TWI398080B - 功率因數校正控制器及其控制方法與其應用之電源轉換器 - Google Patents

Description

功率因數校正控制器及其控制方法與其應用之電源轉換器

本發明係涉及一種功率因數校正控制器，特別係指一種用以改善輕載效率且降低輕載或空載損耗的臨界導通模式功率因數校正控制器及其控制方法與其應用之電源轉換器。

多數電器產品所需的工作電壓通常為直流電，因此都必須將市電所供應的交流電轉換成為直流電。最常見的方法是利用二極體橋式整流電路與濾波電容來完成，因為其架構簡單且成本低廉，所以被廣泛地使用。但是由於濾波電容和電器本身的阻抗特性，導致輸入電壓及輸入電流間存在著相位差，因而讓功率因數低落，於是就形成電源耗損的現象，而且加重了對供電網路的汙染。為了有效解決此一問題，目前便是在整流電路之後設計功率因數校正電路(Power Factor Correction Circuit)來有效減少無功成分，改善整體電源效率，並減小對供電網路的諧波污染。

利用功率因數校正電路來改善功率因數的電路架構大致有下列幾種，如：升壓式(Boost)、降壓式(Buck)與升降壓式(Buck-Boost)等。並且依據電流控制原理的不同，功率因數校正電路的工作模式更可進一步分為：連續電流模式(CCM)、不連續電流模式(DCM)及臨界導通模式(CRM)等。

而一般來講升壓是進行功率因數校正的核心，因此針對市面上較為普遍使用的升壓式電路架構，請參考第一圖，為習知技術具升壓式功率因數校正電路之電源轉換器的電路示意圖。如圖所示，電源轉換器9包含：一濾波器91、一橋式整流器92及一功率因數校正電路93，並且在此所舉例的習知技術是透過功率因數校正控制器931的設計，讓前級的功率因數校正電路93是工作在臨界導通模式。其中，功率因數校正電路93是透過一功率因數校正控制器931來主動控制電晶體Q的開關，以間接控制電流的波形及輸出電壓Vout，進而輸出電壓Vout再透過後級的一直流/直流轉換器(圖未示)的轉換來供應一負載(圖未示)所需電力。藉此，以有效地消除二極體D反向恢復所引起的損耗，提高電源轉換器9的效率。

然而，在臨界導通模式下，隨著負載的逐漸減小，功率因數校正控制器931控制電晶體Q的開關頻率會隨之增加，進而增加了電源轉換器9的損耗。此外，在交流電壓過零點附近，功率因數校正電路93的輸入電壓Vin也會較小，電晶體Q的開關頻率較高，使得傳輸的能量較少而造成較大的損耗，降低了電源轉換器9的效率。目前為了減小功率因數校正電路93在輕載和空載時的損耗，通常是採用跳頻工作的控制方式來設計。

透過功率因數校正控制器931中的示意電路來大致說明跳頻工作的控制方式。功率因數校正控制器931主要是包含一調節器P1、一比較器P2及一脈波寬度調變電路PWM。其中，調節器P1的輸入端是連接一回饋信號腳位FB，用來接收輸出電壓Vout並調節輸出一控制電壓Vcon，以反應實際負載的大小。而比較器P2則是接收控制電壓Vcon並與一設定電壓Vset進行比較。最後，脈波寬度調變電路PWM依據比較器P2的比較結果及一過零檢測腳位ZCD所偵測的過零偵測信號，以透過驅動信號腳位Drive來輸出驅動信號而控制電晶體Q的工作，藉以達到控制功率因數校正電路93進行跳頻工作的目的。

更具體的說明請再參考第二圖及第二A圖，為習知技術具升壓式功率因數校正電路之電源轉換器的跳頻控制波形圖。其中，第二A圖所描述的是第二圖中A部分的局部放大圖，用來顯示流經電感L之電流(iL)的變化波形。

首先，當負載變輕，此時的輸出電壓Vout會增加，而控制電壓Vcon則隨之下降，並且當控制電壓Vcon小於設定電壓Vset時，功率因數校正控制器931所控制的功率因數校正電路93便會停止工作(off time)，以讓輸出電壓Vout下降。而由於輸出電壓Vout下降會讓控制電壓Vcon增加，於是當控制電壓Vcon大於設定電壓Vset時，功率因數校正控制器931所控制的功率因數校正電路93便會開始工作(on time)，以讓輸出電壓Vout開始增加，而由於輸出電壓Vout增加又會讓控制電壓Vcon下降，以此類推重複地工作，讓臨界導通模式功率因數校正電路93可以採用跳頻工作來有效地減少輕載或空載時的損耗。

但是，隨著對電源輕載效率和空載損耗的要求越來越嚴格，上述跳頻工作的控制方法已經很難滿足各種國際標準的要求，如：Environmental Protection Agency(EPA)、Energy Star等節能的相關標準。並且習知的臨界導通模式功率因數校正電路93在負載較輕時所進行的跳頻工作，會使得輸出電壓Vout出現較大的波動，因而不利於後級直流/直流轉換器輕載效率的優化，也不利於整體輕載效率的改善。

有鑑於此，本發明所要解決的技術問題在於，針對臨界導通模式之功率因數校正電路來進行改良，以依據負載程度的差異來控制功率因數校正電路工作於不同的特定模式，藉以減少電源轉換器在輕載和空載時的損耗，並且提高能量傳輸效率。進而讓輸出電壓具有較小的波動，有利於電源轉換器的後級直流/直流轉換器輕載效率的優化。

為了解決上述問題，根據本發明所提出之一方案，提供一種功率因數校正控利器，是應用於一電源轉換器中的一臨界導通模式之功率因數校正電路，其包括：一電壓調節單元、一信號產生電路、一第一比較器及一驅動單元。其中，電壓調節單元是接收電源轉換器的一輸出電壓以產生一控制電壓，信號產生電路是用以產生一時脈信號，並且利用預設的一第一臨界值來檢測控制電壓，以依據控制電壓的大小來產生一偏移電壓，第一比較器是比較偏移電壓及電源轉換器的一輸入電壓以產生一觸發信號，而驅動單元則是電性連接電壓調節單元、信號產生電路及第一比較器，並且控制功率因數校正電路的一電晶體。其中，當控制電壓小於第一臨界值時，驅動單元是依據觸發信號及時脈信號來控制電晶體工作在一省電模式。

為了解決上述問題，根據本發明所提出之另一方案，提供一種功率因數校正控制器的控制方法，所述的功率因數校正控制器是應用於一電源轉換器中的一臨界導通模式之功率因數校正電路，而控制方法之步驟包括：首先，轉換電源轉換器的一輸出電壓為一控制電壓。接著，產生一時脈信號，並且利用一第一臨界值來檢測控制電壓，以依據控制電壓的大小來產生一偏移電壓，進而比較偏移電壓及電源轉換器的一輸入電壓，以產生一觸發信號。最後，提供一驅動單元來控制功率因數校正電路的一電晶體，並且當控制電壓小於第一臨界值時，驅動單元依據觸發信號及時脈信號來控制電晶體工作在一省電模式。

為了解決上述問題，根據本發明所提出之再一方案，提供一種電源轉換器，其包括一濾波單元、一整流器、一濾波電容及一功率因數校正電路，並且功率因數校正電路中進一步是具有前述方案中所提到的功率因數校正控制器。藉以透過功率因數校正控制器的控制來使電源轉換器能減少輕載和空載時的損耗，並提高本身能量的傳輸效率。

以上之概述與接下來的詳細說明及附圖，皆是為了能進一步說明本發明為達成預定目的所採取之方式、手段及功效。而有關本發明的其他目的及優點，將在後續的說明及圖式中加以闡述。

本發明是改善臨界導通模式之功率因數校正電路，使其能依據實際負載程度的差異來工作於不同的特定模式，藉以減少電源轉換器在輕載和空載時的損耗，提高電源轉換器的能量傳輸效率。本發明之功率因數校正電路可應用在升壓式、降壓式及升降壓式等電路架構，並無加以限制。而為了方便說明起見，在以下的實施例中，皆是以目前功率因數校正電路在設計上較常使用的升壓式電路架構來做為舉例說明。

首先，針對電路架構的設計來進行說明，請參考第三圖，為本發明具升壓式功率因數校正電路之電源轉換器的實施例方塊圖。如圖所示，本實施例之電源轉換器1包含：一濾波單元11、一整流器12、一功率因數校正電路13及一濾波電容Cin。其中，濾波單元11是電性連接一交流電源AC，用來濾除交流電源AC的一交流電壓中的高頻雜訊。整流器12是電性連接濾波單元11，用來整流該交流電壓，以產生一輸入電壓Vin。而濾波電容Cin是並聯連接整流器12，用來進一步濾除輸入電壓Vin的雜訊。

功率因數校正電路13是設計為臨界導通模式，其包含：一電感L、一電晶體Q、一二極體D、一輸出電容Cout及一功率因數校正控制器130。而所屬技術領域中具有通常知識者可以了解其中電感L、電晶體Q、二極體D及輸出電容Cout所架構成的升壓式電路的運作原理，在此就不再贅述。

而為了詳細說明功率因數校正控制器130的設計，請再一併參考第四圖，為本發明功率因數校正控制器的第一實施例電路示意圖。功率因數校正控制器130進一步包括：一取樣電路1300、一電壓調節單元1301、一信號產生電路1302、一第一比較器1303(COMP1)及一驅動單元1304。其中，設計取樣電路1300電性連接於整流器12，是為了符合第一比較器1303的輸入規格需求，以用來接收屬於正弦波的輸入電壓Vin，並將輸入電壓Vin調整為一特定準位的輸入電壓Vin’之後，再提供給第一比較器1303。如第四圖中所示，取樣電路1300可例如是設計為 一分壓電路的架構。

電壓調節單元1301如第四圖所示是例如包含一誤差放大器EA。其中，誤差放大器EA的一反相輸入端是電性連接電源轉換器1的一輸出端，用來接收一輸出電壓Vout，而誤差放大器EA的一同相輸入端則是設定一參考電壓Vref，使誤差放大器EA得以依據參考電壓Vref來放大輸出電壓Vout，以產生一後續用來參考比較用的控制電壓Vcon。補充說明的是，電源轉換器1輸出端所連接的負載(圖未示)越大，輸出電壓Vout會下降，於是控制電壓Vcon會增加；而當負載變輕，輸出電壓Vout就會增加，於是控制電壓Vcon就會下降。換句話說，控制電壓Vcon是與負載的大小成正比。

信號產生電路1302是電性連接電壓調節單元1301，並且在本實施例中，信號產生電路1302在針對電壓值檢測的部分是預設一第一臨界值Vth1及一第二臨界值Vth2，其中第二臨界值Vth2是大於第一臨界值Vth1，藉以利用第一臨界值Vth1及第二臨界值Vth2來檢測控制電壓Vcon，進而依據控制電壓Vcon的大小來產生一時脈信號CLK及一偏移電壓Vbias。

更具體來講，如第四圖所示，信號產生電路1302進一步包括一開關電路13021、一時脈產生電路13022及一偏壓運算電路13023。其中，開關電路13021在電路架構上是例如由一第一開關S1及一第二比較器COMP2所組成。第一開關S1的一端是電性連接電壓調節單元1301中的誤差放大器EA的一輸出端。第二比較器COMP2的一同相輸入端是設定該第二臨界值Vth2，而第二比較器 COMP2的一反相輸入端則是電性連接誤差放大器EA的輸出端，如此讓第二比較器COMP2依據第二臨界值Vth2及控制電壓Vcon的比較結果來控制第一開關11的導通或不導通。其中，當控制電壓Vcon大於等於第二臨界值Vth2時，第二比較器COMP2是控制第一開關S1不導通，而當控制電壓Vcon小於第二臨界值Vth2時，第二比較器COMP2是控制第一開關S1導通。

時脈產生電路13022在實際設計上可例如是一壓控震盪器(VCO)，而如第四圖所示，其電路架構上是包含一第一電流源I1、一第二電流源I2、一第二開關S2、一電容C及一第三比較器COMP3。其中，第一電流源I1是設計為可控電流源，並且第一電流源I1的一控制端是電性連接第一開關S1的另一端，而與誤差放大器EA是形成連接在第一開關S1的不同端，以在第一開關S1導通時，得以依據控制電壓Vcon的大小來正比調整電流的輸出。第二電流源I2是串聯連接第一電流源I1。並且在設計上，第二電流源I2的電流是設計為第一電流源I1的電流的兩倍。

第二開關S2的一端是串聯連接於第二電流源I2，而第二開關S2的另一端是接地。電容C的一端是電性連接第一電流源I1及第二電流源I2的連接點，並且另一端是接地，如此藉由電容C的充電及放電來形成震盪效應而產生一震盪電壓。第三比較器COMP3則是進一步依據震盪電壓來產生該時脈信號CLK。進一步說明的是，第三比較器COMP3的一同相輸入端是電性連接第一電流源I1、第二電流源I2及電容C之間的連接點，而第三比較 器COMP3的一反相輸入端則是設定為一高、低臨界值H、L。藉此，第三比較器COMP3在比較震盪電壓到達該高臨界值H時，便控制第二開關S2導通，使電容C此時得以透過第二電流源I2及第二開關S2來進行放電；而第三比較器COMP3在比較震盪電壓到達低臨界值L時，則控制第二開關S2不導通，使電容C是透過第一電流源I1來進行充電。

從上述的時脈產生電路13022架構來看，震盪電壓及時脈信號CLK的頻率是與受控於控制電壓Vcon的第一電流源I1之電流成正比。因此，時脈信號CLK的頻率亦是與負載的大小成正比。

再者，偏壓運算電路13023在電路架構上是包含一計算器U1、一放大電路U2及一限幅電路U3。其中，計算器U1的一負端是電性連接誤差放大器EA的輸出端，而計算器U1的一正端則是用來設定該第一臨界值Vth1，使得計算器U1是計算第一臨界值Vth1與控制電壓Vcon之間的壓差而產生一差值電壓。

放大電路U2是電性連接計算器U1，主要是依據實際設計上的需求而用來將該差值電壓放大一特定倍數，以符合後續比較運算之所需，在此並無加以限制該特定倍數的數值。

限幅電路U3是電性連接放大電路U2，用來避免出現負電壓。換句話說，當計算器U1所計算出的差值電壓為負電壓時，限幅電路U3便會將該差值電壓限制為零伏特電壓。在實際運作上，當控制電壓Vcon小於第一臨界值Vth1時，差值電壓為正數，於是限幅電路U3是依據 放大後的差值電壓來產生該偏移電壓Vbias，而在此狀態下，偏移電壓Vbias是與負載的大小成反比；而當控制電壓Vcon大於第一臨界值Vth1時，差值電壓為負數，於是限幅電路U3便會進行限幅，以產生一零電壓。

接下來，在功率因數校正控制器130的第一比較器1303方面。第一比較器1303的一同相輸入端是電性連接取樣電路1300，以接收特定準位的輸入電壓Vin’；而第一比較器1303的一反相輸入端是電性連接限幅電路U3，以接收偏移電壓Vbias。藉此，第一比較器1303便是比較偏移電壓Vbias及輸入電壓Vin’來產生一觸發信號T。在實際設計上，當輸入電壓Vin’大於偏移電壓Vbias時，第一比較器1303是輸出一致能觸發信號(如邏輯的高電位信號)；當輸入電壓Vin’小於等於偏移電壓Vbias時，第一比較器1303便是輸出一禁能觸發信號(如邏輯的低電位信號)。

最後，驅動單元1304在實際設計上可例如是設計為一脈波寬度調變(PWM)產生器，其是電性連接電壓調節單元1301、信號產生電路1302及第一比較器1303，並且依據觸發信號T來決定是否進行運作。當驅動單元1304在運作時，便是依據負載的實際大小來輸出一驅動信號Drive，以控制電晶體Q在不同特定模式下的工作狀態及開關頻率。

請再一併參考第五圖，為本發明功率因數校正電路的工作模式對應負載及開關頻率的第一實施例對應示意圖。藉以說明功率因數校正電路13在前述功率因數校正控制器130的架構設計下所進行的控制運作。

首先，當負載較重時，控制電壓Vcon大於等於第二臨界值Vth2時(Vcon≧Vth2)，第一開關S1是不導通，於是時脈產生電路13022便是依據第一電流源I1及第二電流源I2的運作來產生時脈信號CLK。而此時的控制電壓Vcon便是代表電晶體Q的導通時間，負載越大，控制電壓Vcon就越大。另一方面，在偏壓運算電路13023方面，由於此時的控制電壓Vcon是大於第二臨界值Vth2，因此會產生零電壓的偏移電壓Vbias，使得輸入電壓Vin’必定會大於零電壓的偏移電壓Vbias，於是第一比較器1303是輸出致能觸發信號。因此，驅動單元1304便是依據致能觸發信號來致能運作，並且依據控制電壓Vcon、時脈信號CLK及過零檢測信號ZCD來控制電晶體Q工作在一臨界導通模式(CRM)。其中，所屬技術領域具有通常知識者應可了解，有關在臨界導通模式下的相關運作，以及過零檢測信號ZCD是用來判斷電感L電流降到零的時間，確定電晶體Q的關閉時間，在此就不加以贅述。

接著，隨著負載的減小，電晶體Q的開關頻率會逐漸增加。當進入輕載狀態後，即控制電壓Vcon小於第二臨界值Vth2時，第一開關S1是導通，於是時脈產生電路13022是依據控制電壓Vcon來控制產生時脈信號CLK，此時由於時脈信號CLK的頻率與控制電壓Vcon成正比，因此控制電壓Vcon越小(負載越輕)，則時脈信號CLK的頻率就越低。另外，假設此時的控制電壓Vcon仍是大於第一臨界值Vth1(Vth1≦Vcon<Vth2)，則偏壓運算電路13023就仍是產生零電壓的偏移電壓Vbias，使得輸入電壓Vin’勢必還是大於零電壓的偏移電壓Vbias， 於是第一比較器1303仍是輸出致能觸發信號。因此，驅動單元1304便是依據致能觸發信號來致能運作，並且依據控制電壓Vcon、時脈信號CLK及過零檢測信號ZCD來控制電晶體Q工作在一不連續導通模式(DCM)，並降低電晶體Q的開關頻率。如此一來，隨著負載的減小(控制電壓Vcon減小)，電晶體Q的開關頻率也就隨之降低，進而減少開關損耗，而改善電源轉換器1的輕載效率。

當負載繼續減小，使控制電壓Vcon小於第一臨界值Vth1時(Vcon<Vth1)，本實施例即是設計進入一省電模式(Standby)。此時第一開關S1仍是導通，而時脈產生電路13022便是受控於控制電壓Vcon而固定輸出最低頻率的時脈信號CLK。另外，在偏壓運算電路13023方面，偏移電壓Vbias此時就會大於零電壓。於是第一比較器1303就必須實際比較偏移電壓Vbias與輸入電壓Vin’之間的壓差，當輸入電壓Vin’大於偏移電壓Vbias時，便輸出致能觸發信號，使驅動單元1304依據致能觸發信號來致能運作，並且依據時脈信號CLK來控制電晶體Q的開關頻率；當輸入電壓Vin’小於等於偏移電壓Vbias時，便輸出禁能觸發信號，使驅動單元1304依據禁能觸發信號而停止運作。如此一來，負載越小(控制電壓Vcon越小)，則偏移電壓Vbias就越高，使得電晶體Q的工作時間就越短，並且只在輸入電壓Vin’較高的區域工作。從而可以進一步減小損耗，提高能量轉換效率。

承上所述，第一實施例所設計的功率因數校正控制器130便是依據實際負載的變化來控制控制功率因數校正電路13工作於臨界導通模式、不連續模式及省電模式。

此外，請再參考第六圖，為本發明功率因數校正控制器的第二實施例電路示意圖。本實施例與第一實施例的不同點在於，本實施例所設計的功率因數校正控制器130’是依據負載的變化而控制功率因數校正電路13工作於臨界導通模式及省電模式。

在電路設計上的差異點則是在於信號產生電路1302’中的開關電路13021’，其餘則大致相同。如第六圖所示，本實施例的開關電路13021’雖同樣是由第一開關S1及第二比較器COMP2所組成。但是，第一開關S1的一端是設定為一基準電壓值Vmin。第二比較器Amp2的一同相輸入端則是設定為第一臨界值Vth1，而第二比較器COMP2的一反相輸入端則是電性連接誤差放大器EA的輸出端，如此讓第二比較器COMP2是依據第一臨界值Vth1及控制電壓Vcon的比較結果來控制第一開關S1的導通或不導通。其中，當控制電壓Vcon大於等於第一臨界值Vth1時，第二比較器COMP2是控制第一開關S1不導通，而當控制電壓Vcon小於第一臨界值Vth1時，第二比較器COMP2是控制第一開關S1導通。

而在時脈產生電路13022的部分，由於第一電流源I1的控制端是電性連接第一開關S1的另一端，因此在第一開關S1導通時，便得以直接依據基準電壓值Vmin來調整電流的輸出。藉以讓時脈產生電路13022能在第一開關S1導通時，依據基準電壓值Vmin來產生時脈信號CLK。

同樣再請一併參考第七圖，為本發明功率因數校正電路的工作模式對應負載及開關頻率的第二實施例對應 示意圖。藉以說明功率因數校正電路13在前述功率因數校正控制器130’的架構設計下所進行的控制運作。

首先，當負載較重時，控制電壓Vcon大於等於第一臨界值Vth1時(Vcon≧Vth1)，第一開關S1是不導通。而在此狀態下，大致與第一實施例所述的控制電壓Vcon大於等於第二臨界值Vth2之狀態相同。因此，驅動單元1304便是依據致能觸發信號來致能運作，並且依據控制電壓Vcon、時脈信號CLK及過零檢測信號ZCD來控制電晶體Q工作在臨界導通模式(CRM)。

接著，隨著負載的減小，電晶體Q的開關頻率會逐漸增加至最大。當負載繼續減小，直到控制電壓Vcon小於第一臨界值Vth1時(Vcon<Vth1)，本實施例即是如同第一實施例所設計的進入省電模式(Standby)。此時第一開關S1是形成導通，而讓時脈產生電路13022能受控於基準電壓值Vmin而固定輸出最低頻率的時脈信號CLK。藉此，使驅動單元1304是依據致能觸發信號來致能運作，並且依據時脈信號CLK來控制電晶體Q的開關頻率。

接下來的流程圖是用來進一步說明本發明功率因數校正控制器的控制運作流程，並且僅就前述用來控制運作於臨界導通模式、不連續導通模式及省電模式的第一實施例之功率因數校正控制器130來加以說明。相信所屬技術領域具有通常知識者針對第二實施例之功率因數校正控制器130’(控制運作於臨界導通模式及省電模式)的控制運作流程是可以據此稍加改變而完成，因而就不再另外進行說明。

請參考第八圖，為本發明功率因數校正控制器的控制方法實施例流程圖。如圖所示，本實施例所提供的控制方法之步驟包括：首先，接收電源轉換器1的一輸出電壓Vout，以轉換為一控制電壓Vcon(S801)。並且再提供一第一臨界值Vth1及一第二臨界值Vth2來檢測控制電壓Vcon，以產生一時脈信號CLK及一偏移電壓Vbias(S803)，其中第二臨界值Vth2是大於第一臨界值Vth1。

接著，判斷控制電壓Vcon是否小於第二臨界值Vth2(S805)。若步驟(S805)的判斷結果為否，表示控制電壓Vcon是大於等於第二臨界值Vth2，此時由於偏移電壓Vbias是會被限幅於零電壓，於是偏移電壓Vbias與輸入電壓Vin’比較之後，必定是會產生一致能觸發信號，因而不會影響驅動單元1304的運作。驅動單元1034即是依據致能觸發信號來致能運作，並且依據控制電壓Vcon、時脈信號CLK及過零檢測信號ZCD來控制電晶體Q工作於臨界導通模式(S807)。

若步驟(S805)的判斷為是，則進一步判斷控制電壓Vcon是否小於第一臨界值Vth1(S809)。若步驟(S809)的判斷結果為否，則表示控制電壓Vcon是小於第二臨界值Vth2且大於等於第一臨界值Vth1，此時由於偏移電壓Vbias仍是會被限幅於零電壓，於是偏移電壓Vbias與輸入電壓Vin’比較之後，仍必定是產生致能觸發信號，因而不影響驅動單元1304的運作。驅動單元1304仍是依據致能觸發信號來致能運作，並且依據控制電壓Vcon、時脈信號CLK及過零檢測信號ZCD來控制電晶體Q工作 於不連續導通模式，並隨著控制電壓Vcon的降低來降低電晶體Q的開關頻率(S811)。

若步驟(S809)的判斷結果為是，則表示控制電壓Vcon是小於第一臨界值Vth1，於是便進入一省電模式(S813)。在省電模式下，由於偏移電壓Vbias會大於零電壓，於是就必須實際進行判斷目前輸入電壓Vin’是否大於偏移電壓Vbias(S815)。若步驟(S815)的判斷結果為是，則產生致能觸發信號來致能驅動單元1304進行運作，以讓驅動單元1304依據時脈信號CLK來控制電晶體Q的開關頻率(S817)。反之，若步驟(S815)的判斷結果為否，則產生禁能觸發信號來停止驅動單元1304運作(S819)。

最後，請再參考第九圖，為本發明功率因數校正電路在省電模式下的實施例波形圖。如圖所示，在輸入電壓Vin’大於偏移電壓Vbias的區間，觸發信號T為致能觸發信號(高電位信號)，此時電晶體Q受驅動單元1304所輸出的驅動信號Drive控制而工作在最小的開關頻率；在輸入電壓Vin’小於偏移電壓Vbias的區間，觸發信號T為禁能觸發信號(低電位信號)，此時驅動單元1304是停止運作，讓電晶體Q也隨之停止工作。此外，在負載越輕時，控制電壓Vcon越小，偏移電壓Vbias越高，於是電晶體Q工作的時間也就越短。藉以達到減小損耗的目的。

綜上所述，本發明透過功率因數校正控制器的設計，以能針對實際負載的狀態來控制功率因數校正電路工作在不同的模式。尤其在極輕載或空載時，設計進入省電模式，以讓功率因數校正電路只在輸入電壓瞬時值較高時 工作，而在過零點附近不工作，從而提高電源轉換器的能量傳輸效率，減小輕載和空載損耗。同時，還能保證輸出電壓具有較小的波動，有利於電源轉換器的後級直流/直流轉換器輕載效率的優化。

惟，以上所述，僅為本發明的具體實施例之詳細說明及圖式而已，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案所界定之專利範圍。

[習知技術]

9‧‧‧電源轉換器

91‧‧‧濾波器

92‧‧‧橋式整流器

93‧‧‧功率因數校正電路

931‧‧‧功率因數校正控制器

D‧‧‧二極體

Drive‧‧‧驅動信號腳位

FB‧‧‧回饋信號腳位

P1‧‧‧調節器

P2‧‧‧比較器

PWM‧‧‧脈波寬度調變電路

Q‧‧‧電晶體

Vcon‧‧‧控制電壓

Vin‧‧‧輸入電壓

Vout‧‧‧輸出電壓

Vset‧‧‧設定電壓

ZCD‧‧‧過零檢測腳位

[本發明]

1‧‧‧電源轉換器

11‧‧‧濾波單元

12‧‧‧整流器

13‧‧‧功率因數校正電路

130，130’‧‧‧功率因數校正控制器

1300‧‧‧取樣電路

1301‧‧‧電壓調節單元

1302，1302’‧‧‧信號產生電路

13021，13021’‧‧‧開關電路

13022‧‧‧時脈產生電路

13023‧‧‧偏壓運算電路

1303‧‧‧第一比較器

1304‧‧‧驅動單元

AC‧‧‧交流電源

COMP2‧‧‧第二比較器

COMP3‧‧‧第三比較器

Cin‧‧‧濾波電容

Cout‧‧‧輸出電容

CLK‧‧‧時脈信號

D‧‧‧二極體

Drive‧‧‧驅動信號

EA‧‧‧誤差放大器

H‧‧‧高臨界值

L‧‧‧低臨界值

I1‧‧‧第一電流源

I2‧‧‧第二電流源

L‧‧‧電感

Q‧‧‧電晶體

S1‧‧‧第一開關

S2‧‧‧第二開關

T‧‧‧觸發信號

U1‧‧‧計算器

U2‧‧‧放大電路

U3‧‧‧限幅電路

Vbias‧‧‧偏移電壓

Vcon‧‧‧控制電壓

Vin，Vin’‧‧‧輸入電壓

Vmin‧‧‧基準電壓值

Vout‧‧‧輸出電壓

Vref‧‧‧參考電壓

Vth1‧‧‧第一臨界值

Vth2‧‧‧第二臨界值

ZCD‧‧‧過零檢測信號

S801至S819‧‧‧流程圖步驟說明

第一圖係習知技術具升壓式功率因數校正電路之電源轉換器的電路示意圖；第二圖及第二A圖係習知技術具升壓式功率因數校正電路之電源轉換器的跳頻控制波形圖；第三圖係本發明具升壓式功率因數校正電路之電源轉換器的實施例方塊圖；第四圖係本發明功率因數校正控制器的第一實施例電路示意圖；第五圖係本發明功率因數校正電路的工作模式對應負載及開關頻率的第一實施例對應示意圖；第六圖係本發明功率因數校正控制器的第二實施例電路示意圖；第七圖係本發明功率因數校正電路的工作模式對應負載及開關頻率的第二實施例對應示意圖；第八圖係本發明功率因數校正控制器的控制方法實施例流程圖；及第九圖係本發明功率因數校正電路在省電模式下的實施 例波形圖。

1．．．電源轉換器

11．．．濾波單元

12．．．整流器

13．．．功率因數校正電路

130．．．功率因數校正控制器

1300．．．取樣電路

1301．．．電壓調節單元

1302．．．信號產生電路

1303．．．第一比較器

1304．．．驅動單元

AC．．．交流電源

Cin．．．濾波電容

Cout．．．輸出電容

CLK．．．時脈信號

D．．．二極體

Drive．．．驅動信號

L．．．電感

Q．．．電晶體

T．．．觸發信號

Vbias．．．偏移電壓

Vcon．．．控制電壓

Vin，Vin’．．．輸入電壓

Vout．．．輸出電壓

ZCD．．．過零檢測信號

Claims (31)

1. 一種功率因數校正控制器，係應用於一電源轉換器中的一臨界導通模式之功率因數校正電路，包括：一電壓調節單元，係接收該電源轉換器的一輸出電壓，以產生一控制電壓；一信號產生電路，係用以產生一時脈信號，並且利用預設的一第一臨界值來檢測該控制電壓，以依據該控制電壓的大小來產生一偏移電壓；一第一比較器，係比較該偏移電壓及該電源轉換器的一輸入電壓，以產生一觸發信號；及一驅動單元，係電性連接該電壓調節單元、該信號產生電路及該第一比較器，並且控制該功率因數校正電路的一電晶體；其中，當該控制電壓小於該第一臨界值時，該驅動單元係依據該觸發信號及該時脈信號來控制該電晶體工作在一省電模式。
2. 如申請專利範圍第1項所述之功率因數校正控制器，其中該控制電壓係與該電源轉換器所連接的一負載之大小成正比，並且該時脈信號的頻率亦係與該負載之大小成正比。
3. 如申請專利範圍第2項所述之功率因數校正控制器，其中當該第一比較器比較該輸入電壓大於該偏移電壓時，該第一比較器係產生一致能觸發信號，使該驅動單元依據該致能觸發信號而進行運作，而當該第一比較器比較該輸入電壓小於等於該偏移電壓時，該第一比較器係產生一禁能觸發信號，使該驅動單元係依 據該禁能觸發信號而停止運作。
4. 如申請專利範圍第2項所述之功率因數校正控制器，其中該電壓調節單元係包含一誤差放大器，該誤差放大器係依據一參考電壓來放大該輸出電壓，以產生該控制電壓。
5. 如申請專利範圍第2項所述之功率因數校正控制器，其中該信號產生電路進一步包含一偏壓運算電路，該偏壓運算電路包括：一計算器，該計算器的一負端係電性連接該電壓調節單元，以接收該控制電壓，該計算器的一正端係設定該第一臨界值，該計算器係計算該第一臨界值與該控制電壓之差，以產生一差值電壓；一放大電路，係電性連接該計算器，用以將該差值電壓放大一特定倍數；及一限幅電路，係電性連接該放大電路及該第一比較器的一反相輸入端；其中，該限幅電路在該控制電壓小於該第一臨界值時，係依據該放大後的差值電壓來產生該偏移電壓給該第一比較器；該限幅電路在該控制電壓大於該第一臨界值時，係限幅產生一零電壓；藉此，當該控制電壓小於該第一臨界值時，該偏移電壓係與該負載之大小成反比。
6. 如申請專利範圍第5項所述之功率因數校正控制器，進一步包含：一取樣電路，係電性連接該第一比較器的一同相輸入端，並且接收該輸入電壓，以進一步將該輸入電壓 調整為一特定準位的輸入電壓而輸出至該第一比較器。
7. 如申請專利範圍第2項所述之功率因數校正控制器，其中該信號產生電路係依據預設的一基準電壓值來產生該時脈信號。
8. 如申請專利範圍第7項所述之功率因數校正控制器，其中當該控制電壓大於等於該第一臨界值時，該驅動單元係依據該觸發信號、該控制電壓、該時脈信號及一過零檢測信號來控制該電晶體工作在該臨界導通模式。
9. 如申請專利範圍第8項所述之功率因數校正控制器，其中該信號產生電路進一步包含一開關電路，該開關電路包括：一第一開關，該第一開關的一端係設定該基準電壓值；及一第二比較器，該第二比較器的一同相輸入端係設定該第一臨界值，該第二比較器的一反相輸入端係電性連接該電壓調節單元，該第二比較器係比較該第一臨界值及該控制電壓，以控制該第一開關的導通或不導通；其中，當該控制電壓大於等於該第一臨界值時，該第二比較器控制該第一開關不導通，當該控制電壓小於該第一臨界值時，該第二比較器控制該第一開關導通。
10. 如申請專利範圍第9項所述之功率因數校正控制器，其中該信號產生電路進一步包含一時脈產生電路，該 時脈產生電路包括：一第一電流源，係為可控電流源，該第一電流源的一控制端係電性連接該第一開關的另一端，以在該第一開關導通時，依據該基準電壓值來調整電流輸出；一第二電流源，係串聯連接該第一電流源；一第二開關，該第二開關的一端係電性連接該第二電流源，而該第二開關的另一端係接地；一電容，該電容的一端係電性連接該第一電流源及該第二電流源的連接點，而另一端係接地，使該電容係產生一震盪電壓；及一第三比較器，係依據該震盪電壓來產生該時脈信號；其中，該第一電流源的電流、該震盪電壓及該時脈信號的頻率係成正比。
11. 如申請專利範圍第10項所述之功率因數校正控制器，其中該第二電流源的電流係該第一電流源的電流的兩倍。
12. 如申請專利範圍第10項所述之功率因數校正控制器，其中該第三比較器的一同相輸入端係電性連接該第一電流源、該第二電流源及該電容之間的連接點，而該第三比較器的一反相輸入端係設定一高、低臨界值；其中，當該震盪電壓到達該高臨界值時，該第三比較器控制該第二開關導通，使該電容係透過該第二電流源及該第二開關來進行放電，並且在該震盪電壓 到達該低臨界值時，該第三比較器控制該第二開關不導通，使該電容係透過該第一電流源來進行充電。
13. 如申請專利範圍第2項所述之功率因數校正控制器，其中該信號產生電路係進一步預設一第二臨界值，該第二臨界值係大於該第一臨界值，並且利用該第二臨界值來進一步檢測該控制電壓，以依據該控制電壓之大小來產生該時脈信號。
14. 如申請專利範圍第13項所述之功率因數校正控制器，其中當該控制電壓小於該第二臨界值且大於等於該第一臨界值時，該驅動單元係依據該觸發信號、該控制電壓、該時脈信號及一過零檢測信號來控制該電晶體，以降低該電晶體的開關頻率。
15. 如申請專利範圍第14項所述之功率因數校正控制器，其中當該控制電壓大於等於該第二臨界值時，該驅動單元係依據該觸發信號、該控制電壓、該時脈信號及該過零檢測信號來控制該電晶體工作在該臨界導通模式。
16. 如申請專利範圍第13項所述之功率因數校正控制器，其中該信號產生電路進一步包含一開關電路，該開關電路包括：一第一開關，該第一開關的一端係電性連接該電壓調節單元；及一第二比較器，該第二比較器的一同相輸入端係設定該第二臨界值，該第二比較器的一反相輸入端係電性連接該電壓調節單元，該第二比較器係比較該第 二臨界值及該控制電壓，以控制該第一開關的導通或不導通；其中，當該控制電壓大於等於該第二臨界值時，該第二比較器控制該第一開關不導通，當該控制電壓小於該第二臨界值時，該第二比較器控制該第一開關導通。
17. 如申請專利範圍第16項所述之功率因數校正控制器，其中該信號產生電路進一步包含一時脈產生電路，該時脈產生電路包括：一第一電流源，係為可控電流源，該第一電流源的一控制端係電性連接該第一開關的另一端，以在該第一開關導通時，依據該控制電壓的大小來正比調整電流輸出；一第二電流源，係串聯連接該第一電流源；一第二開關，該第二開關的一端係電性連接該第二電流源，而該第二開關的另一端係接地；一電容，該電容的一端係電性連接該第一電流源及該第二電流源的連接點，而另一端係接地，使該電容係產生一震盪電壓；及一第三比較器，係依據該震盪電壓來產生該時脈信號；其中，該第一電流源的電流、該震盪電壓及該時脈信號的頻率係成正比。
18. 如申請專利範圍第17項所述之功率因數校正控制器，其中該第二電流源的電流係該第一電流源的電流的兩倍。
19. 如申請專利範圍第17項所述之功率因數校正控制器，其中該第三比較器的一同相輸入端係電性連接該第一電流源、該第二電流源及該電容之間的連接點，而該第三比較器的一反相輸入端係設定一高、低臨界值；其中，當該震盪電壓到達該高臨界值時，該第三比較器控制該第二開關導通，使該電容係透過該第二電流源及該第二開關來進行放電，並且在該震盪電壓到達該低臨界值時，該第三比較器控制該第二開關不導通，使該電容係透過該第一電流源來進行充電。
20. 一種功率因數校正控制器的控制方法，該功率因數校正控制器係應用於一電源轉換器中的一臨界導通模式之功率因數校正電路，該控制方法之步驟包括：轉換該電源轉換器的一輸出電壓為一控制電壓；產生一時脈信號，並且利用一第一臨界值檢測該控制電壓，以依據該控制電壓的大小來產生一偏移電壓；比較該偏移電壓及該電源轉換器的一輸入電壓，以產生一觸發信號；及提供一驅動單元來控制該功率因數校正電路的一電晶體，並且當該控制電壓小於該第一臨界值時，該驅動單元係依據該觸發信號及該時脈信號來控制該電晶體工作在一省電模式。
21. 如申請專利範圍第20項所述之功率因數校正控制器的控制方法，其中該控制電壓係與該電源轉換器所連 接的一負載之大小成正比，並且該時脈信號的頻率亦係與該負載之大小成正比。
22. 如申請專利範圍第21項所述之功率因數校正控制器的控制方法，其中若該輸入電壓大於該偏移電壓，產生一致能觸發信號來致能該驅動單元的運作；若該輸入電壓小於等於該偏移電壓，產生一禁能觸發信號來停止該驅動單元的運作。
23. 如申請專利範圍第21項所述之功率因數校正控制器的控制方法，其中該時脈信號係依據預設的一基準電壓值來產生。
24. 如申請專利範圍第23項所述之功率因數校正控制器的控制方法，其中當該控制電壓大於等於該第一臨界值時，該驅動單元係依據該觸發信號、該控制電壓、該時脈信號及一過零檢測信號來控制該電晶體工作在該臨界導通模式。
25. 如申請專利範圍第21項所述之功率因數校正控制器的控制方法，進一步包含：利用一第二臨界值來進一步檢測該控制電壓，並依據該控制電壓之大小來產生該時脈信號，其中該第二臨界值係大於該第一臨界值。
26. 如申請專利範圍第25項所述之功率因數校正控制器的控制方法，其中當該控制電壓小於該第二臨界值且大於等於該第一臨界值時，該驅動單元係依據該觸發信號、該控制電壓、該時脈信號及一過零檢測信號來控制該電晶體，以降低該電晶體的開關頻率。
27. 如申請專利範圍第26項所述之功率因數校正控制器的控制方法，其中當該控制電壓大於等於該第二臨界值時，該驅動單元係依據該觸發信號、該控制電壓、該時脈信號及該過零檢測信號來控制該電晶體工作在該臨界導通模式。
28. 一種電源轉換器，具有如申請專利範圍第1項所述之功率因數校正控制器。
29. 如申請專利範圍第28項所述之電源轉換器，進一步包含：一濾波單元，係電性連接一交流電源，用來濾除該交流電源的一交流電壓中的高頻雜訊；一整流器，係電性連接該濾波單元，用來整流該交流電壓，以產生該輸入電壓；及一濾波電容，係與該整流器並聯連接，用來濾除該輸入電壓的雜訊。
30. 如申請專利範圍第28項所述之電源轉換器，其中該控制電壓係與該電源轉換器所連接的一負載之大小成正比，並且該時脈信號的頻率亦係與該負載之大小成正比。
31. 如申請專利範圍第30項所述之電源轉換器，其中當該第一比較器比較該輸入電壓大於該偏移電壓時，該第一比較器係產生一致能觸發信號，使該驅動單元依據該致能觸發信號而進行運作，而當該第一比較器比較該輸入電壓小於等於該偏移電壓時，該第一比較器係產生一禁能觸發信號，使該驅動單元係依據該禁能觸發信號而停止運作。