発明の基礎となった知見）
はじめに、本発明の基礎となった知見について、図面を参照しながら説明する。

図１３は、特許文献１に記載の従来の発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。

図１３に示すように、発光ダイオード駆動装置１００は、交流電源から交流入力電圧ＶＡＣ１０２を受け、調光器出力電圧ＶＤＯを生成する調光器回路１０４と、整流器１０８と、直流電圧ＶＲＥＣＴをエネルギー変換するためのトランス１１２と、集積回路１４６とその内部の電源スイッチ１１８と、ＬＥＤ光源に流れる電流を検出するフィードバック回路１３２と、複数のＬＥＤ光源で構成された負荷１３０とで構成され、非絶縁フライバックコンバータ方式の回路構成である。

フィードバック回路１３２は、具体的には負荷１３０に流れる電流をセンス抵抗でフィードバック信号ＵＦＢ１３４に変換して、コントローラ１３６へ入力する。

コントローラ１３６は、電圧検知入力信号１４２を受信するための端子を持つ。図１３に示すように、電圧検知入力信号１４２は、整流された直流電圧ＶＲＥＣＴを表している。力率改善（ＰＦＣ）を有する電源については、小さなフィルタコンデンサ１２４を利用している。トランス１１２に印加される電圧は、実質的に整流された電圧ＶＲＥＣＴと同等である。そのため、フィルタコンデンサ１２４の値ＣＦは、フィルタコンデンサ１２４の電圧が、調光器出力電圧ＶＤＯの正の大きさに実質的に同等となるように選択される。そのため、コントローラ１３６は、フィルタコンデンサ１２４上の電圧（換言すると、整流された電圧ＶＲＥＣＴ）を検知することにより、調光器回路１０４が電源（図示せず）からの入力電圧ＶＡＣの位相を検出する。

位相角を測定するために、コントローラ１３６は、調光器出力電圧ＶＤＯおよび整流された電圧ＶＲＥＣＴがゼロ電圧と実質的に等しくなっている時間の長さを、ハーフラインサイクルの時間の長さで割る。詳細には、コントローラ１３６は整流された電圧ＶＲＥＣＴがいつしきい値電圧ＶＴＨ未満となるかを決定するためにカウンタを利用して、整流された電圧ＶＲＥＣＴがしきい値電圧ＶＴＨ未満である時間の長さを測定する。

具体的には、ゼロクロス検知器が入力電圧と内部閾値レベルを比較して立ち下がりと立ち上がりの期間をゼロクロス信号期間として検知する。また、ゼロクロス検知器が入力電圧と内部閾値レベルを比較して立ち下がりから次の立ち下がりの期間をハーフラインサイクルの時間として検知する。

また、ゼロクロス期間を特定するために、入力脈流の半周期が１００／１２０Ｈｚなどさまざまでも１周期でのトータルカウント数（３２０回）が同じになるようにクロック周期を調整されたシステムクロックが生成される。そして、ゼロクロス状態期間の間、システムクロックがカウンタに出力される。また、カウンタは一定数以下と以上のオフセットを持つ。さらに、カウンタはＤ／Ａ（デジタル／アナログ）コンバータに接続される。また、Ｄ／Ａコンバータは、フィードバック参照回路の参照信号を調整する。そしてカウンタからの出力がくるとカウント数に応じて参照電圧を減少させる。

これによって、入力脈流波形のトライアック位相角（ゼロクロス状態の時間とハーフラインサイクル時間の割合）を検知してフィードバック参照回路の参照信号を調整すると、次のハーフラインサイクルの期間に、その参照信号に対してＬＥＤ電流を制御する。

また、図１４に示すように、発光ダイオード駆動装置２００は、調光回路２０２と、整流回路２０３と、導通角波形成形回路２０４と、平滑回路２０５と、点灯回路２０６と、導通角検出回路２０８と、制御信号演算回路２０９と、制御信号発生回路２１０とを有する。

導通角波形成形回路２０４は、調光回路２０２で設定された導通角に応じたパルス幅を有する矩形波形を生成する。

導通角検出回路２０８は、導通角波形成形回路２０４からの波形データの平均値を算出する。制御信号演算回路２０９は、導通角検出回路２０８の出力信号と電流検出抵抗Ｒ１からのフィードバック信号に基づいて、制御信号発生回路２１０に対して適切な制御信号の発生を指令する出力信号を生成し、制御信号発生回路２１０に出力する。

制御信号発生回路２１０から点灯回路２０６に出力される制御信号は、点灯回路２０６のスイッチング素子Ｑ１を駆動するためのゲート電圧信号である。制御信号発生回路２１０は、制御信号演算回路２０９から入力される信号に基づいて、適切なゲート電圧信号を生成する。例えば、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを変化させることによって、点灯回路２０６の出力電流を調整し、ＬＥＤモジュール２０７の調光を実施する。

ここで、制御信号発生回路２１０は、スイッチング素子Ｑ１の制御信号の基準電位が発光ダイオード駆動装置２００の基準電圧と異なるため、スイッチング素子Ｑ１の出力端子に対して駆動電圧を発生させる必要がある。このように、スイッチング素子を入力電圧の高電位側に配置するＢｕｃｋコンバータを“ハイサイドＢｕｃｋコンバータ”と呼ぶ。

一般的に、Ｂｕｃｋコンバータは、フライバックコンバータと比較すると、エネルギー変換素子にトラスではなくコイルを使用するので、トランスでのエネルギー変換ロスが少ないため、変換効率がよい。

また、図１５の（ａ）はフライバックコンバータによるＬＥＤ電流の波形、同図の（ｂ）はＢｕｃｋコンバータによるＬＥＤ電流の波形であり、同一の動作条件でのＬＥＤ電流の波形の違いを示したものである。ＩＤＳはスイッチング素子Ｑ３０２に流れる電流を示す。

図１５の（ａ）に示すように、フライバックコンバータの場合には、ＬＥＤ電流はスイッチング素子Ｑ３０２がオフの期間のみに流れる。一方、同図の（ｂ）に示すように、Ｂｕｃｋコンバータの場合、ＬＥＤ電流はコイル電流と同一であり、スイッチング素子Ｑ３０２がオンの期間とオフの期間の両方に流れる。この結果、スイッチング素子に流れる電流波形が同一である場合、ＬＥＤ平均電流は同図の（ｂ）に示したように、Ｂｕｃｋコンバータの場合の方が大きくなる。また、同図の（ａ）に示すように、フライバックコンバータで同一のＬＥＤ電流を得るためには、スイッチング素子に流す電流値のピーク値を上げたり、スイッチング素子のスイッチング周波数を早くする必要がある。高いピーク電流を流すためには高い電流定格のＬＥＤ光源を選択する必要があり、高コストになる。また、高周波数駆動になるほどスイッチングロスが増大する。このため、非絶縁回路を構成する場合は、フライバックコンバータよりもＢｕｃｋコンバータの方が効率やコスト面で有利である。

まず、図１３に示す発光ダイオード駆動装置１００では、フィードバック信号はＬＥＤを流れる電流に比例した電圧情報であるＵＦＢで表される。フィードバック信号ＵＦＢは、コントローラとスイッチング素子の基準電位に対してセンス抵抗に流れる電流によって生成される電位差であるため、必ずコントローラとスイッチング素子の基準電位に対してプラス信号となる。しかし、この制御回路構成を維持したままでは、エネルギー変換効率のよいＢｕｃｋコンバータに発光ダイオード駆動装置を適用することができない。

また、調光を必要としない使用方法で調光器は接続されず入力電圧が平滑された場合、ゼロクロス期間を検出してそのレベルでフィードバック参照回路の参照信号を調整することによって出力電流を制御する構成であるため、入力電圧が平滑電圧であるとゼロクロス期間が検出できないため、参照信号の調整ができず出力電流の制御ができなくなる。

次に、図１４に示す発光ダイオード駆動装置では、ＬＥＤ光源に流れる電流を電流検出抵抗で検出して制御回路の基準電圧に対してプラス信号のフィードバック信号を得ることができる。また、入力電圧の高電圧側に配置したスイッチング素子を駆動するための制御信号発生回路を設ける回路構成とすることで、Ｂｕｃｋコンバータを構成している。

しかし、スイッチング素子とそのスイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路の基準電位が異なる。したがって、異なる基準電圧での信号をやり取りするために専用の駆動回路が必要となり、発光ダイオード駆動装置の全体コストが増大する。

また、脈流波形の導通角を検出後に点灯回路への入力電圧を平滑するための平滑回路が必要であるため、力率を低下させてしまう。

本発明は、上記従来の問題点に鑑み、スイッチング素子およびそれを制御する制御回路を入力電圧の高電位側に配置したハイサイドＢｕｃｋコンバータ方式で、入力電圧が調光器を使用した位相制御された脈流波形の場合に定電流制御と調光制御が可能で、入力電圧が平滑された場合にも定電流制御が可能な発光ダイオード駆動装置及び半導体装置を提供する。

以下、実施の形態の一態様について、図面を参照しながら説明する。なお、各図面において同一部材には同じ符号を付し、重複する説明は省略する。以下の実施の形態は、本発明を具体化した一例を示すものであって、本発明は、例えば構成部材の配置等が下記のものに特定されるものではない。本発明は、請求の範囲において様々な変更を加えることができる。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置８０の構成の一例を示す回路図である。本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置８０は、１個以上のＬＥＤ光源を駆動するハイサイドＢｕｃｋコンバータ型の駆動装置である。

図１において、整流回路１は、商用電源などの交流電源(図示せず)に接続され、交流電圧を整流することで脈流電圧を生成する。整流回路１は、例えば、全波整流回路であって、交流電圧から全波整流電圧を生成する。交流電源と整流回路１との間には、交流電源から供給される交流電圧ＶＡＣの位相を制御する位相制御調光器１９が接続される。

位相制御調光器１９は、トライアックやサイリスタなどで構成される位相制御素子（図示せず）と、ゼロクロス点から所定の位相角でパルストリガを印加させてこの位相制御素子を点弧させる位相制御回路（図示せず）と、その所定の位相角を可変制御するための可変抵抗（図示せず）とで構成される。

位相制御素子は、ハーフサイクル中の所定の点弧位相角で点弧した後は、そのハーフサイクルが終了するまで、所定の位相角にわたり導通し続ける。本実施の形態では、位相制御素子が点弧してからハーフサイクルが終了するまでを導通時間と呼ぶことにする。トライアックなどの位相制御素子は、ゲートにパルス的なトリガ信号が入るとオンになる。また、ある一定の保持電流が流れていれば、オン状態をそのまま保持することができ、保持電流が無くなればオフになる。そのため、位相制御素子をオンにしたい電源位相角になった時にゲートにパルストリガを与えるだけで、オンになる。このように、簡単なトリガ回路で構成出来るのが位相制御調光器の特徴の一つである。

整流回路１の高電位側の端子は、整流ダイオード１８のアノード端子に接続される。整流ダイオード１８のカソード端子は、コンデンサ１７の一端に接続される。

コンデンサ１７は、高周波雑音電流にフィルタをかけるためのものであり、コンデンサ１７の容量値が非常に小さい場合、直流電圧Ｖｉｎは実質的に平滑でない整流した電圧波形となる。また、コンデンサ１７の容量値が十分に大きい場合、整流ダイオード１８のカソード側の直流電圧Ｖｉｎは平滑された電圧波形となる。したがって、コンデンサ１７の容量値によって、入力電圧Ｖｉｎ波形は脈流波形となったり平滑された波形となったりする。

整流ダイオード１８は、入力電圧波形が脈流波形となり、入力脈流電圧波形に比例した入力電圧情報が入力電圧検出端子に印加されるために必要となる。すなわち、全波整流された入力電圧波形がコンデンサ１７によって平滑された波形になることを防止する。よって、コンデンサ１７の容量値が非常に低く直流電圧Ｖｉｎが実質的に平滑でない整流した電圧波形となる場合には、整流ダイオード１８は不要である。

整流ダイオード１８のカソード端子は、スイッチング駆動回路１４の高電位側端子ＤＲＮに接続される。また、整流回路１の低電位側の端子は、発光ダイオード駆動装置８０の基準電位ＧＮＤに接続される。

スイッチング駆動回路１４は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動用の半導体装置の一例であり、ＬＥＤ光源２に流れる電流を定電流制御するための半導体装置である。図１に示すように、スイッチング駆動回路１４は、少なくとも外部に接続する４つの端子（高電位側端子ＤＲＮ、低電位側端子ＳＲＣＥ、入力電圧検出端子ＣＬ、及びフィードバック検知端子ＦＢ）を有する。高電位側端子ＤＲＮは整流ダイオード１８を介して整流回路１の高電位側の端子に接続され、脈流電圧波形の入力電圧Ｖｉｎが入力される。低電位側端子ＳＲＣＥは、スイッチング駆動回路１４の動作基準電位であり、整流ダイオード４のカソード端子に接続される。

スイッチング素子５は、一例として、高耐圧Ｎ型ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子５のドレイン端子は、スイッチング駆動回路１４の高電位側端子ＤＲＮに接続される。スイッチング素子５のソース端子は、スイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥに接続される。ただし、スイッチング素子５はこれに限定されるものではなく、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等、様々なデバイスを用いることができる。

また、整流回路１の高電位側とスイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥの間には、直列接続された抵抗１５と抵抗１６とが接続されておいる。また、抵抗１５と抵抗１６の共通接続部が、スイッチング駆動回路１４の入力電圧検出端子ＣＬに接続される。

本実施の形態では、入力電圧情報を抵抗１５と抵抗１６とによって分圧された電圧情報として、入力電圧検出端子ＣＬに入力電圧情報が印加される構成となっているが、これに限定されるものではない。入力電圧情報がスイッチング駆動回路１４の基準電位ＳＲＣＥに対して印加される構成となっていればよい。例えば、入力電圧情報は電流情報として入力電圧検出端子ＣＬに印加されてもよいし、抵抗分割で分圧されずに直接入力電圧検出端子ＣＬに印加されてもよい。電流情報によって信号を入力する手段や高電圧を印加するために印加端子の素子を高耐圧化する手段は当業者には周知であるので、これらの構成については詳細に述べない。

入力電圧検出回路９は、スイッチング駆動回路１４の入力電圧検出端子ＣＬに接続され、入力された入力電圧情報に基づいたスイッチング許可期間信号Ｖｄを制御回路６と導通時間計測回路１３へ出力する。また、入力された入力電圧情報に基づいてピーク電流検出値を制御する信号を制御回路６へ出力する。

フィードバック検出回路８は、スイッチング駆動回路１４のフィードバック検知端子ＦＢに接続され、出力電流検出回路７から出力された出力フィードバック信号を受け取る。出力フィードバック信号は、チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌによって第１の抵抗１０の両端に発生する電位差で示される。また、フィードバック検出回路８は、スイッチング駆動回路１４のフィードバック検知端子ＦＢからフィードバックダミー信号としてのフィードバックダミー電流（ＩＦＢｄｍ）を出力する。そして、出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、スイッチング素子５のスイッチングを制御する信号を制御回路６へ出力する。

制御回路６の動作基準電位は、スイッチング素子５のソース端子と同電位であり、スイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥに接続される。そして、フィードバック検出回路８からの信号に基づき、スイッチング素子５のオンオフ動作を制御する駆動信号をスイッチング素子５のゲート端子に出力する。

ＬＥＤ光源２は、複数個の発光ダイオード（ＬＥＤ）を備える。発光ダイオードは、１個以上であればよく、複数個の発光ダイオードを備える場合であっても、複数個の発光ダイオードは、直列接続に限らず、マトリクス状に接続してもよい。これらは、以降に説明する実施の形態においても同様である。

チョークコイル３の他端は、ＬＥＤ光源２のアノード端子側に接続される。コンデンサ６０は、ＬＥＤ電流を平滑するためにＬＥＤ光源２の両端に接続される。整流ダイオード４は、ＬＥＤ光源２のカソード端子側とスイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥとに接続され、チョークコイル３に生じる逆起電力をＬＥＤ光源２に供給する。

出力電流検出回路７は、第１の抵抗１０と第２の抵抗１１とコンデンサ１２とで構成される。第１の抵抗１０は、スイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥとチョークコイル３の一端とに接続され、チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌが流れる。第２の抵抗１１は、チョークコイル３の一端とスイッチング駆動回路１４のフィードバック検知端子ＦＢとに接続される。コンデンサ１２は、スイッチング駆動回路１４のフィードバック検知端子ＦＢと低電位側端子ＳＲＣＥとに接続され、第２の抵抗１１とコンデンサ１２でフィルタ回路が形成される。

次に、ハイサイドＢｕｃｋコンバータの動作について説明する。交流電源に電圧が印加されて入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧となり、スイッチング駆動回路１４が動作を開始すると、制御回路６で決定された所望のタイミングに基づいてスイッチング素子５がオンオフ動作を開始する。スイッチング素子５がオフからオンに移行すると、入力電圧Ｖｉｎがスイッチング素子５と第１の抵抗１０を介して、チョークコイル３に印加され、スイッチング素子５のドレイン端子とソース端子の電圧差は、スイッチング素子５のオン電圧まで低下する。そして、ＬＥＤ光源２とコンデンサ６０にはチョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌが流れて、チョークコイル３には流れる電流に見合った磁気エネルギーが蓄積される。

スイッチング素子５がオンの間、スイッチング素子５→第１の抵抗１０→チョークコイル３→ＬＥＤ光源２の経路に電流が流れ、ＬＥＤ光源２に流れる電流波形は、入力電圧Ｖｉｎとチョークコイル３のインダクタンス値Ｌで決定される、時間と共に増加する傾きを持った電流波形となる。

次に、スイッチング素子５がオンからオフに移行すると、スイッチング素子５に流れていた電流が遮断され、チョークコイル３に蓄積された磁気エネルギーにより逆起電力が発生する。そして、スイッチング素子５がオフの間は、チョークコイル３の逆起電力により、チョークコイル３→ＬＥＤ光源２→整流ダイオード４→第１の抵抗１０→チョークコイル３の経路に電流が流れる。ＬＥＤ光源２に流れる電流波形は、整流ダイオード４の順方向電圧とＬＥＤ光源２の順方向電圧の合計電圧とチョークコイル３のインダクタンス値Ｌで決定される、時間と共に減少する傾きを持った電流波形となる。この結果、第１の抵抗１０にはチョークコイル３に流れるＩｃｏｉｌと同一の電流が流れる。

図２を用いてフィードバック検出回路８の一回路例について説明する。図２は、本実施の形態に係るフィードバック検出回路の一例を示す回路図である。

図２において、電流源２０は、フィードバック検知端子（ＦＢ）へフィードバックダミー電流（ＩＦＢｄｍ）を出力する電流源である。ＩＦＢｄｍの値すなわち電流源２０の定電流値は、導通時間計測回路１３からの信号によって調整される。誤差増幅器２１の一方の入力端子はフィードバック検知端子ＦＢに接続され、他方の参照電圧入力端子はスイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥに接続される。誤差増幅器２１の出力端子は、制御信号変換器２２に入力される。制御信号変換器２２は、誤差増幅器２１からの出力信号に基づいた制御信号を制御回路６へ出力する。ここで、誤差増幅器２１の参照電圧入力端子は、必ずスイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥに接続される必要はなく、別の定電圧源やその他のスイッチング駆動回路１４の外部端子に接続されてもよい。

次に、図１と図２を用いて本実施の形態におけるフィードバック制御動作について説明する。

第１の抵抗１０にコイル電流Ｉｃｏｉｌが流れると、第１の抵抗１０の両端に電位差が発生する。スイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥの電圧をＶｓ、第１の抵抗とチョークコイル３の共通接続部の電圧をＶｃとすると、第１の抵抗１０の両端の電位差は（Ｖｓ−Ｖｃ）と表すことができる。さらに、第１の抵抗１０の抵抗値をＲＯＳとすると下記の式１で表すことができる。

Ｖｓ−Ｖｃ＝Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ ・・・式１

フィードバック検知端子ＦＢの電圧をＶｆｂとすると、第２の抵抗１１の両端の電位差は（Ｖｆｂ−Ｖｃ）と表すことができる。さらに、フィードバック検知端子ＦＢからはフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍが第２の抵抗１１へ流れており、第２の抵抗１１の抵抗値をＲＦＢとすると下記の式２で表すことができる。

Ｖｆｂ−Ｖｃ＝ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ ・・・式２

また、式１と式２を用いて式３が算出される。

Ｖｆｂ−Ｖｓ＝ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ−Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ ・・・式３

ここで、フィードバック検知端子ＦＢの電圧をスイッチング駆動回路１４の低電位側端子ＳＲＣＥの電圧Ｖｓを基準に表すと下記の式４のようになる。

ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）＝Ｖｆｂ−Ｖｓ ・・・式４

さらに、式３と式４を用いて式５が算出される。

ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）＝ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ−Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ ・・・式５

このｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）は、誤差増幅器２１の参照電圧Ｖｓに対する入力電圧Ｖｆｂの電圧差を示すフィードバック電圧である。そして、ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）は、第２の抵抗１１の両端電位差（ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ）が第１の抵抗１０の両端電位差（Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ）よりも大きいときプラス電圧となり、第２の抵抗１１の両端電位差（ＩＦＢｄｍ×ＲＦＢ）が第１の抵抗１０の両端電位差（Ｉｃｏｉｌ×ＲＯＳ）よりも小さいときマイナス電圧となる。

そして、誤差増幅器２１は、ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）がプラス電圧の場合、実質的にＬＥＤ光源へのエネルギー出力を増加させるための信号を制御信号変換器２２に出力する。また、誤差増幅器２１は、ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）がマイナス電圧の場合、実質的にＬＥＤ光源２へのエネルギー出力を減少させるための信号を制御信号変換器２２に出力する。

ＬＥＤ光源２へのエネルギー出力が増加するとコイル電流Ｉｃｏｉｌが増加するため、式５においてｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の値は減少する。また、ＬＥＤ光源２へのエネルギー出力が減少するとコイル電流Ｉｃｏｉｌが減少するため、式５においてｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の値は増加する。

このようなフィードバック動作によって、スイッチング駆動回路１４は、第１の電位差とフィードバックダミー電流によって第２の抵抗１１の両端に発生する第２の電位差とが実質的に等しくなるように、スイッチング素子５のスイッチング制御を行う。言い換えると、スイッチング駆動回路１４は、フィードバック検知端子ＦＢと低電位側端子ＳＲＣＥの電位差であるｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の絶対値がゼロに近づくようにスイッチング素子５のスイッチング制御を行い、コイルに流れる電流Ｉｃｏｉｌの平均電流を一定に保つ動作を行う。この結果、ＬＥＤ光源２に流れる電流を定電流に制御することが可能となる。

なお、制御信号変換器２２からの出力信号によって、制御回路６はスイッチング素子５のスイッチング制御を実施するが、その制御手段は限定されない。

例えば、フィードバック電圧ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の増減に応じて、スイッチング素子５のスイッチング周波数を制御する方法でもよい。また、フィードバック電圧ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の増減に応じて、一定の周波数で動作するスイッチング素子５のオン時間を制御する方法でもよい。また、フィードバック電圧ｄｅｌｔａ（ＶＦＢ）の増減に応じて、一定の周波数で動作するスイッチング素子５のピーク電流を制御する方法でもよい。

ここで、スイッチング素子５のスイッチング周波数を変化させる手段は、ＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式と呼ばれる。スイッチングのオンデューティを変化させる手段は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式と呼ばれる。スイッチング素子に流れる電流のピーク値を変化させる手段は電流モードＰＷＭ制御方式と呼ばれる。

また、上記以外にスイッチング素子５のオフ時間を予め設定された値で固定するオフ時間固定制御方式などもあり、その制御方法は問わない。ただし、上述の制御方式に必要な回路は当業者には周知であるので、これらの制御方式による構成については詳細な説明を省略する。

次に、ハイサイドＢｕｃｋコンバータ方式において、入力電圧検出回路９が発光ダイオード駆動装置８０の基準電位ＧＮＤと異なるスイッチング駆動回路１４の動作基準電位ＳＲＣＥを基準として入力電圧情報を制御する構成と手段について図３、図４Ａ及び図４Ｂを用いて説明する。

図３は、本実施の形態に係る入力電圧検出回路９の一例を示す回路図である。図３において、入力電圧検出端子ＣＬはサンプリングホールド回路２４に接続される。サンプリングホールド回路２４でサンプリングされた入力電圧情報は、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして比較器２３とピーク電流検出値変換器２５とへそれぞれ入力される。

比較器２３の他方の入力端子には、ヒステリシス値（ヒステリシス特性）を有する第１の基準電圧（ＶＣＬｕｖ）が入力される。そして、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧が第１の基準レベル以上の場合にスイッチング素子５のスイッチング動作を許可し、第１の基準レベルのヒステリシス値以下の場合にスイッチング素子５のスイッチング動作を禁止するスイッチング許可期間信号Ｖｄを、制御回路６と導通時間計測回路１３とへ出力する。

また、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧が第１の基準電圧（ＶＣＬｕｖ）以上の場合、ピーク電流検出値変換器はサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧に応じてスイッチング素子５に流れるピーク電流検出値を予め設定されたレートで変化させ、ピーク電流検出値が予め設定された上限値に達するとピーク電流検出値を上限値で保持する信号を制御回路６に出力する。

このように構成された本実施の形態に係る入力電圧検出回路９のサンプリングホールド回路２４の役割を図４Ａ、図４Ｂを用いて説明する。図４Ａ、図４Ｂは本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置８０における各部の動作を示す波形図である。より詳細には、入力電圧Ｖｉｎが全波整流波形でサイン波形で増加する際の各部の動作を示す。

サンプリングホールド回路２４の制御の一例を図４Ａで説明する。図４Ａの波形（ａ）は、スイッチング素子５の連続モードのスイッチング動作によってチョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌである。ＴＯＮはスイッチング素子５のオン期間、ＴＯＦＦはスイッチング素子５のオフ期間を示す。図４Ａの波形（ａ）は、図１のチョークコイル３の電流Ｉｃｏｉｌに対する矢印の方向を順方向とする。波形（ｂ）は、図１において発光ダイオード駆動装置の基準電位ＧＮＤに対するスイッチング駆動回路１４の動作基準電位端子の電圧、すなわち、Ｖｓ電圧である。波形（ｃ）は、図１において発光ダイオード駆動装置の基準電位ＧＮＤに対する入力電圧検出端子ＣＬの電圧、すなわちＶＣＬ電圧である。波形（ｄ）は、図１においてスイッチング駆動回路１４の動作基準電位端子ＳＲＣＥに対する入力電圧検出端子ＣＬの電圧、すなわち（ＶＣＬ−Ｖｓ）電圧である。波形（ｅ）は、図１においてスイッチング駆動回路１４の基準電位端子ＳＲＣＥに対するサンプリングホールド回路２４の出力電圧、すなわち（Ｖｓａｍｐｌｅ−Ｖｓ）電圧である。

スイッチング素子５がオンである期間ＴＯＮにおける各部の波形について説明する。

チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌは、波形（ａ）のように直線的に増加する電流波形となる。また、ＧＮＤ基準のＶｓ電圧は、波形（ｂ）のように入力電圧Ｖｉｎと同電位になる（スイッチング素子５の抵抗成分による電圧降下は無視する。）。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬは、波形（ｃ）のように入力電圧Ｖｉｎに比例して上昇する。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬをスイッチング駆動回路１４の動作基準電圧Ｖｓを基準に表すと、波形（ｄ）のように電位差は発生しない。そしてサンプリングホールド回路２４は、波形（ｅ）のようにスイッチング素子５がオンである期間ＴＯＮには入力電圧検出端子ＣＬに入力されるＶＣＬ電圧を検知せず、前の期間に検知した電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。

次に、スイッチング素子５がオフである期間ＴＯＦＦにおける各部の波形について説明する。チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌは、波形（ａ）のように直線的に減少する電流波形となる。また、ＧＮＤ基準のＶｓ電圧は、波形（ｂ）のようにチョークコイル３の逆起電力によって、整流ダイオード４の順方向電圧ＶＦ分だけマイナス電圧になる。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬは、入力電圧Ｖｉｎに比例して上昇する。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬをスイッチング駆動回路１４の動作基準電圧Ｖｓを基準に表すと、波形（ｄ）のように電位が発生する。そして、サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がオフである期間ＴＯＦＦに入力電圧検出端子ＣＬに入力されるＶＣＬ電圧をサンプリングし、波形（ｅ）のようにスイッチング素子５がオフからオンに切り替わったタイミングでサンプリングしたＶＣＬ電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。

このように、サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がオンである期間はＶＣＬ電圧を検知しない。これにより、前の期間に検知した電圧を保持して、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして後段の回路へ出力される。また、スイッチング素子５がオフである期間は、サンプリングホールド回路２４は、ＶＣＬ電圧をサンプリングする。これにより、後段の回路へは前の期間に検知した電圧が保持されてサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力される。そして、スイッチング素子５がオフからオンに切り替わったタイミングで、サンプリングホールド回路２４は、サンプリングしたＶＣＬ電圧を、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして更新する。

また、サンプリングホールド回路２４は、上記例とは別の制御でもよい。本実施の形態に係る入力電圧検出回路９のサンプリングホールド回路２４の別の制御の例を図４Ｂを用いて説明する。

図４Ｂの波形（ａ）は、スイッチング素子５の非連続モードのスイッチング動作によってチョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌである。ＴＯＮはスイッチング素子５のオン期間、ＴＯＦＦはスイッチング素子５のオフ期間を示す。図４Ｂの波形（ａ）は、図１のチョークコイル３の電流Ｉｃｏｉｌに対する矢印の方向を順方向とする。波形（ｂ）は、図１において発光ダイオード駆動装置の基準電位ＧＮＤに対するスイッチング駆動回路１４の動作基準電位端子の電圧、すなわちＶｓ電圧である。波形（ｃ）は、図１において発光ダイオード駆動装置の基準電位ＧＮＤに対する入力電圧検出端子ＣＬの電圧、すなわちＶＣＬ電圧である。波形（ｄ）は、図１においてスイッチング駆動回路１４の動作基準電位端子ＳＲＣＥに対する入力電圧検出端子ＣＬの電圧、すなわち（ＶＣＬ−Ｖｓ）電圧である。波形（ｅ）は、図１においてスイッチング駆動回路１４の基準電位端子ＳＲＣＥに対するサンプリングホールド回路２４の出力電圧、すなわち（Ｖｓａｍｐｌｅ−Ｖｓ）電圧である。

スイッチング素子５がオンである期間ＴＯＮにおける各部の波形について説明する。

チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌは、波形（ａ）のように直線的に増加する電流波形となる。また、ＧＮＤ基準のＶｓ電圧は、波形（ｂ）のように入力電圧Ｖｉｎと同電位になる（スイッチング素子５の抵抗成分による電圧降下は無視する。）。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬは、波形（ｃ）のように入力電圧Ｖｉｎに比例して上昇する。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬをスイッチング駆動回路１４の動作基準電圧Ｖｓを基準に表すと、波形（ｄ）のように電位差は発生しない。そして、サンプリングホールド回路２４は、波形（ｅ）のようにスイッチング素子５がオンである期間ＴＯＮには入力電圧検出端子ＣＬに入力されるＶＣＬ電圧を検知せず、前の期間に検知した電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。

次に、スイッチング素子５がオフである期間ＴＯＦＦにおける各部の波形について説明する。チョークコイル３に流れる電流Ｉｃｏｉｌは、波形（ａ）のように直線的に減少する電流波形となる。非連続モード動作であるのでチョークコイル３に蓄積された逆起電力が全て放出されるとＩｃｏｉｌは流れず、実質的にゼロとなる。また、ＧＮＤ基準のＶｓ電圧は、チョークコイル３の逆起電力によって波形（ｂ）のように整流ダイオード４の順方向電圧ＶＦ分だけマイナス電圧になる。チョークコイル３に蓄積された逆起電力が全て放出されると、スイッチング駆動回路１４は整流ダイオード４の順方向電圧ＶＦを保持できなくなり、寄生容量などの影響でＶｓ電圧波形はリンギングする。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬは、波形（ｃ）のように入力電圧Ｖｉｎに比例して上昇する。入力電圧検出端子ＣＬへの入力電圧ＶＣＬをスイッチング駆動回路１４の動作基準電圧Ｖｓを基準に表すと、波形（ｄ）のように電位が発生する。入力電圧ＶＣＬは、逆起電力により、チョークコイル３に電流が流れている期間は安定な波形であるが、逆起電力の放出が終わるとリンギングを持った波形となる。

サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がターンオフしてから予め設定されたサンプリング期間を有し、波形（ｅ）のようにサンプリング期間内に入力電圧検出端子ＣＬに入力されるＶＣＬ電圧をサンプリングし、サンプリング期間が終了したタイミングでサンプリングしたＶＣＬ電圧を、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力する。

このように、サンプリングホールド回路２４は、スイッチング素子５がオンである期間はＶＣＬ電圧を検知しない。これにより、前の期間に検知した電圧を保持されて、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして後段の回路へ出力される。また、スイッチング素子５がターンオフしてから予め設定されたサンプリング期間を有しており、サンプリングホールド回路２４は、サンプリング期間内にＶＣＬ電圧をサンプリングする。これにより、後段の回路へは前の期間に検知した電圧が保持されてサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして出力される。そして、サンプリング期間が終了したタイミングで、サンプリングホールド回路２４は、サンプリングしたＶＣＬ電圧をサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅとして更新する。サンプリングホールド回路２４がサンプリング期間を有していると、それ以外の期間に発生する入力波形の乱れに影響されない検出精度の高い検出が可能となる。

このように、入力電圧検出回路９は、発光ダイオード駆動装置８０の基準電位ＧＮＤと異なるスイッチング駆動回路１４の動作基準電位ＳＲＣＥを基準として入力電圧情報を検知することが可能となる。そして、スイッチング駆動回路１４は、スイッチング素子５のピーク電流検出値を実質的に入力電圧Ｖｉｎの波形に比例して制御する。これによって、スイッチング駆動回路１４は、入力電圧Ｖｉｎの波形と実質的に比例した入力電流の波形をもたらすことができ、力率を向上することができる。

また、入力電圧検出回路９は、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧に応じてスイッチング素子５に流れるピーク電流検出値を予め設定されたレートで変化させ、ピーク電流検出値が予め設定された上限値に達するとピーク電流検出値を上限値で保持する信号を制御回路６に出力するピーク電流検出回路を有する構成を説明したが、これに限定されるものではない。

例えば、入力電圧検出回路９は、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧に応じてスイッチング素子５のオン時間を予め設定されたレートで変化させ、オン時間が予め設定された上限値に達するとオン時間を上限値で保持する信号を制御回路６に出力する構成としてもよい。高入力電圧時にスイッチング素子のオン時間を長く設定すると、オン時間が固定の場合よりもスイッチング素子に流れるピーク電流値は高くなる。

その結果、スイッチング駆動回路１４は入力電圧Ｖｉｎの波形に比例してスイッチング素子５に流れる電流のピーク電流値を実質的に制御することが可能であり、入力電圧Ｖｉｎの波形と実質的に比例した入力電流の波形をもたらすことができ、力率を向上することができる。

次に、図５を用いて導通時間計測回路１３の一回路例について説明する。図５は本実施の形態に係る導通時間計測回路１３の一例を示す回路図である。

図５において、導通時間計測回路１３は、充放電回路２６、Ｖ−Ｉ変換回路３２、クランプ回路４９で構成される。

充放電回路２６は、定電流源２７と、スイッチ２８及び２９と、インバータ３０と、コンデンサ３１とで構成される。スイッチング許可期間信号Ｖｄが許可信号である期間は、Ｖｄは“Ｈ”レベルで示され、禁止信号の場合は“Ｌ”レベルで示される。そして、入力電圧検出回路９から出力されたスイッチング許可期間信号Ｖｄは、スイッチ２８とインバータ３０とに入力される。スイッチング許可期間信号Ｖｄが“Ｈ”レベルの場合、スイッチ２８はオン、スイッチ２９はオフとなり、定電流源２７から定電流Ｉ１がコンデンサ３１に充電される。また、スイッチング許可期間信号Ｖｄが“Ｌ”レベルの場合、スイッチ２８はオフ、スイッチ２９はオンとなり、コンデンサ３１に充電された電圧はスイッチ２９によって瞬時に放電される。

充放電回路２６の出力は、Ｖ−Ｉ変換回路３２に接続される。Ｖ−Ｉ変換回路３２は、入力された電圧を電圧レベルに応じた電流値に変換する回路である。

またＶ−Ｉ変換回路の出力は、クランプ回路４９に接続される。クランプ回路４９は、予め設定された第１のしきい値と第２のしきい値とを有する。クランプ回路４９は、入力される電流値が第１のしきい値以下である場合は、予め設定された下限値の定電流を出力し、入力される電流値が第２のしきい値以上である場合は、予め設定された上限値の定電流を出力する。

この結果、スイッチング許可期間信号Ｖｄの許可信号の時間が長いほど、コンデンサ３１に充電される電圧Ｖｃｏｎは高くなる。そして、スイッチング許可期間信号Ｖｄが禁止信号となると、コンデンサ３１の電圧Ｖｃｏｎはゼロレベルとなる。そして、電圧Ｖｃｏｎは、ＶＩ変換回路で電流値に変換され、クランプ回路４９を介してフィードバック検出回路８の電流源２０へ出力され、電流源２０の定電流値（ＩＦＢｄｍ）を決定する。

スイッチング許可期間信号Ｖｄの許可信号の時間が短い場合は、電圧Ｖｃｏｎも小さくなる。変換された電流値がクランプ回路４９の第１のしきい値よりも低い場合は、クランプ回路４９は、予め設定された下限値の定電流を出力する。したがって、フィードバック検出回路８の電流源２０の定電流値（ＩＦＢｄｍ）は下限値となる。

スイッチング許可期間信号Ｖｄの許可信号の時間が長い場合は、電圧Ｖｃｏｎは大きくなる。変換された電流値がクランプ回路４９の第２のしきい値よりも高い場合は、クランプ回路４９は、予め設定された上限値の定電流を出力する。したがって、フィードバック検出回路８の電流源２０の定電流値（ＩＦＢｄｍ）は上限値となる。

そして、スイッチング許可期間信号Ｖｄの許可信号の時間がクランプ回路４９で制限されない範囲の場合は、フィードバック検出回路８の電流源２０の定電流値（ＩＦＢｄｍ）は、スイッチング許可期間信号Ｖｄの許可信号の時間の長さに応じた可変の値となる。

上記の発光ダイオード駆動装置８０は、少なくともスイッチング素５と、制御回路６と、フィードバック検出回路８と、入力電圧検出回路９と、導通時間計測回路１３とが同一の半導体基板上に形成されているか、または、同一のパッケージに組み込まれた半導体装置として実現することも可能である。

また、上記発光ダイオード駆動装置８０またはそれを搭載した半導体装置を用いたＬＥＤ電球の実現も可能である。特に、発光ダイオード駆動装置８０は、交流または直流電源が入力される円筒状の口金を備え、整流回路１の入力部が口金に接続され、整流回路１と、少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源２と、チョークコイル３と、チョークコイル３に発生する逆起電力をＬＥＤ光源２に供給する整流ダイオード４とが筐体内に一体化された構成も実現可能である。また、発光ダイオード駆動装置８０は、さらに、少なくともスイッチング素子５と制御回路６とフィードバック検出回路８と入力電圧検出回路９と導通時間計測回路１３とが同一の半導体基板上に形成されているか、または、同一のパッケージに組み込まれている半導体装置が、筐体内に一体化された構成も実現可能である。この場合、口金は端子を２つ有しており、整流回路１の入力部である２つの端子が、口金の有する２つの端子にそれぞれ電気的に接続される。

以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置８０は、スイッチング素子５とそのスイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路６の動作基準電圧が同電位であるため、異なる基準電位間の信号をやり取りするための駆動回路を必要としない。また、スイッチング素子５と制御回路６とフィードバック検出回路８と入力電圧検出回路９と導通時間計測回路１３を同一の半導体基板上に形成したり、または、同一のパッケージに組み込んだスイッチング駆動回路１４が実現でき、発光ダイオード駆動装置の小型化及び軽量化さらには低コスト化を容易に実現することができる。

また、位相制御調光器の出力に応じてＬＥＤに供給される電流値を調整可能なＬＥＤ電球を提供することが可能である。

また、本構成は実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置８０に限定される構成ではなく、以降に説明する他の実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置にも適用することができる。

また、フィードバック検出回路８は、マイナス信号に対応した構成となっているため、ハイサイドＢｕｃｋコンバータ構成ができ、発光ダイオード駆動装置の高効率駆動及び、小型化、省スペース化を実現することができる。特にＬＥＤ電球など小型、省スペースの要求が高いセットに対して好適である。

また、チョークコイル３に流れる電流によって第１の抵抗１０の両端に発生する第１の電位差とフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍによって第２の抵抗１１の両端に発生する第２の電位差とが実質的に等しくなるように、制御回路６へ制御信号を出力することにより、制御回路６の基準電位に対してマイナス信号となる出力フィードバック信号を直接フィードバック検出回路で検知することなく、フィードバック情報を制御回路へ伝達することができる。出力フィードバック信号を直接フィードバック検出回路へ入力する必要がないため、第１の抵抗１０と第２の抵抗１１との値を任意に設定することで、チョークコイル電流と第１の抵抗で発生する電力ロスとを低減することができる。

また、誤差増幅器２１の参照電圧が制御回路６の動作基準電圧と実質的に等しいため、フィードバック検知端子への印加電圧がプラス電圧の場合に実質的にＬＥＤ光源へのエネルギー出力を増加させる制御を行い、フィードバック検知端子への印加電圧がマイナス電圧の場合に実質的にＬＥＤ光源へのエネルギー出力を減少させる制御を行うことになる。したがって、フィードバック検知端子への信号印加は、プラス信号でもマイナス信号でも対応が可能となる。

また、スイッチング素子５と制御回路６が入力電圧の高電位側のハイサイドに配置された構成の場合、入力電圧検出回路９の入力電圧検出端子ＣＬに印加される電圧はスイッチング素子５がオフの期間にのみ検知される。したがって、入力電圧検出回路９は、検出精度の高い検出が可能となる。

さらに、入力電圧検出回路９は、スイッチング素子５のオンオフ動作におけるターンオフ後の予め設定されたサンプリング期間にのみ入力信号の検出を行う構成とすると、それ以外の期間に発生する入力波形の乱れに影響されない検出精度の高い検出が可能となる。

また、入力電圧検出回路９によって入力電圧と出力電圧の電圧差がほとんどない場合や、入力電圧が極めて低いときにスイッチング素子５のスイッチング動作を禁止することが可能であり、スイッチング素子５の安定な制御が可能である。また、入力電圧波形が脈流波形の場合にスイッチング許可期間を特定することができるため、位相制御された入力電圧の導通時間を測定することができる。また、入力電圧に応じてスイッチング素子のピーク電流値を変化させることが可能であり、さらにピーク電流の上限値を制限することでスイッチング素子などに定格以上の電流が流れることを防止できる。

さらに、入力電圧検出回路９で入力電圧情報を検知してスイッチング素子５のピーク電流値を制御することによって、入力電圧波形と入力電流波形を実質的に比例させる制御を行うことによって、入力電流の導通角を広げて入力電圧波形とほぼ同位相で変化させることが可能となり、力率を向上することができる。

また、導通時間計測回路１３によってスイッチング許可期間の時間に応じてフィードバックダミー電流値をリニアに変化させることができる。フィードバックダミー電流を調整して第２の抵抗の両端に発生する第２の電位差を調整することにより、ＬＥＤ光源に供給される出力電流を調光制御することが可能である。この結果、位相制御された入力電圧の導通時間に応じてＬＥＤ光源に供給される出力電流を調光制御することが可能である。

また、本実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置で得られる効果は、実施の形態に限定されるものではなく、以降に説明する実施の形態２〜５に係る発光ダイオード駆動装置でも同様な効果を発揮できる。

（実施の形態２）
続いて、実施の形態２に係る発光ダイオード駆動装置及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、図１における実施の形態１の発光ダイオード駆動装置の導通時間計測回路１３が異なる。その他の構成要素は、実施の形態１の発光ダイオード駆動装置と同一であり、それらについての説明は省略する。

図６は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置の導通時間計測回路３３の一例を示す回路図である。図６において、図５に示す構成要素に相当する構成要素には、図５と同じ符号を付し、それらについての説明は省略する。

図６において、導通時間計測回路３３は、発振回路３４と、カウンタ３５と、Ｖ−Ｉ変換回路３２と、クランプ回路４９とで構成される。

発振回路３４は、定電流Ｉ２をコンデンサ４７へ充電する定電流源３８と、コンデンサ４７から定電流Ｉ３で放電する定電流源４１と、スイッチ３９、４０、４３、４４、４８、５９と、インバータ３７及び４２と、コンデンサ４７と、一方の入力端子がコンデンサ４７に接続され、他方の入力端子にはそれぞれ予め設定された基準電圧が印加され、出力端子が共通接続された比較器４５及び４６とで構成される。比較器４５の正の入力端子には基準電圧ＶＴ２が印加され、比較器４６の正の入力端子にはＶＴ２よりも低い基準電圧ＶＴ１が印加される。

スイッチング許可期間信号Ｖｄが許可信号である期間は、Ｖｄは“Ｈ”レベルで示され、禁止信号の場合は“Ｌ”レベルで示される。そして、入力電圧検出回路９から出力されたスイッチング許可期間信号Ｖｄは、インバータ３７に入力される。スイッチング許可期間信号Ｖｄが“Ｌ”レベルの場合、スイッチ５９はオフ、スイッチ４８はオンとなり、コンデンサ４７の電圧はスイッチ４８によって瞬時に放電され、ゼロレベルで保持される。

スイッチング許可期間信号Ｖｄが“Ｈ”レベルの場合、スイッチ５９はオン、スイッチ４８はオフとなり、コンデンサ４７への充放電が開始される。

すなわち、スイッチング許可期間信号Ｖｄが“Ｌ”から“Ｈ”に切り替わったときは、コンデンサ４７の電圧は基準電圧ＶＴ１よりも低い。このため、比較器４５及び４６は共に“Ｈ”信号を出力する。これにより、スイッチ３９と４３とはオンになる。このとき、インバータ４２を介して、スイッチ４０及び４４はオフになるので、比較器４６は動作しなくなる。この結果、定電流源３８の定電流Ｉ２がコンデンサ４７に充電される。

コンデンサ４７の電圧がＶＴ２よりも高くなると、比較器４５は“Ｌ”信号を出力する。この結果、スイッチ３９はオフになり、定電流源３８からの定電流Ｉ２はコンデンサ４７に供給されなくなる。そして、インバータ４２を介してスイッチ４０がオンになり、定電流源４１は定電流Ｉ３でコンデンサ４７を放電させる。また、比較器４５からの”Ｌ“信号はカウンタ３５に入力される。また、スイッチ４３がオフになり、スイッチ４４がオンになるので、比較器４５は動作しなくなり、比較器４６が動作を開始する。

次に、コンデンサ４７の電圧がＶＴ１よりも低くなると、比較器４６は“Ｈ”信号を出力する。この結果、インバータ４２を介してスイッチ４０がオフになり、定電流源４１は定電流Ｉ３でコンデンサ４７の放電を停止する。また、スイッチ３９はオンになり、定電流源３８から定電流Ｉ２がコンデンサ４７に供給される。また、比較器４６からの”Ｈ“信号は、カウンタ３５に入力され、カウント回数が１回カウントされる。さらに、スイッチ４３がオンになり、スイッチ４４がオフになるので、比較器４６は動作しなくなり、比較器４５は動作を開始する。

この一連の動作により、発振回路３４は定電流Ｉ２及びＩ３と基準電圧ＶＴ１及びＶＴ２とコンデンサ４７の容量値とで決定される一定のクロック周波数を生成する。また、カウンタ３５は、発振回路３４からクロック信号が印加されるとカウント数を増加させ、カウント数に応じた電圧Ｖｃｏｎを生成してＶ−Ｉ変換回路３２へ出力する。また、スイッチング許可期間信号Ｖｄが“Ｌ”レベルに切り替わると、カウンタ３５のカウントはリセットされる。

次に、図７を用いて、カウンタ３５のカウント回数とフィードバックダミー電流の関係について説明する。図７は、本実施の形態に係るカウンタの動作とフィードバックダミー電流の関係の一例を示す図であり、図７の（ａ）はサンプル電圧及びカウント数、図７の（ｂ）はフィードバックダミー電流を示している。

図７の（ａ）において、横軸は時間であり、縦軸はサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧とカウント数を示す。入力ハーフサイクルが１００Ｈｚの場合のサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧波形を一点鎖線で示し、入力ハーフサイクルが１２０Ｈｚの場合のサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅ電圧波形を二点鎖線で示し、時間経過とともに増加するカウント数を実線で示す。

サンプル電圧ＶｓａｍｐｌｅがＶＣＬｕｖ以下の期間はスイッチング許可期間信号の禁止信号期間であるため発振回路３４は停止しており、カウントは０を保持する。そしてサンプル電圧ＶｓａｍｐｌｅがＶＣＬｕｖ以上になると発振回路３４は動作を開始してクロック信号を出力する。そしてカウンタ３５はクロック信号に応じてカウント数を増加させる。

図７の（ｂ）において、横軸はカウント数であり、縦軸はフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍを示す。

本実施の形態の一例では、クランプ回路４９の第１のしきい値は、カウンタ３５の２カウント分に相当する。また、クランプ回路４９の第２のしきい値は７ｍｓであり、カウンタ回路の２５カウント分に相当する。この結果、カウンタ３５がカウントを開始してから２カウントの期間は、図７の（ｂ）に示すようにフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの値は下限値Ｍｉｎで保持される。そして、カウンタ３５の３カウント以降はカウント数に応じてフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは徐々にステップアップした値となる。

さらに、カウント数が２５回以上の範囲では、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの値は上限値Ｍａｘで保持される。ここで、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍが下限値で保持される期間はカウンタ３５の２カウント分であり、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍが上限値で保持されるのはカウンタ３５が２５カウント以上の期間であるとしたが、これに限定されるものではない。下限値と上限値に設定されるカウント数を増加することは、１入力ハーフサイクル期間内の調光制御の分解能を高めることになるが、カウンタ回路を複雑にすることを意味する。当業者は、調光制御の分解能と回路規模の相対関係から適切な定数を選択することができる。

このように、１入力ハーフサイクルのスイッチング許可期間信号の“Ｈ”レベルである期間に応じてフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの値はデジタル的にステップアップした値となり、スイッチング許可期間信号の“Ｌ”レベルになるとカウンタ３５のカウント数はリセットされ、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍ値は下限値Ｍｉｎで保持される。

また、１入力ハーフサイクルのスイッチング許可期間信号が“Ｈ”レベルである期間が７ｍｓ以上になると、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは上限値で固定となる。入力ハーフサイクルが１００Ｈｚの場合、一周期は１０ｍｓであり、１２０Ｈｚの場合は約８．３ｍｓである。したがって、交流電源の周波数が５０Ｈｚ／６０Ｈｚのいずれでも導通時間が最大レベル時にはフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは上限値Ｍａｘで保持することができる。

次に、図８を用いて入力ハーフサイクル毎のカウンタの動作とフィードバックダミー電流の関係の別の例について説明する。図８は、本実施の形態に係る入力ハーフサイクル毎のカウンタの動作とフィードバックダミー電流の関係の一例を示す図であり、図８の（ａ）はサンプル電圧、図８の（ｂ）はカウント数、図８の（ｃ）はフィードバックダミー電流を示している。

図８の（ａ）に示す波形は、時間に対するサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅの関係を示している。サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅがしきい値電圧ＶＣＬｕｖよりも高い箇所を実線で示し、低い箇所を一点鎖線で示す。図８の（ａ）では、ｎ回目（左側）、ｎ＋１回目（真ん中）、ｎ＋２（右側）の入力ハーフサイクルの期間の波形を示す。また、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅがしきい値電圧ＶＣＬｕｖよりも高い期間、すなわち、スイッチング許可期間信号の許可信号時間をＴｄ１〜Ｔｄ３で示す。したがって、ｎ回目の入力ハーフサイクル波形の許可信号時間がＴｄ１であり、ｎ＋１回目がＴｄ２であり、ｎ＋２回目がＴｄ３であり、Ｔｄ１＞Ｔｄ２＞ｔｄ３の関係となっている。

次に、図８の（ｂ）に示す波形は、時間に対するカウント数の関係を示している。カウント数は、スイッチング許可期間信号の許可信号時間に応じて決まる。ｎ回目の波形で許可信号時間がＴｄ１の場合にカウント数は２５カウントよりも大きく、ｎ＋１回目とｎ＋２回目の許可信号時間がＴｄ２、Ｔｄ３の場合のカウント数は、２５カウントよりも小さい。

次に図８の（ｃ）に示す波形は、時間に対するフィードバックダミー電流の関係を示している。入力ハーフサイクルの導通時間が最大の場合、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍはＭａｘで保持されている。

ｎ回目の波形の場合、スイッチング許可期間信号の許可信号時間Ｔｄ１は十分長いので、カウンタ３５のカウント数は２５回を超える。この場合、クランプ回路４９の働きによりフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは上限値Ｍａｘに制限される。そして、スイッチング許可期間信号の許可信号時間が終了したときのフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの値がｎ＋１回目の入力ハーフサイクル期間中のフィードバックダミー電流値として適用され、その値がｎ＋１回目の入力ハーフサイクル期間中は保持される。

そして、ｎ＋１回目の波形の場合、カウンタ３５のカウント数はスイッチング許可期間信号の許可信号時間Ｔｄ２内にカウントされ、スイッチング許可期間信号の許可信号時間が終了したときのフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの値が、ｎ＋２回目の入力ハーフサイクル期間中のフィードバックダミー電流値として適用され、その値がｎ＋１回目の入力ハーフサイクル期間中は保持される。

同様に、ｎ＋２回目の波形の場合、カウンタ３５のカウント数はスイッチング許可期間信号の許可信号時間Ｔｄ３内でカウントされ、決定されたフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの値は、ｎ＋３回目の入力ハーフサイクルの期間に適用される。

このように、ｎ回目でカウントされ決定されたフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍ値が次のｎ＋１回目のフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍ値として適用されるため、１入力ハーフサイクル期間中にフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの値は固定され、その設定値にあうようにＬＥＤ光源２への出力電流が調整される。

なお、図８では、入力ハーフサイクルの立ち上がり一定期間が導通しないリーディングエッジ型調光器を使用した場合の例を示した。しかし、位相制御調光器１９はこれに限定されるものではない。スイッチング許可期間信号の“Ｈ”レベルの長さに応じてフィードバックダミー電流を調整する構成であるため、入力ハーフサイクルの立ち上がり一定期間が導通して、立ち下がり一定期間が導通しないトレーディングエッジ型調光器を使用した場合にも、本実施の形態は有効である。また、全ての発明の実施の形態に対して有効である。

以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、スイッチング許可期間の時間を計測するためにカウンタ３５を使用するので、充放電回路のコンデンサ容量値を削減できる。また、カウント数に応じてフィードバックダミー電流値を変化させることができる。

また、導通時間計測回路３３は、クランプ回路４９を有しており、スイッチング許可期間の時間が第１の時間以下であったり第２の時間以上であったりすれば、フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を予め設定された値で保持することができる。また、入力脈流波形が５０Ｈｚ／６０Ｈｚのどちらの入力ハーフサイクルでも位相制御調光器による導通時間が最大の場合に、フィードバックダミー電流を上限値で保持できる。

また、入力脈流波形の各入力ハーフサイクル期間内ではフィードバックダミー電流を固定することができる。その結果、位相制御された入力電圧波形に応じた一入力ハーフサイクル内の設定電流値が固定されるため、導通角が変化した場合は導通時間に応じて出力電流値を変化させることが可能であり、導通角が固定された時には安定した出力電流制御が可能となる。

なお、実施の形態１の効果と同様な効果も実現可能である。

（実施の形態３）
続いて、実施の形態３に係る発光ダイオード駆動装置及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、入力ハーフサイクルの最初の一定期間はスイッチング素子のピーク電流検出値を低く抑えることを特徴とする。

すなわち、図３で示した実施の形態１の入力電圧検出回路９のピーク電流検出値変換器２５の働きが実施の形態１と異なる。

図９は、本実施の形態に係るスイッチング素子電流と入力電圧波形と入力電流波形の一例を示す波形図である。

図９の（ａ）は、実施の形態１のピーク電流検出値変換器２５の場合の波形である。図９の（ａ）の上段図は、ピーク電流検出値ＩＤＰの波形を示す。サンプル電圧ＶｓａｍｐｌｅがＶＣＬｕｖよりも低い期間は、スイッチング許可期間信号は“Ｌ”レベルであり、スイッチング素子は動作を禁止される。そして、スイッチング許可期間信号は“Ｈ”レベルとなると入力電圧検出回路９のピーク電流検出値変換器の働きにより、サンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅに応じたピーク電流検出値ＩＤＰの値が設定される。

図９の（ａ）の中段図は、整流回路１の後の位相制御された全波整流電圧である入力電圧Ｖｉｎの波形を示す。また、図９の（ａ）の下段図は、入力電流Ｉｉｎの波形を示す。

リーディングエッジ型調光器を使用した場合、入力ハーフサイクルの立ち上がりの一定期間が非導通となる。そして、導通となった瞬間に入力電圧が印加される。そのため、二点鎖線区間で示す領域のように、突然高い入力電圧が印加されるとピーク電流検出値ＩＤＰも高い値に設定される。これにより、スイッチング素子５に過大な電流が流れる。その結果、入力電流Ｉｉｎが瞬時的に大きくなり、その後に入力電流が流れない期間が発生する。すると、入力電圧Ｖｉｎは乱れた波形となる。その結果、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎの波形にリンギングが発生する。位相制御調光器１９にトライアック素子などが使用されていた場合、リンギングによって入力電流が流れない期間が長くなるとトライアック素子に保持電流が流れなくなる。これにより、位相制御調光器１９は、トライアック素子のオンを保持できなくなり、位相制御調光器１９が誤動作してしまう。

一方、入力電圧検出回路９のピーク電流検出値変換器２５がスイッチング許可期間信号の“Ｈ”レベル信号が出力されてから予め設定された一定期間Ｔｓｓは、スイッチング素子５のピーク電流検出値を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定する。このための信号を制御回路６へ出力する場合、図９の（ｂ）の上段図に示すような波形となる。なお、図９の（ｂ）の中段図は入力電圧Ｖｉｎの波形を、図９の（ｂ）の下段図は入力電流Ｉｉｎの波形を示す。

すなわち図９の（ｂ）の上段図のピーク電流検出値ＩＤＰの波形において、サンプル電圧ＶｓａｍｐｌｅがＶＣＬｕｖよりも低い期間は、スイッチング許可期間信号は“Ｌ”レベルであり、スイッチング素子は動作を禁止される。そして、スイッチング許可期間信号が“Ｈ”レベルとなると、ピーク電流検出値ＩＤＰの値はサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅに応じたピーク電流検出値ＩＤＰよりも低く設定される。これにより、ピーク電流検出値ＩＤＰの値は、Ｔｓｓの期間中にサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅに応じたピーク電流検出値ＩＤＰの本来の設定値に変化する。このように、スイッチング動作開始直後のピーク電流検出値ＩＤＰを低く抑えると、入力電流Ｉｉｎ波形の伸びを低く抑えることが可能であり、入力電流Ｉｉｎ波形のリンギングを防止できる。この結果、入力電圧Ｖｉｎ波形も乱れることがなく、位相制御調光器１９にトライアック素子が使用されていた場合にトライアック素子への保持電流を確保することが可能となり、位相制御調光器１９の誤動作を防止できる。

なお、本実施の形態では、スイッチング動作開始直後の入力電流Ｉｉｎのリンギングを抑えるためにスイッチング素子５のピーク電流検出値ＩＤＰを低く抑える構成としたが、これに限定されるものではない。例えば、スイッチング許可期間信号の“Ｈ”レベル信号が出力されてから予め設定された一定期間Ｔｓｓは、スイッチング素子５のスイッチング周波数を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定する。このための信号を制御回路６へ出力する構成としてもよい。スイッチング動作開始直後のスイッチング周波数を低く抑えることによって一定期間あたりの電力を抑えることになり、入力電流Ｉｉｎの伸びを抑えることができる。

以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、位相制御調光器による各入力ハーフサイクルの最初の一定期間に発生する入力突入電流を防止できるので、位相制御調光器の誤動作を防止できる。

なお、実施の形態１、２の効果と同様な効果も実現可能である。

（実施の形態４）
続いて、実施の形態４に係る発光ダイオード駆動装置及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、実施の形態１と比較してスイッチング駆動回路５０及び制御回路５３の構成が異なる。

図１０は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置８１の一例を示す回路図である。スイッチング駆動回路５０は、図１の実施の形態１のスイッチング駆動回路１４と比較すると外部に接続する３つの端子（整流電圧印加端子ＩＮ、電源端子ＶＤＤ）が増えている。整流電圧印加端子ＩＮは、整流ダイオード１８のカソード端子に接続され、整流ダイオード１８を介して脈流電圧波形の入力電圧Ｖｉｎが入力される。また、電源端子ＶＤＤと低電位側端子ＳＲＣＥとの間にコンデンサ５７が接続される。

制御回路５３は、定電流源５４を備える。定電流源５４は、整流電圧印加端子ＩＮに接続され、入力電圧Ｖｉｎから定電流を生成しレギュレータ５５へ出力する。

また、制御回路５３は、レギュレータ５５を備える。レギュレータ５５は、定電流源５４と電源端子ＶＤＤの間に接続され、定電流源５４からの定電流をコンデンサ５７へ充電してコンデンサ電圧（電源端子ＶＤＤの電圧Ｖｄｄ）が一定となるように動作する。また、レギュレータ５５は、電源端子ＶＤＤの電圧Ｖｄｄが所定値以上であれば起動信号を出力し、所定値未満の場合は停止信号を出力する。

また、制御回路５３は、発振制御回路５６を備える。発振制御回路５６は、レギュレータ５５からの起動信号及び停止信号とフィードバック検出回路８と入力電圧検出回路５１からの出力信号に基づき、スイッチング素子５のスイッチング制御を行う信号を出力する。

また、導通時間計測回路５２は、レギュレータ５５から起動信号を受けて、スイッチング許可期間信号の許可信号時間が予め設定された第３の時間を示すしきい値以上であるかどうかを計測する。

このように構成された本実施の形態４の発光ダイオード駆動装置８１は、実施の形態１から３の効果と同様な効果が実現可能である。

次に、図１１を用いて、図１０の位相制御調光器が接続されておらず、また、コンデンサ１７の容量値が十分大きく、入力電圧が平滑された電圧である場合の本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を説明する。

図１１は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置における各部の動作を示す波形図である。

図１１において、波形（１）は入力電圧Ｖｉｎ波形を示す。コンデンサ１７への充電期間に入力電圧Ｖｉｎは若干小さくなるが、ほぼ平滑電圧である。

波形（２）は、電圧ＶＣＬｓａｍｐｌｅの波形を示す。ある時点から入力電圧が入力された場合の波形を示しており、入力電圧が印加されると、起動信号の出力後はサンプル電圧Ｖｓａｍｐｌｅは常に第１の基準電圧ＶＣＬｕｖ以上の電圧となる。

波形（３）は、レギュレータ５５が出力する起動信号を示しており、“Ｈ”レベルが許可を“Ｌ”レベルが禁止を示す。ある時点から入力電圧が入力され、定電流源５４から定電流が入力され、電源端子ＶＤＤのコンデンサ端子電圧Ｖｄｄが一定電圧以上になると、起動信号が出力される。

また、図６に示すように、導通時間計測回路５２は、スイッチング許可期間信号の許可信号の“Ｌ”レベル信号時のフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍの値を、次にスイッチング許可期間信号が“Ｈ”レベルになったときに、フィードバックダミー電流として設定する。この構成によると、入力電圧が平滑電圧の場合、レギュレータ５５が起動信号を出力した後、入力電圧検出回路５１はスイッチング許可期間信号として常時“Ｈ”レベルの信号を出力するため、導通時間計測回路５２は、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍを設定できなくなる。

しかし、導通時間計測回路５２は、図６で示した発振回路３４、カウンタ３５、Ｖ−Ｉ変換回路３２、クランプ回路４９の他に、レギュレータ５５を備える。レギュレータ５５が起動信号を出力している期間中にスイッチング許可期間信号の許可信号時間が予め設定された第３の時間を示すしきい値以上となる場合には、導通時間計測回路５２は、カウンタ３５のカウント数をリセットし、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍを予め設定された上限値に固定する。この構成によると、導通時間計測回路５２は、波形（４）、波形（５）、波形（６）のような動作を行う。

すなわち、波形（４）は導通時間計測回路５２内のカウンタ３５のカウント数を示している。レギュレータ５５から起動信号が出力された後、導通時間計測回路５２内の発振回路３４は動作を開始し、一定のクロック信号を出力してカウンタ３５のカウント数を増加させる。カウンタ３５のカウントは、スイッチング許可期間信号が“Ｈ”レベルであれば２５カウントを超えても継続される。しかし、予め設定された第３のしきい値で示されるカウント数に達すると、波形（５）のＶｒｅｓｅｔ信号が出力され、カウンタ３５は強制的にリセットされる。

波形（６）は、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍを示す。レギュレータ５５から起動信号が出力された後は、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍは下限値Ｍｉｎで保持される。そして、Ｖｒｅｓｔ信号が出力されカウンタがリセットされるタイミングで、フィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍ値は上限値Ｍａｘに設定され、その値が保持される。

なお、スイッチング許可期間信号は、予め設定された第３の時間をカウンタのカウント数で決定される構成としたが、これに限定されるものではない。第３の時間を、図５の導通時間計測回路のように充放電回路で設定されるＶｃｏｎ電圧値で設定する構成としてもよい。いずれの場合にも、第３の時間はクランプ回路４９が設定する上限値に達するよりも長い時間として設定される。

以上のように構成された本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置８１は、入力電圧が平滑された電圧の場合に入力電圧検出回路がスイッチング素子のスイッチング動作を禁止させるスイッチング許可期間信号を出力できなくても、フィードバックダミー電流を予め設定された上限値に固定することが可能であるため、本実施の形態の発光ダイオード駆動装置を位相制御調光器が接続されていない器具に接続しても正常な動作が可能である。

なお、実施の形態１の効果と同様な効果も実現可能である。

（実施の形態５）
続いて、実施の形態５に係る発光ダイオード駆動装置及び発光ダイオード駆動用の半導体装置について説明する。

本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置は、実施の形態１から実施の形態４と比較してＢｕｃｋコンバータ構成をフライバックコンバータ構成に変更している。本実施の形態では実施の形態４の一例である図１０のスイッチング駆動回路５０をフライバックコンバータ方式で構成した例を示す。実施の形態１の一例である図１のスイッチング駆動回路１４をフライバックコンバータ方式で構成した例も同様の変更が可能である。

図１２は、本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置８２の一例を示す回路図である。図１２において、スイッチング駆動回路５０は、図１０のスイッチング駆動回路５０と同一の構成である。また、整流回路１、コンデンサ１２、１７、５７、６０、整流ダイオード４、１８、出力電流検出回路７、ＬＥＤ光源２の役割は図１、図１０に記載の同符号の素子と同じ役割であるため、詳細な説明は省略する。

エネルギー伝達素子としてのトランス５８は、一次巻線Ｐと二次巻線Ｓを有する。一次巻線Ｐの一端は、整流ダイオード１８のカソード端子に接続され、入力電圧Ｖｉｎが印加される。一次巻線Ｐの他端は、スイッチング駆動回路５０の高電位側端子ＤＲＮに接続される。トランス５８の二次巻線Ｓには、整流ダイオード４とコンデンサ６０が接続され、トランス５８で変換されたエネルギーがＬＥＤ光源２へ出力される。また、ＬＥＤ光源２のカソード端子は、出力電流検出回路７と発光ダイオード駆動装置８２の基準電位ＧＮＤに接続される。出力電流検出回路７は、ＬＥＤ光源２のカソード端子とトランス５８の二次巻線Ｓとコンデンサ６０の一端とに接続され、検出したフィードバック信号をスイッチング駆動回路５０のフィードバック検知端子ＦＢに出力する。

スイッチング駆動回路５０の整流電圧印加端子ＩＮは、整流ダイオード１８のカソード端子に接続され、整流された入力電圧Ｖｉｎが入力される。入力電圧検出端子ＣＬは、整流ダイオード１８のアノード端子に接続され、整流された入力電圧Ｖｉｎが入力される。高電位側端子ＤＲＮは、エネルギー伝達素子としてのトランス５８に接続される。フィードバック検知端子ＦＢは、出力電流検出回路７に接続される。低電位側端子ＳＲＣＥは、発光ダイオード駆動装置８２の基準電位ＧＮＤに接続される。電源端子ＶＤＤと低電位側端子ＳＲＣＥとの間には、コンデンサ５７が接続される。

発光ダイオード駆動装置８２は、スイッチング素子５がオンの期間にトランス５８にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子５がオフの期間に蓄積されたエネルギーを整流ダイオード４を介してＬＥＤ光源２へ出力する。このとき、ＬＥＤ光源２に流れる電流波形は、基本的に図１５の（ａ）で説明したフライバックコンバータ方式のＬＥＤ電流波形と同一である。この電流は、出力電流検出回路７内の第１の抵抗１０にも流れる。この結果、第１の抵抗１０の両端に発生する第１の電位差とフィードバックダミー電流ＩＦＢｄｍによって第２の抵抗１１の両端に発生する第２の電位差とが実質的に等しくなるように、制御回路５３は、制御信号を出力する。これにより、制御回路５３の基準電位に対してマイナス信号となる出力フィードバック信号を直接フィードバック検出回路８で検知することなく、フィードバック情報を制御回路５３へ伝達することができる。

このように構成された実施の形態５に係る発光ダイオード駆動装置８２に使用されるスイッチング駆動回路５０はＢｕｃｋコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置で使用したスイッチング駆動回路をフライバックコンバータ構成の発光ダイオード駆動装置でも使用することができる。

なお、実施の形態１の効果と同様な効果も実現可能である。

本発明にかかる発光ダイオード駆動装置および半導体装置は、発光ダイオードを使用した装置又は機器全般に利用可能である。発光ダイオード駆動装置および半導体装置は、特に、ＬＥＤ電球やＬＥＤ照明機器として有用である。

１ 整流回路
２ ＬＥＤ光源
３ チョークコイル
４、１８ 整流ダイオード
５、Ｑ１、Ｑ３０２ スイッチング素子
６、５３ 制御回路
７ 出力電流検出回路
８ フィードバック検出回路
９、５１ 入力電圧検出回路
１０ 第１の抵抗
１１ 第２の抵抗
１２、１７、３１、４７、５７、６０ コンデンサ
１３、３３、５２ 導通時間計測回路
１４、５０ スイッチング駆動回路
１５、１６ 抵抗
１９ 位相制御調光器
２０ 電流源
２１ 誤差増幅器
２２ 制御信号変換器
２３、４５、４６ 比較器
２４ サンプリングホールド回路
２５ ピーク電流検出値変換器
２６ 充放電回路
２７、３８、４１、５４ 定電流源
２８、２９、３９、４０、４３、４４、４８、５９ スイッチ
３０、３７、４２ インバータ
３２ Ｖ−Ｉ変換回路
３４ 発振回路
３５ カウンタ
４９ クランプ回路
５５ レギュレータ
５６ 発振制御回路
５８ トランス
８０、８１、８２ 発光ダイオード駆動装置
１００ 従来の特許文献１記載の発光ダイオード駆動装置
１０４ 調光器回路
１０８ 整流器
１１２ トランス
１１８ 電源スイッチ
１２４ フィルタコンデンサ
１３０ 負荷
１３２ フィードバック回路
１３６ コントローラ
１４２ 電圧検知入力信号
１４６ 集積回路
２００ 従来の特許文献記載２の発光ダイオード駆動装置
２０２ 調光回路
２０３ 整流回路
２０４ 導通角波形成形回路
２０５ 平滑回路
２０６ 点灯回路
２０７ ＬＥＤモジュール
２０８ 導通角検出回路
２０９ 制御信号演算回路
２１０ 制御信号発生回路
３００ フライバックコンバータ
３０１、３５２ 制御回路
３０６ ＬＥＤ光源
３５０ Ｂｕｃｋコンバータ
３５１ 駆動回路

Claims (24)

1. 交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
   前記整流回路の高電位側に入力端子が接続され前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の出力端子と一端が接続されたチョークコイルと、
   前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの前記一端との間に接続され、前記チョークコイルに流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、
   前記チョークコイルの他端にアノード端子が接続され、前記整流回路の低電位側にカソード端子が接続された少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、
   前記整流回路の低電位側にアノード端子が接続され、前記スイッチング素子の出力端子にカソード端子が接続され、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、
   前記スイッチング素子の出力端子と前記整流ダイオードのカソード端子との接続点と同電位の電圧を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、
   前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路と、
   前記整流回路からの整流された入力電圧情報を検知する入力電圧検出回路と、
   前記入力電圧検出回路から出力されたスイッチング許可期間信号を計測する導通時間計測回路とを備え、
   前記フィードバック検出回路は、前記出力電流検出回路へフィードバックダミー電流を出力し、
   前記導通時間計測回路は、計測した時間に応じて前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を調整し、
   前記フィードバック検出回路は、前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー電流によって発生するフィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を前記制御回路へ出力する
   発光ダイオード駆動装置。
2. 前記交流電源と前記整流回路との間に、交流の導通角を制御することにより前記整流回路へ出力される電圧の位相を制御する位相制御調光器を備える
   請求項１に記載の発光ダイオード駆動装置。
3. 前記出力電流検出回路は、
   前記スイッチング素子の出力端子と前記チョークコイルの一端に接続された第１の抵抗と、
   前記フィードバック検出回路から前記フィードバックダミー電流を出力するフィードバック検知端子と前記チョークコイルの一端に接続された第２の抵抗と、
   前記スイッチング素子の出力端子と前記フィードバック検出回路のフィードバック検知端子との間に接続されたコンデンサとを有し、
   前記出力フィードバック信号は、前記チョークコイルに流れる電流によって第１の抵抗の両端に発生する第１の電位差であり、前記フィードバックダミー信号は前記フィードバックダミー電流によって前記第２の抵抗の両端に発生する第２の電位差であり、
   前記フィードバック検出回路は、
   フィードバックダミー電流を供給する調整可能な電流源と、
   前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧と、前記フィードバック検出回路の参照電圧とを比較する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器からの出力信号に基づいて、前記スイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御信号変換器とを備え、
   前記制御回路は、
   前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧が前記誤差増幅器の参照電圧よりも高い場合は、前記制御信号変換器からの制御信号によって実質的に前記ＬＥＤ光源へのエネルギー出力を増加させる制御を行い、
   前記第１の電位差と前記第２の電位差の電圧差によって前記フィードバック検知端子と前記制御回路の動作基準端子との間に発生する電圧が前記誤差増幅器の参照電圧よりも低い場合は、前記制御信号変換器からの制御信号によって実質的に前記ＬＥＤ光源へのエネルギー出力を減少させる制御を行う
   請求項１又は２に記載の発光ダイオード駆動装置。
4. 前記誤差増幅器の参照電圧は、前記制御回路の動作基準電圧と実質的に等しい
   請求項３に記載の発光ダイオード駆動装置。
5. 前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるオフ期間に前記入力電圧情報をサンプリング信号としてサンプリングし、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン期間に前記サンプリング信号を保持するサンプリングホールド回路を備える
   請求項１から４のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
6. 前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング素子のオンオフ動作におけるターンオフ後の予め設定されたサンプリング期間に前記入力電圧情報をサンプリング信号としてサンプリングし、前記サンプリング期間の後に前記サンプリング信号を保持するサンプリングホールド回路を備える
   請求項１から４のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
7. 前記入力電圧検出回路は、
   前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベル以上の場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を許可し、前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベルのヒステリシス値以下の場合に前記スイッチング素子のスイッチング動作を禁止させるスイッチング許可期間信号を、前記制御回路と前記導通時間計測回路とに出力する比較器と、
   前記サンプリング信号が予め設定された第１の基準レベル以上の場合に、前記サンプリング信号のレベルに応じて前記スイッチング素子に流れるピーク電流検出値を予め設定されたレートで変化させ、前記ピーク電流検出値が予め設定された上限値に達するとピーク電流検出値を上限値で保持する信号を前記制御回路に出力するピーク電流検出値変換器とを備える
   請求項５又は６に記載の発光ダイオード駆動装置。
8. 前記導通時間計測回路は、充放電回路を備え、
   前記導通時間計測回路は、
   前記入力電圧検出回路のスイッチング許可期間信号の許可信号に応じて前記充放電回路の充電を行い、充電された電圧レベルに応じて前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を調整し、
   前記スイッチング許可期間信号の禁止信号に応じて前記充放電回路の放電を行い前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流をゼロレベルに設定する
   請求項１又は７に記載の発光ダイオード駆動装置。
9. 前記導通時間計測回路は、予め設定された周波数を有する発振回路とカウンタとを備え、
   前記入力電圧検出回路のスイッチング許可期間信号の許可信号に応じて前記発振回路を動作させて一定周期のクロック信号を前記カウンタに入力し、
   前記カウンタは、入力されたクロック信号のカウント数に応じて前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を調整し、
   前記スイッチング許可期間信号の禁止信号に応じて前記発振回路を停止させ、前記カウンタのカウント数をリセットし、前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流をゼロレベルに設定する
   請求項１又は７に記載の発光ダイオード駆動装置。
10. 前記導通時間計測回路は、さらにクランプ回路を備え、
    前記入力電圧検出回路のスイッチング許可期間信号の許可信号時間が予め設定された第１の時間を示すしきい値以下の場合は、前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を予め設定された下限値で保持し、
    前記入力電圧検出回路のスイッチング許可期間信号の許可信号時間が予め設定された第２の時間を示すしきい値以上の場合は、前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を予め設定された上限値で保持する
    請求項８又は９に記載の発光ダイオード駆動装置。
11. 前記クランプ回路の第２の時間を示すしきい値は、７ｍｓ以下である
    請求項１０に記載の発光ダイオード駆動装置。
12. ある入力ハーフサイクルで前記入力電圧検出回路から出力されたスイッチング許可期間信号の許可期間を計測して調整された前記フィードバックダミー電流は、
    次の入力ハーフサイクルにスイッチング許可期間信号が出力された時に前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流として適用され、そのスイッチング許可期間はその値が保持される
    請求項１から１１のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
13. 前記制御回路は、前記フィードバック検出回路の前記制御信号変換器からの制御信号によって、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する
    請求項１から１２のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
14. 前記制御回路は、前記フィードバック検出回路の前記制御信号変換器からの制御信号によって一定の周波数で動作する前記スイッチング素子のオン時間を制御する
    請求項１から１２のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
15. 前記制御回路は、前記フィードバック検出回路の前記制御信号変換器からの制御信号によって一定の周波数で動作する前記スイッチング素子のピーク電流値を制御する
    請求項１から１２のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
16. 前記入力電圧検出回路は、前記整流回路からの入力電圧情報に基づき前記スイッチング素子のピーク電流検出値を制御する信号を前記制御回路へ出力し、
    前記制御回路は、前記整流回路によって整流された入力電圧と前記スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する入力電流が実質的に比例するように前記スイッチング素子に流れる電流値を制御する
    請求項１３に記載の発光ダイオード駆動装置。
17. 前記入力電圧検出回路は、前記整流回路からの入力電圧情報に基づき前記スイッチング素子のオン時間を制御する信号を前記制御回路へ出力し、
    前記制御回路は、前記整流回路によって整流された入力電圧と前記スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する入力電流が実質的に比例するように前記スイッチング素子に流れる電流値を制御する
    請求項１３に記載の発光ダイオード駆動装置。
18. 前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング許可期間信号の許可信号が出力されてから予め設定された一定期間は前記スイッチング素子のピーク電流検出値を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定する信号を前記制御回路へ出力する
    請求項１から１７のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
19. 前記入力電圧検出回路は、前記スイッチング許可期間信号の許可信号が出力されてから予め設定された一定期間は前記スイッチング素子のスイッチング周波数を予め設定された上限値よりも小さい所望の値に設定する信号を前記制御回路へ出力する
    請求項１から１７のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
20. 前記制御回路は、
    前記整流回路の高電位側に一端が接続された定電流源と、
    前記定電流源の他端に接続され、前記定電流源の出力電圧が所定値以上であれば起動信号を出力し、前記定電流源の出力電圧が所定値未満であれば停止信号を出力するレギュレータとを備え、
    前記レギュレータが起動信号を出力している期間中に、前記導通時間計測回路は、前記スイッチング許可期間信号の許可信号時間が予め設定された第３の時間を示すしきい値以上の場合には、前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を予め設定された上限値に固定する
    請求項１８又は１９に記載の発光ダイオード駆動装置。
21. 交流電源から入力された交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
    少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源を含む負荷と、
    前記整流回路の高電位側と前記負荷に結合されたエネルギー変換回路と、
    前記エネルギー変換回路の一次側に入力端子が接続され、前記整流回路の低電位側に出力端子が接続された前記直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、
    前記整流回路の低電位側を動作基準電圧とし、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する駆動信号を出力する制御回路と、
    前記負荷と前記エネルギー変換回路の二次側の低電位側に接続され、前記負荷に流れる電流を検出するための出力電流検出回路と、
    前記出力電流検出回路から出力された出力フィードバック信号を受け取るために接続されたフィードバック検出回路と、
    前記整流回路からの整流された入力電圧情報を検知する入力電圧検出回路と、
    前記入力電圧検出回路から出力されたスイッチング許可期間信号を計測する導通時間計測回路を備え、
    前記フィードバック検出回路は前記出力電流検出回路へフィードバックダミー電流を出力し、
    前記導通時間計測回路は計測した時間に応じて前記フィードバック検出回路のフィードバックダミー電流を調整し、
    前記フィードバック検出回路は前記出力フィードバック信号と前記フィードバックダミー電流によって発生するフィードバックダミー信号の誤差に基づいた信号に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する信号を前記制御回路へ出力する
    請求項２から２０のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
22. 請求項１から２１のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置に使用される半導体装置であって、
    少なくとも前記スイッチング素子と前記制御回路と前記フィードバック検出回路と前記入力電圧検出回路と前記導通時間計測回路とが同一の半導体基板上に形成されているか、または、同一のパッケージに組み込まれている
    半導体装置。
23. 請求項１から２１のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置であって、
    交流または直流電源に接続される円筒状の口金を備え、前記整流回路の入力部は前記口金に接続され、
    前記整流回路と、少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、前記チョークコイルと、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する前記整流ダイオードとが筐体内に一体化されている
    発光ダイオード駆動装置。
24. 請求項２２に記載の半導体装置と、
    交流または直流電源に接続される円筒状の口金とを備え、
    整流回路と、少なくとも１つ以上の発光ダイオードで構成されたＬＥＤ光源と、チョークコイルと、前記チョークコイルに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給する整流ダイオードと、前記半導体装置とが筐体内に一体化され、
    前記整流回路の入力部は、前記口金に接続されている
    発光ダイオード駆動装置。

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