CN101459381B - 一种Boost型开关变换器的控制装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种Boost型开关变换器的控制方法，通过对输入电流、输出电压采样处理后作为负反馈控制Boost型开关变换器的功率开关管，使开关变换器维持较好的系统瞬态响应和控制精度，并在轻负载下实现了脉冲频率调制，提高了电源转换效率。本发明还公开了一种控制装置，包括Boost型开关变换器、第一采集电路、第二采集电路、跨导型放大器、运算电路、比较器和计时器逻辑电路，以实现上述的控制方法。

Description

一种Boost型开关变换器的控制装置及控制方法

技术领域

本发明涉及一种开关变换器，具体地说是一种开关变换器的控制装置及控制方法。

背景技术

直流-直流变换器广泛应用于各种电子系统中，以实现各种电平要求之间的转换。根据变换器输入电压和输出电压的大小关系大致可以将直流-直流电源变换器分为降压型、升压型和升降压型。其中升压型的电路用于提升电源电压对各种需要较高压供电的电路模块进行供电。如在手机中，5个串联的LED背光灯大概需要15V偏置电压，而给手机供电的锂例子电压却只有2.7V～5.5V的输出电压。这就需要升压电路对电池电压进行提升后给LED串供电。

基于电感的Boost型开关变换器是目前应用最广的升压变换电路。其功率部分主要由输入滤波电容，功率开关管，功率电感，续流二极管和输出滤波电容组成。在开关开通时，电感接在输入电源和地之间，电源对电感进行充电；当开关断开时，电感通过续流二极管接在输入和输出之间，将其所储存的能量传递到输出滤波电容上，并以此得到高于输入电压的输出电压。

当开关电源工作在电感电流连续模式(CCM模式)时，电感电流是从一定幅度开始的，然后上升到峰值，再迅速回零。其开关电流波形呈梯形。这表明在连续模式下，由于储存在高频变压器的能量在每个开关周期内并未全部释放掉，因此下一个开关周期具有一个初始能量。采用连续模式可减小初级峰值电流和有效值电流，降低芯片的功耗。但连续模式要求增大初级电感量，这会导致高频变压器的体积增大。综上所述，连续模式适用于功率较小的TOPSwitch(单端反激式开关电源)和尺寸较大的高频变压器。

在电感电流断续模式(DCM模式)时，电感电流是从零开始上升到峰值，再降至零的。这就意味着储存在高频变压器中的能量必须在每个开关周期内完全释放掉，其开关电流波形呈三角形。电流断续模式下的初级峰值电流和有效值电流值较大，但所需要的初级电感量较小。因此，它适合于采用输出功率较大的TOPSwitch和尺寸较小的高频变压器。

为得到较高精度的输出电压，通常需要对其进行闭环控制。传统的开关电源控制方法包括迟滞控制和PWM(脉宽调制)控制。迟滞控制需要对电感电流进行采样，但是在Boost电路中，由于输出电流不连续，且电感电流位于高压测，加大了采样的难度。传统的PWM控制包括电压模式控制和电流模式控制。电压模式控制需要对Boost电路占空比到输出电压的传递函数进行补偿，该传递函数包括两个低频极点和一个左半平面零点，补偿环路设计非常复杂。电流模式控制是一种双环路控制方法，内部高带宽电流环路利用外部电压环路输出的误差信号对电感电流进行调节，在传递函数上简化了外部电压环路的控制设计，然而其内部电流环需要进行斜坡补偿以避免次谐波振荡问题。

发明内容

本发明公开了一种Boost型开关变换器的控制方法及控制装置，维持了较好的系统瞬态响应和控制精度，并在轻负载下实现了脉冲频率调制，提高了电源转换效率。

本发明的对Boost型开关变换器的控制方法，包括以下步骤：

(1)对开关变换器的输入电流采样，输出相应的第一电压信号；

(2)对开关变换器的输出电压采样，输出相应的第二电压信号；

(3)将采样取得第二电压信号与基准电压信号相减放大，得到误差放大信号；

(4)将上述的误差放大信号与开关变换器的第一电压信号相减，得到第三电压信号；

(5)将第三电压信号与开关变换器的第二电压信号比较，得到逻辑控制信号；

(6)将逻辑控制信号转换为开关变换器的功率开关管的驱动信号，并发送到功率开关管：

当功率开关管接受一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号后，若逻辑控制信号为低电平，则向功率开关管发送一个固定持续时间为TON的导通驱动信号；若逻辑控制信号为高电平，则继续向功率开关管发送截止驱动信号，直到逻辑控制信号为低电平时，向功率开关管发送一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号；

当功率开关管接受一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号后，若逻辑控制信号为高电平，向功率开关管发送一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号；若逻辑控制信号为低电平，则继续向功率开关管发送导通驱动信号，直到逻辑控制信号为高电平时，向功率开关管发送一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号。

在电感电流连续模式下，所述的固定持续时间T_ON、T_OFF为：

T_ON＝T_S×(V_COUT-V_CIN)/V_COUT，

T_OFF＝T_S×(V_CIN/V_COUT)

其中T_S是系统所需的开关频率，V_CIN和V_COUT是实时的开关变换器输入电压值和输出电压值，在电路启动时，开通时间设置为一个能保证电路能正常启动的最小开通时间T_{ON_min}。

在电感电流断续模式下，最小开关开通时间得到钳位，开通时间T_ON’＝k×T_ON，其中k是小于1的系数。

本发明实现上述控制方法的控制装置，包括由输入滤波电容，功率开关管，功率电感，续流二极管和输出滤波电容组成的Boost型开关变换器，输入电压信号经Boost型开关变换器的功率电感和续流二极管后输出，输入滤波电容连接Boost型开关变换器的输入端并接地，输出滤波电容并联在Boost型开关变换器的输出端并接地，功率开关管与由续流二极管和输出滤波电容组成的支路并联；

该控制装置还包括一连接功率开关管输出端，用于采集变换器输入电流的第一采集电路，该第一采集电路输出第一电压信号；

一用于采集所述变换器输出电压的第二采集电路，该第二采集电路输出第二电压信号；

一用于第二电压信号与基准电压信号误差放大的跨导型放大器，该跨导型放大器输出误差放大信号；

一将误差放大信号与第一电压信号相减的运算电路，该运算电路输出第三电压信号；

一将第三电压信号与第二电压信号比较的比较器，该比较器输出逻辑控制信号；

一将逻辑控制信号转换为功率开关管栅极驱动信号的计时器逻辑电路。

上述控制装置的第一采集电路包括与功率开关管串接的电感电流采样电阻，电感电流采样电阻的输入端连接运算电路的负相端；

所述的第二采集电路包括由第一分压电阻和第二分压电阻串联组成的支路，该支路与所述输出滤波电容并联，在第一分压电阻与第二分压电阻之间设置有输出端；

所述跨导型放大器正相端连接基准电压，负相端连接第二采集电路的输出端；

所述运算电路的正相端连接跨导型放大器的输出端，运算电路的负相端连接第一采集电路；

所述比较器的负相端连接运算电路的输出端，比较器的正相端连接第二采集电路的输出端；

所述计时器逻辑电路的输入端连接比较器的输出端，计时器逻辑电路的输出端连接功率开关管的栅极。

上述的计时器逻辑电路包括一个开通时间计时器和一个关断时间计时器。

本发明的优点是：

1、输出电压和电感电流存在耦合，当负载瞬间加大导致输出电压跌落时，电感电流被迅速提高，具有极快的瞬态响应。

2、由于在DCM模式下对最小开关开通时间进行了钳位，实现了低负载工作下的变频调制，提高了系统效率。

3、系统控制无需整个开关周期对电感电流进行采样也无需对电感电流采样信号进行斜坡补偿，降低了控制装置的设计复杂度。

附图说明

图1是Boost型开关变换器的控制装置的电路原理图；

图2是计时器逻辑电路的电路原理图

图3是Boost型开关变换器的控制方法的模块示意图；

图4是CCM模式下的工作波形图；

图5是DCM模式下的工作波形图；

图6A为电感电流示意图，图6B为输出电压示意图，图6C为第二电压信号V_ip.C和第三电压信号V_in.C的示意图，图6D为负载电流示意图。

具体实施方式

如图1所示，该Boost型开关变换器的控制装置，包括由输入滤波电容1，功率开关管2，功率电感3，续流二极管4和输出滤波电容5组成的Boost型开关变换器，及第一采集电路、第二采集电路、跨导型放大器6、运算电路7、比较器8和计时器逻辑电路9。

输入电压信号经Boost型开关变换器的功率电感3和续流二极管4后输出，输入滤波电容1连接Boost型开关变换器的输入端并接地，输出滤波电容5并联在Boost型开关变换器的输出端并接地，功率开关管2与由续流二极管4和输出滤波电容5组成的支路并联。

第一采集电路包括与功率开关管2串接的电感电流采样电阻10，电感电流采样电阻10一端连接功率开关管2的源极，另一端接地。第一采集电路的输出端即电感电流采样电阻10的输入端连接运算电路7的负相端。

第二采集电路包括由第一分压电阻11和第二分压电阻12串联组成的支路，该支路与Boost型开关变换器的输出滤波电容5并联。其中第一分压电阻11连接输出滤波电容5的输入端，第二分压电阻12接地，第二采集电路的输出端设置在第一分压电阻11与第二分压电阻12之间。在第一分压电阻11上还并联有电容13，该电容13使得第二采集电路的输出支路是低阻通路，在输出电压发生瞬态时能全部耦合到第二采集电路的输出端。

跨导型放大器6正相端连接基准电压，负相端连接第二采集电路的输出端。该跨导型放大器6将第二采集电路采集的电压与基准电压相比，输出误差放大信号。

运算电路7的正相端连接跨导型放大器6的输出端，运算电路7的负相端连接第一采集电路。该运算电路7将误差放大信号与第一电压信号相减，并输出第三电压信号。运算电路7的正相端还通过电容14接地。

比较器8的负相端连接运算电路7的输出端，比较器8的正相端连接第二采集电路的输出端。该比较器8将第三电压信号与第二电压信号相比较，并输出逻辑控制信号。

计时器逻辑电路9的输入端连接比较器8的输出端，计时器逻辑电路9的输出端连接功率开关管2的栅极。当第二电压信号高于第三电压信号，比较器8输出高电平，计时器逻辑电路9向功率开关管2发送截止驱动信号；当第二电压信号低于第三电压信号，比较器8输出低电平，计时器逻辑电路9向功率开关管2发送导通驱动信号。

如图2所示的计时器逻辑电路，包括一个开通时间计时器16、一个关断时间计时器17、一个RS触发器18、一个非门19和两个四输入或门20、21。

开通时间计时器16包括RS触发器23、比较器24、场效应管25、电压源26、电流源27和电容28。计时器逻辑电路9的输入端22接收逻辑控制信号，并通过四输入或门20连接RS触发器23。RS触发器23的Q端连接场效应管25。当RS触发器23的Q端输出低电平时，场效应管25截止，计时开始。电流源27对电容28充电，直到电容28的电压达到电压源26的阀值电压。选取合适的电压源26、电流源27和电容28，便可得到相应的开通时间。

关断时间计时器17的电路结构与开通时间计时器16相同，包括RS触发器29、比较器30、场效应管31、电压源32、电流源33和电容34。

计时器逻辑电路的输入端22接收逻辑控制信号，然后通过一支路将逻辑控制信号发送到四输入或门20，通过另一支路中的非门19发送到四输入或门21。输出端35向功率开关管2发送驱动信号。

RS触发器18、23、29和其他的门电路组成异步组合逻辑，用于实现图3所示控制方法的切换。

本发明的Boost型开关变换器的控制方法包括以下步骤：

(1)对开关变换器的输入电流采样，输出相应的第一电压信号；

(2)对开关变换器的输出电压采样，输出相应的第二电压信号；

(3)将采样取得第二电压信号与基准电压信号相减放大，得到误差放大信号；

(4)将上述的误差放大信号与开关变换器的第一电压信号相减，得到第三电压信号；

(5)将第三电压信号与开关变换器的第二电压信号比较，得到逻辑控制信号；

(6)将逻辑控制信号转换为功率开关管2的驱动信号，并发送到功率开关管2：

当功率开关管2接受一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号后，若逻辑控制信号为低电平，则向功率开关管2发送一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号；若逻辑控制信号为高电平，则继续向功率开关管2发送截止驱动信号，直到逻辑控制信号为低电平时，向功率开关管2发送一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号；

当功率开关管2接受一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号后，若逻辑控制信号为高电平，向功率开关管2发送一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号；若逻辑控制信号为低电平，则继续向功率开关管2发送导通驱动信号，直到逻辑控制信号为高电平时，向功率开关管2发送一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号。

上述的逻辑控制信号与驱动信号还可以是对称的形式，即逻辑控制信号为低电平时对应截止驱动信号，逻辑控制信号为高电平时对应导通驱动信号。

在电感电流连续模式下，上述的固定持续时间T_OFF、T_ON为：

T_ON＝T_S×(V_COUT-V_CIN)/V_COUT，

T_OFF＝T_S×(V_CIN/V_COUT)

其中T_S是假设CCM模式下，boost电路工作在固定的频率下的开关周期，V_CIN和V_COUT是实时的开关变换器输入输出电压值，T_ON和T_OFF分别通过计时器逻辑电路中的开通时间计时器16和关断时间计时器17控制。

在启动的时候，因为T_ON的定义式中人(V_COUT-V_CIN)项，可能会由于电压V_COUT低于电压V_CIN造成电路死锁，开关一直停留在关断状态，所以为了保证电路的正常启动，设置有一个起动时间T_{ON_min}。

将关断时间T_OFF设计成和输入电压成正比，和输出电压成反比，以实现CCM模式下的固定频率工作，可以有效控制CCM模式下的输出电压纹波量，使开关频率能够恒定，也就是不随输入电压或者输出电压的变化而变化。其中，

通过选取合适的电压源26、电流源27电容28，使关断时间计时器16的关断时间满足上述的T_ON。

通过选取合适的电压源32、电流源33和电容34，使关断时间计时器17的关断时间满足上述的T_OFF。

在电感电流断续模式下，最小开关开通时间得到钳位。

T_ON’＝k×T_ON

k必须小于1，因为钳位时间T_ON’不能大于T_ON否则电路会出现次谐波振荡。一般可以考虑取k＝0.8。

对开通时间T_ON’钳位的目的主要是为了在负载减小，电路进入DCM时实现PFM(频率调制)工作。所以这个钳位时间不能大于CCM模式固定频率下的理论开通时间T_ON。

综上，固定关断时间T_OFF的选取是为了实现CCM模式下的电路固定频率工作。开通时间钳位是为了实现DCM下的脉冲频率调制(PFM)，以提高系统效率，同时为了避免在CCM下出现次谐波振荡，开通时间的钳位设置为T_ON＝k×T_ON’。其中T_ON’是理论上CCM下和先行确定的T_OFF对应的开关开通时间，k是小于1的常数。

上述步骤(6)如图3的模块示意图所示。功率开关管2接受一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号时，为固定关断时间。功率开关管2接受一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号时，为固定开通时间。固定关断时间结束，等待转入固定开通时间期间，为关断时间调制。固定开通时间结束，等待转入固定关断时间期间，为开通时间调制。

如图4所示的CCM模式工作波形图：

1)在t1到t2时刻，计时器逻辑电路9内部开通计时器进行T_ON的计时，功率开关管2被导通，状态为“固定开通时间”

2)在t2时刻，计时器逻辑电路9内部T_ON计时结束，但是逻辑控制信号V_O.C输出为0，进入“开通时间调制”状态。

3)从t2到t3，逻辑控制信号V_O.C＝0，系统保持在“开通时间调制”状态。

4)在t3时刻，第三电压信号V_in.C小于第二电压信号V_ip.C，逻辑控制信号V_O.C输出高电平，功率开关管2被关断，系统进入“固定关断时间”状态。

5)从t3到t4，计时器逻辑电路9内部关断时间计时器进行T_OFF计时，功率管开关管截止，系统保持在“固定关断时间”状态。

6)在t4时刻，计时器逻辑电路9内部关断计时器计时结束，由于逻辑控制信号V_O.C＝0，系统跳过“关断时间调制”状态，直接进入“固定开通时间”状态。

如图5所示的DCM模式工作波形图：

1)在t1到t2时刻，计时器逻辑电路9内部的开通计时器进行T_ON的计时，功率开关管2被导通，状态为“固定开通时间”

2)在t2时刻，计时器逻辑电路9内部的T_ON计时器计时结束，但是逻辑控制信号V_O.C输出为高电平，系统跳过“开通时间调制”状态，直接进入“固定关断时间”状态。计时器逻辑电路9内部的关断计时器开始计时。

3)从t2到t3，T_OFF计时中，系统保持在“固定关断时间”状态。

4)在t3时刻，计时器逻辑电路9内部的关断计时器计时结束，由于逻辑控制信号V_O.C＝1，系统进入“关断时间调制”状态。

5)从t3到t4，由于逻辑控制信号V_O.C＝1，系统保持在“关断时间调制”状态。

6)在t4时刻，第二电压信号V_ip.C跌落到低于第三电压信号V_in.C，逻辑控制信号V_O.C输出低电平，系统重新进入“固定开通时间”状态。

本发明的长压型开关变换器的控制装置及控制方法具有较高的转换效率及较好的系统瞬态响应和控制精度，图6A为电感电流示意图，图6B为输出电压示意图，图6C为第二电压信号V_ip.C和第三电压信号V_in.C的示意图，图6D为负载电流示意图：

1)在时间轴1ms以前，开关变换器的电路工作在轻负载情况下，从电感电流频率可以看出，电路工作在PFM模式下。此时系统由于降低了开关损耗，保持了较高的效率。

2)在1ms处，负载15电流从15mA升高到300mA，由于瞬间电感电流不足以平衡负载15电流，输出滤波电容5开始对负载15进行放电导致输出电压减小。输出电压的减小直接反映到第二电压信号V_ip.C上，在第三个坐标轴a点附近可以看到，由于第二电压信号V_ip.C的下降，增加了“开通时间调制”状态持续的时间，使系统快速给电感进行充电。这可以由第一个坐标轴中电感电流波形可以看出。

3)迅速升高的电感电流阻止了输出电压的进一步下降，随后输出电压通过跨导型放大器6的调节恢复到设定值。

Claims (6)

1.一种Boost型开关变换器的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

(1)对开关变换器的输入电流采样，输出相应的第一电压信号；

(2)对开关变换器的输出电压采样，输出相应的第二电压信号；

(3)将采样取得第二电压信号与基准电压信号相减放大，得到误差放大信号；

(4)将上述的误差放大信号与开关变换器的第一电压信号相减，得到第三电压信号；

(5)将第三电压信号与开关变换器的第二电压信号比较，得到逻辑控制信号；

(6)将逻辑控制信号转换为开关变换器的功率开关管的驱动信号，并发送到功率开关管：

当功率开关管接受一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号后，若逻辑控制信号为低电平，则向功率开关管发送一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号；若逻辑控制信号为高电平，则继续向功率开关管发送截止驱动信号，直到逻辑控制信号为低电平时，向功率开关管发送一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号；

当功率开关管接受一个固定持续时间为T_ON的导通驱动信号后，若逻辑控制信号为高电平，向功率开关管发送一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号；若逻辑控制信号为低电平，则继续向功率开关管发送导通驱动信号，直到逻辑控制信号为高电平时，向功率开关管发送一个固定持续时间为T_OFF的截止驱动信号。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：在电感电流连续模式下，所述的固定持续时间T_ON、T_OFF为：

T_ON＝T_S×(V_COUT-V_CIN)/V_COUT，

T_OFF＝T_S×(V_CIN/V_COUT)

其中T_S是假设CCM模式下，boost电路工作在固定的频率下的开关周期，V_CIN和V_COUT是实时的开关变换器输入电压值和输出电压值，在电路启动时，开通时间设置为一个能保证电路能正常启动的最小开通时间T_{ON_min}。

3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：在电感电流断续模式下，最小开关开通时间得到钳位，开通时间T_ON’＝k×T_ON，其中k是小于1的系数。

4.一种实现权利要求1-3任一所述控制方法的控制装置，包括由输入滤波电容，功率开关管，功率电感，续流二极管和输出滤波电容组成的Boost型开关变换器，输入电压信号经Boost型开关变换器的功率电感和续流二极管后输出，输入滤波电容连接Boost型开关变换器的输入端并接地，输出滤波电容并联在Boost型开关变换器的输出端并接地，功率开关管与由续流二极管和输出滤波电容组成的支路并联，其特征在于：

还包括一连接功率开关管输出端，用于采集变换器输入电流的第一采集电路，该第一采集电路输出第一电压信号；

一用于采集所述变换器输出电压的第二采集电路，该第二采集电路输出第二电压信号；

一用于第二电压信号与基准电压信号误差放大的跨导型放大器，该跨导型放大器输出误差放大信号；

一将误差放大信号与第一电压信号相减的运算电路，该运算电路输出第三电压信号；

一将第三电压信号与第二电压信号比较的比较器，该比较器输出逻辑控制信号；

一将逻辑控制信号转换为功率开关管栅极驱动信号的计时器逻辑电路。

5.根据权利要求4所述的控制装置，其特征在于：

所述的第一采集电路包括与功率开关管串接的电感电流采样电阻，电感电流采样电阻的输入端连接运算电路的负相端；

所述的第二采集电路包括由第一分压电阻和第二分压电阻串联组成的支路，该支路与所述输出滤波电容并联，在第一分压电阻与第二分压电阻之间设置有输出端；

所述跨导型放大器正相端连接基准电压，负相端连接第二采集电路的输出端；

所述运算电路的正相端连接跨导型放大器的输出端，运算电路的负相端连接第一采集电路；

所述比较器的负相端连接运算电路的输出端，比较器的正相端连接第二采集电路的输出端；

所述计时器逻辑电路的输入端连接比较器的输出端，计时器逻辑电路的输出端连接功率开关管的栅极。

6.根据权利要求5所述的控制装置，其特征在于：所述的计时器逻辑电路包括一个开通时间计时器和一个关断时间计时器。

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