CN114204794A - 一种单极功率因素校正电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种单极功率因素校正电路，该方案包括反激Flyback单极式PFC电路和功率因素校正控制电路，功率因素校正控制电路的工作模式为工频周期临界连续模式，采集第二滤波电容和采样电阻的电压信号及变压器辅助绕组的电压信号；当功率因素校正控制电路输出低电平给第一开关管时，第一开关管关断；当功率因素校正控制电路输出高电平给第一开关管时，第一开关管导通；功率因素校正控制电路通过引入三角波抖频信号对第二滤波电容的电压信号进行调制，以使得反激Flyback单极式PFC电路的平均输入电流正比于整流桥后的馒头波电压。本申请能够使得变压器原边电流峰值受控为正弦波，且输入平均电流也是正弦波，满足电流谐波标准。

Description

一种单极功率因素校正电路
技术领域
本发明涉及电路技术领域，具体涉及一种单极功率因素校正电路。
背景技术
目前，电气设备的大量使用给电网造成了很严重的谐波污染，因此必须引入PFC(功率因素校正)电路来降低电网中的谐波污染。而为了满足电流谐波的要求，需要增加主动式PFC。如图1所示，在中小功率应用场合，反激Flyback单极式PFC电路简单，元器件少，成本低，被广泛采用。现有的单极式PFC控制电路存在的问题是，采用临界导通模式(critical－第二滤波电容Conduction mode，CRM)控制的PFC，变压器原边电流峰值受控为正弦波，但输入平均电流非正弦，不能很好地满足IEC61000-3-2的对电流谐波的强制要求。
综上，亟待一种使得变压器原边电流峰值受控为正弦波，且输入平均电流也是正弦波，不随输入电压变化的单极功率因素校正电路，从而满足IEC61000-3-2的对电流谐波的强制要求。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术中存在的上述问题，提供了一种单极功率因素校正电路。
为了实现上述发明目的，本发明采用了以下技术方案：一种单极功率因素校正电路包括反激Flyback单极式PFC电路和功率因素校正控制电路，所述反激Flyback单极式PFC电路包括输入侧电网、整流桥、第一滤波电容、第二滤波电容、变压器、二极管、第一开关管及采样电阻，其特征在于，所述功率因素校正控制电路的工作模式为工频周期临界连续模式，且该功率因素校正控制电路分别采集所述第二滤波电容和所述采样电阻的电压信号以及所述变压器的辅助绕组的电压信号；所述功率因素校正控制电路输出控制信号给所述第一开关管；当所述功率因素校正控制电路输出低电平给所述第一开关管时，所述第一开关管关断；当所述功率因素校正控制电路输出高电平给所述第一开关管时，所述第一开关管导通；
所述功率因素校正控制电路通过引入三角波抖频信号对所述第二滤波电容的电压信号进行调制，以使得所述反激Flyback单极式PFC电路的平均输入电流正比于所述整流桥后的馒头波电压。
工作原理及有益效果：1、与现有技术相比，本申请的电路工作在工频周期临界连续模式，因此通过引入三角波抖频信号，不仅可以使得最终的平均输入电流保持为正弦，即反激Flyback单极式PFC电路的平均输入电流正比于所述整流桥后的馒头波电压，也能够显著改善电磁干扰的问题，正是因为输入平均电流和变压器原边电流的峰值都是正弦的，因此通过功率因素校正控制电路的控制，在不影响输入电流谐波的前提下，可以很容易满足IEC61000-3-2的对电流谐波的强制要求。
进一步地，所述功率因素校正控制电路包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、运算放大器、第一电容、第二电容、或门、加法器、恒流源、第二开关管、RS触发器及关断时间控制电路，所述运算放大器的负极端输入所述第二滤波电容的电压信号，所述运算放大器的负极端输入基准电压，所述运算放大器的输出端与所述加法器的输入端连接，所述运算放大器的负极端和所述的输出端之间串联有第二电容；所述加法器将所述运算放大器的输出端的电压信号与三角波调制信号求和输出给所述第一比较器的反相端；所述第一比较器的同相端电连接所述第一电容，所述第一比较器的输出端连接所述或门的输入端；所述第一电容与所述第二开关管并联，所述恒流源与所述第一电容并联；所述或门的输入端还连接所述第二比较器的输出端，所述或门的输出端连接所述RS触发器的R端；所述RS触发器的S端连接所述关断时间控制电路，该RS触发器的G端连接所述第一开关管的驱动端，该RS触发器的
Figure BDA0003404500780000031
端连接所述第二开关管的驱动端；所述关断时间控制电路的输入端分别连接所述加法器、所述运算放大器、所述第三比较器及所述或门的输出端，用于控制所述RS触发器。
进一步地，所述运算放大器采用负反馈控制。
进一步地，当所述RS触发器的G端输出低电平GON信号驱动所述第一开关管关断时，所述RS触发器的
Figure BDA0003404500780000032
端输出高电平，所述第二开关管导通，该第一电容的电压为0；当所述RS触发器的G端输出高电平GON信号驱动所述第一开关管导通时，所述RS触发器的
Figure BDA0003404500780000033
端输出低电平，所述第二开关管关断，所述第一电容的电流给第一电容线性充电，以使得所述第一电容的电压线性上升，直至该电压上升至所述加法器的输出电压，所述第一比较器输出高电平。
进一步地，所述第二比较器的反相端输入参考电压，同相端输入所述采样电阻的电压信号；当所述采样电阻的信号电压上升至参考电压时，所述第二比较器输出高电平，触发过流保护。
进一步地，当所述第一比较器或所述第二比较器输出为高电平时，所述或门输出RST高电平复位所述RS触发器，以使得所述RS触发器的G端输出低电平，
Figure BDA0003404500780000034
端输出高电平；当所述关断时间控制电路输出高电平时，所述RS触发器输出置高，该RS触发器的G端输出高电平，
Figure BDA0003404500780000035
端输出低电平。
进一步地，所述第三比较器的同相端接地，反相端输入所述变压器的辅助绕组的电压信号，当变压器的辅助绕组的电压小于0时，所述第三比较器输出高电平给所述关断时间控制电路。
进一步地，当所述第二滤波电容的电压低于所述运算放大器的负极端输入基准电压时，所述运算放大器的输出端电压增大，增大所述加法器的输出电压，增大所述第一电容的输入基准电压，增大所述第一开关管的导通时间，从而增大第二滤波电容的电压；当所述第二滤波电容的电压低于所述运算放大器的负极端输入基准电压时，所述运算放大器的输出端电压减小，减小所述加法器的输出电压，减小所述第一电容的输入基准电压，减小所述第一开关管的导通时间，从而减小第二滤波电容的电压。
进一步地，所述关断时间控制电路包括依次连接的计时器、最大值保持器、乘法器、除法器及定时器；所述计时器的R端连接所述第三比较器的输出端，S端连接所述或门的输出端；所述乘法器的输入端连接所述加法器的输出端；所述除法器的输入端连接所述运算放大器的输出端；所述定时器的S端连接所述或门的输出端，所述定时器的输出端连接所述RS触发器的S端。
进一步地，当所述或门的输出端输出RST信号为高时，所述第一开关管关断，所述二极管续流导通，所述计时器开始计时；当所述第三比较器输出高电平时，所述二极管续流导通结束，所述计时器停止计时；在此期间，所述最大值保持器记录所述二极管续流时间的最大值，所述乘法器将该最大值乘以所述加法器的输出信号，所述除法器将所述乘法器所得乘积除以所述运算放大器的输出信号得到的值作为所述定时器的输入信号，以保持输出平均电流保持不变。
附图说明
图1是现有技术的电路结构示意图；
图2是本发明电路结构的示意图；
图3是图1中功率因素校正控制电路的结构示意图；
图4是图3中关断时间控制电路的结构示意图；
图5是本发明电路中各器件的电路波形随时间变化的示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
目前现有技术的反激Flyback单极式PFC电路和其单极式PFC控制电路如图1所示，可见其反激Flyback单极式PFC电路包括输入侧电网、整流桥DB1、第一滤波电容C1、第二滤波电容Co、变压器T1、二极管D1、第一开关管S1及采样电阻Rcs，其单极式PFC控制电路包括RS触发器RS1、第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、运算放大器op1、乘法器Mult1和若干电阻，该控制电路采用的是临界导通模式(critical－Conduction mode，CRM)控制的PFC，变压器T1原边电流峰值受控为正弦波，但平均电流非正弦，不能很好地满足电流谐波标准。
具体地，现有技术的控制方法为：第一开关管S1为功率主开关管，当其导通时，输入侧电网的电压Vin对变压器T1原边励磁，电流线性上升，励磁电压为
Figure BDA0003404500780000051
当第一开关管S1关断后，变压器T1电流通过二极管D1续流导通，输出能量给负载，折算到原边的复位电压为Nps*Vo，其中Nps为变压器T1原副边的匝比，Virms为输入电网电压，Vo为第二滤波电容Co的电压，推导可知电流采样的峰值信号Vcs_pk(x)为：
Figure BDA0003404500780000052
由伏秒平衡可得出以下计算过程：
Figure BDA0003404500780000053
Vmains*Ton(x,Virms)＝Nps*Vo*Toff(x,Virms)；
Figure BDA0003404500780000061
Figure BDA0003404500780000062
其中，Lm为变压器T1原边的励磁感量，IpLm_pk(x)为)边峰值电流，Vmains为整流桥DB1后馒头波电压(也就是励磁电压)，Virms为输入电网电压有效值，Ton(x,Virms)为实时第一开关管S1导通时间，Toff(x,Virms)为实时第一开关管S1断开时间，为实现二极管D1续流时间，Ts(x,Virms)为实时开关周期，Vcomp为运算放大器op1的输出电压，Rcs为采样电阻Rcs的电阻，ILm_avg为平均输入电流。
显而易见地，变压器T1原边电流的峰值是正弦的，但上述公式中因子
Figure BDA0003404500780000063
随实时输入电压Vmains变化，因此输入平均电流ILm_avg不是正弦波，输入电流的谐波不容易满足标准要求。
为此本申请提出了以下技术方案，实施例1：
如图2所示，本一种单极功率因素校正电路包括反激Flyback单极式PFC电路和功率因素校正控制电路，其中反激Flyback单极式PFC电路与图1的现有技术基本类似，区别在于，本申请的功率因素校正控制电路的工作模式为工频周期临界连续模式(LineFrequency Critical Conduction Mode，简称LFCrM)，且该功率因素校正控制电路分别采集第二滤波电容Co的电压信号Vo和采样电阻Rcs的电压信号Vcs以及变压器T1的辅助绕组的电压信号Vaux。
如图3和5所示，该功率因素校正控制电路包括第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、第三比较器Comp3、运算放大器op1、第一电容Ct、第二电容Cfb、或门OR1、加法器Add1、恒流源Ict、第二开关管Sct、RS触发器RS1及关断时间控制电路。
运算放大器op1的负极端输入第二滤波电容Co的电压信号Vo，运算放大器op1的负极端输入基准电压Vref，运算放大器op1的输出端与加法器Add1的输入端连接，运算放大器op1的负极端和的输出端之间串联有第二电容Cfb，其中运算放大器op1采用负反馈控制，当第一比较器Comp1或第二比较器Comp2输出为高电平时，或门OR1输出RST高电平复位RS触发器RS1，以使得RS触发器RS1的G端输出低电平，
Figure BDA0003404500780000071
端输出高电平；
当关断时间控制电路输出高电平时，RS触发器RS1输出置高，该RS触发器RS1的G端输出高电平，
Figure BDA0003404500780000072
端输出低电平。
RS触发器RS1的负反馈控制方法为：当第二滤波电容Co的电压信号Vo低于运算放大器op1的负极端输入基准电压时，运算放大器op1的输出端电压增大，增大加法器Add1的输出电压，增大第一电容Ct的输入基准电压，增大第一开关管S1的导通时间，从而增大第二滤波电容Co的电压信号Vo；当第二滤波电容Co的电压信号Vo低于运算放大器op1的负极端输入基准电压时，运算放大器op1的输出端电压减小，减小加法器Add1的输出电压，减小第一电容Ct的输入基准电压，减小第一开关管S1的导通时间，从而减小第二滤波电容Co的电压信号Vo。
RS触发器RS1控制第一开关管S1的控制逻辑为：当RS触发器RS1的G端输出低电平GON信号驱动第一开关管S1关断时，RS触发器RS1的
Figure BDA0003404500780000073
端NGON输出高电平，第二开关管Sct导通，该第一电容Ct的电压Vct为0；
当RS触发器RS1的G端输出高电平GON信号驱动第一开关管S1导通时，RS触发器RS1的
Figure BDA0003404500780000074
端NGON输出低电平，第二开关管Sct关断，第一电容Ct的电流给第一电容Ct线性充电，以使得第一电容Ct的电压线性上升，直至该电压Vct上升至加法器Add1的输出电压VCompx，第一比较器Comp1输出高电平。
加法器Add1将运算放大器op1的输出端的电压信号VComp与三角波调制信号Md(x)求和输出VCompx给第一比较器Comp1的反相端；
第一比较器Comp1的同相端电连接第一电容Ct，可取得第一电容Ct的电压Vct信号，其反相端连接加法器Add1输出的VCompx信号，第一比较器Comp1的输出端连接或门OR1的输入端；
第二比较器Comp2的反相端输入参考电压Vref，同相端输入采样电阻Rcs的电压信号Vcs；当采样电阻Rcs的信号电压Vcs上升至参考电压Vref时，第二比较器Comp2输出高电平，触发过流保护；
其中，第一比较器Comp1和第二比较器Comp2的输出经过或门OR1后输出RST信号，当第一比较器Comp1和第二比较器Comp2任一输出为高电平时，或门OR1输出RST高电平复位RS触发器RS1，RS触发器RS1驱动GON为低电平，NGON为高电平。RS触发器RS1的使能端(S端)来自关断时间控制电路，当关断时间控制电路输出为高电平时，RS触发器RS1输出置高，GON为高电平，NGON为低电平。
第一电容Ct与第二开关管Sct并联，恒流源Ict与第一电容Ct并联；
或门OR1的输入端还连接第二比较器Comp2的输出端，或门OR1的输出端连接RS触发器RS1的R端；
RS触发器RS1的S端连接关断时间控制电路，该RS触发器RS1的G端连接第一开关管S1的输入端，该RS触发器RS1的
Figure BDA0003404500780000081
端连接第二开关管Sct的输入端；
关断时间控制电路的输入端分别连接加法器Add1、运算放大器op1、第三比较器Comp3及或门OR1的输出端，用于控制RS触发器RS1；
第三比较器Comp3的同相端接地，反相端输入变压器T1的辅助绕组的电压信号Vaux，当变压器T1的辅助绕组的电压Vaux小于0时，第三比较器Comp3输出(ZSD零电流检测输入端)高电平给关断时间控制电路；
如图4所示，关断时间控制电路包括依次连接的计时器TCont1、最大值保持器Max1、乘法器Mult1、除法器Div1及定时器Timer1；计时器TCont1的R端连接第三比较器Comp3的输出端，S端连接或门OR1的输出端；乘法器Mult1的输入端连接加法器Add1的输出端；除法器Div1的输入端连接运算放大器op1的输出端；定时器Timer1的S端连接或门OR1的输出端，定时器Timer1的输出端连接RS触发器RS1的S端；
关断时间控制电路的控制方法为：当或门OR1的输出端输出RST信号为高时，第一开关管S1关断，二极管D1续流导通，计时器TCont1开始计时；当第三比较器Comp3输出ZSD高电平时，二极管D1续流导通结束，计时器TCont1停止计时；在此期间，最大值保持器Max1记录二极管D1续流时间的最大值，乘法器Mult1将该最大值乘以加法器Add1的输出信号VCompx，除法器Div1将乘法器Mult1所得乘积除以运算放大器op1的输出信号VComp得到的值作为定时器Timer1的输入信号，同时在此过程中引入，Md(x)波形调制，确保抖频控制下，以保持输出平均电流保持不变。
当RST信号为高时，定时器Timer1输出SET为低电平；当时间到达Tmd时，定时器Timer1输出SET为高电平，触发置高前述RS触发器RS1，进而驱动第一开关管S1导通。当功率因素校正控制电路输出低电平给第一开关管S1时，第一开关管S1关断；当功率因素校正控制电路输出高电平给第一开关管S1时，第一开关管S1导通。
在本实施例中，由于固定频率不利于EMI传导设计，为了改善EMI，才加入了抖频功能。
在本实施例中，在运算放大器op1的输出信号VComp上加入三角波抖频信号Md(x)，如此经过加法器Add1计算得到：
Vcompx(x)＝Vcomp+Vmd(x)；
该信号Vcompx(x)会使得变压器T1峰值电流叠加上三角波信号变化。
为了同时保持平均电流为正弦，不受调制信号影响，也需要使得Ts(x,Virms)跟随Vcompx(x)/Vcomp变化。
如此得到以下公式：
Figure BDA0003404500780000101
Vmains*Ton(x,Virms)＝Nps*Vo*Toff(x,Virms)；
其中，Lm为变压器T1原边的励磁感量，IpLm_pk(x)为原边峰值电流，Vmains为整流桥DB1后馒头波电压(也就是励磁电压)，Virms为输入电网电压有效值，Ton(x,Virms)为实时第一开关管S1导通时间，Toff(x,Virms)为实时第一开关管S1断开时间，为实现二极管D1续流时间，Ts(x,Virms)为实时开关周期，Vcomp为运算放大器op1的输出电压，Rcs为采样电阻Rcs的电阻，ILm_avg为平均输入电流，Ict为第一电容Ct的电流(等同于恒流源的电流大小)；
Toff(x,Virms)取整个工频周期内的最大值，即Toff(x,Virms)在π/2时的值最大，因此根据以下公式：
Figure BDA0003404500780000102
Figure BDA0003404500780000111
Figure BDA0003404500780000112
Figure BDA0003404500780000113
Figure BDA0003404500780000114
Figure BDA0003404500780000115
可以得出，很明显变压器原边电流的峰值是正弦的，同时开关周期在工频周期内也受包含Md(x)的VCompx信号调制，同时输入平均电流也正比于整流桥后馒头波电压Vmains(x)，也是正弦波，不随输入电压变化。据此控制，输入电流的谐波很容易满足标准要求。定义该控制模式为工频周期临界连续模式(Line Frequency Critical Conduction Mode，简称LFCrM)。
其中图5中展示了在电路控制期间各器件的工作波形，各物理量之间的对应图示，比如Toff(x),Tmd(x)，Vct增大到Vcomp(x)时第一开关管S1驱动关断等，ILm为电感Lm的电流。
综上，本申请的电路，通过改变关断时间的控制，实现工频周期临界连续模式控制，进而可以实现高功率因素校正。同时引入三角波抖频控制，在不影响输入电流谐波的前提下，也能使得开关频率抖动，简化EMI设计。电路实现简单，效果好。
本发明未详述部分为现有技术，故本发明未对其进行详述。
可以理解的是，术语“一”应理解为“至少一”或“一个或多个”，即在一个实施例中，一个元件的数量可以为一个，而在另外的实施例中，该元件的数量可以为多个，术语“一”不能理解为对数量的限制。
尽管本文较多地使用了专业术语，但并不排除使用其他术语的可能性。使用这些术语仅仅是为了更方便地描述和解释本发明的本质；把它们解释成任何一种附加的限制都是与本发明精神相违背的。
本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人在本发明的启示下都可得出其他各种形式的产品，但不论在其形状或结构上做任何变化，凡是具有与本申请相同或相近似的技术方案，均落在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种单极功率因素校正电路，包括反激Flyback单极式PFC电路和功率因素校正控制电路，所述反激Flyback单极式PFC电路包括输入侧电网、整流桥、第一滤波电容、第二滤波电容、变压器、二极管、第一开关管及采样电阻，其特征在于，所述功率因素校正控制电路的工作模式为工频周期临界连续模式，且该功率因素校正控制电路分别采集所述第二滤波电容和所述采样电阻的电压信号以及所述变压器的辅助绕组的电压信号；所述功率因素校正控制电路输出控制信号给所述第一开关管；当所述功率因素校正控制电路输出低电平给所述第一开关管时，所述第一开关管关断；当所述功率因素校正控制电路输出高电平给所述第一开关管时，所述第一开关管导通；
所述功率因素校正控制电路通过引入三角波抖频信号对所述第二滤波电容的电压信号进行调制，以使得所述反激Flyback单极式PFC电路的平均输入电流正比于所述整流桥后的馒头波电压。
2.根据权利要求1所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，所述功率因素校正控制电路包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、运算放大器、第一电容、第二电容、或门、加法器、恒流源、第二开关管、RS触发器及关断时间控制电路，所述运算放大器的负极端输入所述第二滤波电容的电压信号，所述运算放大器的负极端输入基准电压，所述运算放大器的输出端与所述加法器的输入端连接，所述运算放大器的负极端和所述的输出端之间串联有第二电容；所述加法器将所述运算放大器的输出端的电压信号与三角波调制信号求和输出给所述第一比较器的反相端；所述第一比较器的同相端电连接所述第一电容，所述第一比较器的输出端连接所述或门的输入端；所述第一电容与所述第二开关管并联，所述恒流源与所述第一电容并联；所述或门的输入端还连接所述第二比较器的输出端，所述或门的输出端连接所述RS触发器的R端；所述RS触发器的S端连接所述关断时间控制电路，该RS触发器的G端连接所述第一开关管的驱动端，该RS触发器的
Figure FDA0003404500770000021
端连接所述第二开关管的驱动端；所述关断时间控制电路的输入端分别连接所述加法器、所述运算放大器、所述第三比较器及所述或门的输出端，用于控制所述RS触发器。
3.根据权利要求2所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，所述运算放大器采用负反馈控制。
4.根据权利要求3所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，当所述RS触发器的G端输出低电平GON信号驱动所述第一开关管关断时，所述RS触发器的
Figure FDA0003404500770000022
端输出高电平，所述第二开关管导通，该第一电容的电压为0；当所述RS触发器的G端输出高电平GON信号驱动所述第一开关管导通时，所述RS触发器的
Figure FDA0003404500770000023
端输出低电平，所述第二开关管关断，所述第一电容的电流给第一电容线性充电，以使得所述第一电容的电压线性上升，直至该电压上升至所述加法器的输出电压，所述第一比较器输出高电平。
5.根据权利要求4所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，所述第二比较器的反相端输入参考电压，同相端输入所述采样电阻的电压信号；当所述采样电阻的信号电压上升至参考电压时，所述第二比较器输出高电平，触发过流保护。
6.根据权利要求4所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，当所述第一比较器或所述第二比较器输出为高电平时，所述或门输出RST高电平复位所述RS触发器，以使得所述RS触发器的G端输出低电平，
Figure FDA0003404500770000024
端输出高电平；当所述关断时间控制电路输出高电平时，所述RS触发器输出置高，该RS触发器的G端输出高电平，
Figure FDA0003404500770000031
端输出低电平。
7.根据权利要求4所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，所述第三比较器的同相端接地，反相端输入所述变压器的辅助绕组的电压信号，当变压器的辅助绕组的电压小于0时，所述第三比较器输出高电平给所述关断时间控制电路。
8.根据权利要求3所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，当所述第二滤波电容的电压低于所述运算放大器的负极端输入基准电压时，所述运算放大器的输出端电压增大，增大所述加法器的输出电压，增大所述第一电容的输入基准电压，增大所述第一开关管的导通时间，从而增大所述第二滤波电容的电压；当所述第二滤波电容的电压低于所述运算放大器的负极端输入基准电压时，所述运算放大器的输出端电压减小，减小所述加法器的输出电压，减小所述第一电容的输入基准电压，减小所述第一开关管的导通时间，从而减小所述第二滤波电容的电压。
9.根据权利要求2所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，所述关断时间控制电路包括依次连接的计时器、最大值保持器、乘法器、除法器及定时器；所述计时器的R端连接所述第三比较器的输出端，S端连接所述或门的输出端；所述乘法器的输入端连接所述加法器的输出端；所述除法器的输入端连接所述运算放大器的输出端；所述定时器的S端连接所述或门的输出端，所述定时器的输出端连接所述RS触发器的S端。
10.根据权利要求9所述的一种单极功率因素校正电路，其特征在于，当所述或门的输出端输出RST信号为高时，所述第一开关管关断，所述二极管续流导通，所述计时器开始计时；当所述第三比较器输出高电平时，所述二极管续流导通结束，所述计时器停止计时；在此期间，所述最大值保持器记录所述二极管续流时间的最大值，所述乘法器将该最大值乘以所述加法器的输出信号，所述除法器将所述乘法器所得乘积除以所述运算放大器的输出信号得到的值作为所述定时器的输入信号，以保持输出平均电流保持不变。
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