CN112019002A - 一种llc谐振变换器原边恒流控制装置 - Google Patents

一种llc谐振变换器原边恒流控制装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种LLC谐振变换器原边恒流控制装置，包括依次连接的等效输出电流模块、调节环模块和LLC驱动控制模块，其中，所述等效输出电流模块包括比较模块、绕组电压整流模块、断续时间检测模块、采样电流整流模块和电流调理模块，接收反映LLC谐振变换器副边整流管关断时间的信号以及抵消了LLC谐振变换器的变压器励磁电流分量后采样得到的原边电流信号，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est。本发明通过在原边恒流控制器中增加断续区间采样电流信号屏蔽电路，可有效改善LLC谐振变换器主电路的元件容差对输出恒流精度造成的影响。

Description

一种LLC谐振变换器原边恒流控制装置
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，涉及一种LLC谐振变换器原边恒流控制装置。
背景技术
随着移动消费类电子设备、照明设备等产品的不断更新，各类设备对电源变换器的功率需求要求越来越高。然而，由于反激变压器利用率较低，反激变换器在较高的输出功率条件下无法满足效率要求，其应用场合一般仅适用80W以下。对于更高的功率需求，采用脉冲频率调制的LLC谐振变换器以其损耗小、功率密度高等优点被广泛应用于各类电力电子装置中。然而在获得高效率、高功率密度的同时，增大的系统体积和成本并不符合中小功率电源对小体积和低成本的应用要求。在传统LLC主控制器的基础上集成原边控制技术，可省去输出端的反馈电路和光耦以减少系统整体成本和体积，极大地简化了系统外围控制电路。在一定程度上改善了体积和成本上存在的不足，有助于进一步拓宽LLC谐振变换器的应用范围。
图1所示为现有技术中的一种基于补偿电感的一次侧功率控制的一个具体实施例。在辅助绕组和采样电阻之间插入一个外部补偿电感Lcom，用于产生一个反相的模拟励磁电流用来抵消谐振电流的励磁分量。但在批量生产时，受制造工艺的限制变压器励磁电感或外部补偿电感会存在±5％的容差，从而对输出恒流精度造成极大的影响。图2所示为现有技术中的另一种基于RC补偿支路的一次侧恒流控制的谐振变换装置，采用辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成的RC支路在辅助电容Ca上模拟出励磁电流的波形，将辅助电容Ca两端电压VCa与一次侧电流采样电阻电压Vcs进行直接叠加或者经差分电路差分，即可在一次侧采样出消除了励磁电流影响的一次电流波形，从而调节输出电流恒定。然而受制造工艺的限制，辅助电阻、辅助电容以及变压器励磁电感同样存在元件容差会恶化输出恒流精度。
因此，研究带有元件容差补偿的LLC谐振变换器原边恒流控制装置是一项非常具有实际意义和挑战性的工作。
发明内容
为解决上述问题，本发明的技术方案为：一种LLC谐振变换器原边恒流控制装置，通过在原边恒流控制器中增加断续区间采样电流屏蔽电路，可有效改善上述专利电路中由于元件容差对输出恒流精度造成的影响。本发明对所述谐振变换器工作在连续模式(Continuous Conduction Mode，简称CCM)和断续模式(Discontinuous Conduction Mode，简称DCM)时同时适用，尤其有利于改善DCM模式下的输出恒流特性。
包括依次连接的等效输出电流模块、调节环模块和LLC驱动控制模块，其中，所述等效输出电流模块接收反映LLC谐振变换器副边整流管关断时间的信号以及抵消了LLC谐振变换器的变压器励磁电流分量后采样得到的原边电流信号，产生在LLC谐振变换器副边整流管关断期间幅值被调理为零的原边电流绝对值信号，再经滤波模块滤波后输出平均值反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est；其中，所述反映LLC谐振变换器副边整流管关断时间的信号来自LLC谐振变换器变压器的绕组电压信号；
优选地，所述等效输出电流模块包括比较模块、绕组电压整流模块、断续时间检测模块、采样电流整流模块和电流调理模块；其中，所述比较模块和绕组电压整流模块的输入端接收LLC谐振变换器的变压器绕组电压信号vaux，比较模块的输出端连接绕组电压整流模块、断续时间检测模块和采样电流整流模块，绕组电压整流模块的输出端连接断续时间检测模块，断续时间检测模块的输出端连接电流调理模块，采样电流整流模块的输出端亦连接电流调理模块，电流调理模块的输出端连接所述调节环模块根据接收的输出电流等效信号vIo_est，与其内部设置的基准比较，并经补偿网络放大之后产生误差放大信号Vcomp；所述LLC驱动控制模块的输入端接所述调节环模块的输出端，用于产生输出频率受调节环输出电压Vcomp控制的占空比为45％-55％、两两互补、存在一定死区时间的互补驱动信号。
优选地，所述比较模块第一输出端和第二输出端分别输出反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn。
优选地，所述绕组电压整流模块的第一输入端接比较模块的输入端，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端。
优选地，所述绕组电压整流模块根据所述比较模块输出的反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn，将辅助绕组电压信号vaux在vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在vaux负极性区间的波形极性翻转，从而输出vaux有源整流后的信号vaux_rec。
优选地，所述断续时间检测模块的第一输入端接所述绕组电压整流模块的输出端，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端信号，其输出端输出脉冲信号vsm，脉冲信号vsm的高电平反映变换器工作在DCM时电流断续的区间，即LLC谐振变换器副边整流管的关断区间。
优选地，所述采样电流整流模块的第一输入端接收LLC谐振变换器的原边电流采样信号vcs，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，采样电流整流模块根据反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn，将原边电流采样信号vcs在vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在vaux负极性区间的波形极性翻转，从而获得原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec。
优选地，所述电流调理模块包括相连接的开关调理模块和滤波模块，电流调理模块的第一输入端接断续时间检测模块的输出端，接收其输出的脉冲信号vsm，电流调理模块的第二输入端接采样电流整流模块的输出端。
优选地，当脉冲信号vsm为低电平时，所述开关调理模块的输出信号为原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec；当脉冲信号vsm为高电平时，原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec被短接到原边地，开关调理模块的输出信号为低电平，从而使得电流断续区间内的原边电流采样信号误差分量被屏蔽，开关调理模块的输出信号再经过所述滤波模块滤波，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est。
优选地，所述开关调理模块置于采样电流整流模块之前，当脉冲信号vsm为低电平时，所述开关调理模块的输出信号为原边电流采样信号vcs信号；当脉冲信号vsm为高电平时，原边电流采样信号vcs被短接到原边地，开关调理模块的输出信号为低电平，从而使得电流断续区间内的原边电流采样信号误差分量被屏蔽，开关调理模块的输出信号再经过采样电流整流模块整流及滤波模块滤波之后，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est。
优选地，所述滤波模块可以省略或移至调节环模块之中。
优选地，所述LLC谐振变换器原边恒流控制装置的应用对象并不仅限于LLC谐振变换器。
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
本发明基于补偿电感的一次侧功率控制谐振变换装置和基于RC补偿支路的一次侧功率控制谐振变换装置，受其装置采样电路以及变压器励磁电感本身元件的容差影响，导致其输出电流偏差较大。针对上述问题，本发明提出的一种LLC谐振变换器原边恒流控制装置，通过补偿断续区间的偏差信号，极大地提高了上述谐振变换装置在原边恒流控制下的输出恒流精度。
附图说明
图1为现有技术中一种基于补偿电感的一次侧功率控制谐振变换装置的电路原理图；
图2为现有技术中一种基于RC补偿支路的一次侧功率控制谐振变换装置的电路原理图；
图3为本发明实施例的LLC谐振变换器原边恒流控制装置的结构框图；
图4为本发明实施例的LLC谐振变换器原边恒流控制装置中当LLC谐振变换器工作在CCM模式下的变压器一次侧励磁电感受元件容差影响导致实际值大于理论值时的关键波形示意图；
图5为本发明实施例的LLC谐振变换器原边恒流控制装置中当LLC谐振变换器工作在DCM模式下的变压器一次侧励磁电感受元件容差影响导致实际值大于理论值时的关键波形示意图；
图6为本发明实施例的LLC谐振变换器原边恒流控制装置中采用原边恒流控制装置的LLC谐振变换器输出电流偏差随输出电压在DCM模式下的变化曲线；
图7为本发明具体实施例的LLC谐振变换器原边恒流控制装置的电路原理图；
图8为与图7对应的本发明具体实施例在电流断续情况下的波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
参见图3，包括依次连接的等效输出电流模块101、调节环模块102和LLC驱动控制模块103，其中，
等效输出电流模块101包括比较模块1011、绕组电压整流模块1012、断续时间检测模块1013、采样电流整流模块1014和电流调理模块1015，接收反映LLC谐振变换器的变压器的两端绕组电压的信号以及LLC谐振变换器经励磁电流分量抵消后采样得到的原边电流信号，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est；其中，比较模块1011和绕组电压整流模块1012的输入端接收LLC谐振变换器的变压器辅助绕组Wa传送的电压信号vaux，比较模块1011的输出端连接绕组电压整流模块1012、断续时间检测模块1013和采样电流整流模块1014，绕组电压整流模块1012的输出端连接断续时间检测模块1013，断续时间检测模块1013的输出端连接电流调理模块1015，采样电流整流模块1014的输出端亦连接电流调理模块1015，电流调理模块1015的输出端连接调节环模块102根据接收的输出电流等效信号vIo_est，与其内部设置的基准比较，并经补偿网络放大之后产生误差放大信号Vcomp；LLC驱动控制模块103的输入端接调节环模块102的输出端，用于产生输出频率受调节环输出电压Vcomp控制的占空比为45％-55％、两两互补、存在一定死区时间的互补驱动信号。
具体实施例中，比较模块1011第一输出端和第二输出端分别输出反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn。
绕组电压整流模块1012的第一输入端接比较模块1011的输入端，其第二输入端和第三输入端分别接比较模块1011的第一输出端和第二输出端。
绕组电压整流模块1012根据比较模块1011输出的反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn，将辅助绕组电压信号vaux在vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在vaux负极性区间的波形极性翻转，从而输出vaux有源整流后的信号vaux_rec。
断续时间检测模块1013的第一输入端接绕组电压整流模块1012的输出端，其第二输入端和第三输入端分别接比较模块1011的第一输出端和第二输出端信号，其输出端输出脉冲信号vsm，脉冲信号vsm的高电平反映变换器工作在DCM时电流断续的区间。
采样电流整流模块1014的第一输入端接收LLC谐振变换器的原边电流采样信号vcs，其第二输入端和第三输入端分别接比较模块1011的第一输出端和第二输出端，采样电流整流模块1014根据反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn，将原边电流采样信号vcs在vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在vaux负极性区间的波形极性翻转，从而获得原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec。
电流调理模块1015包括相连接的开关调理模块和滤波模块，电流调理模块1015的第一输入端接断续时间检测模块1013的输出端，接收其输出的脉冲信号vsm，电流调理模块1015的第二输入端接采样电流整流模块1014的输出端。当脉冲信号vsm为低电平时，开关调理模块的输出信号为原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec；当脉冲信号vsm为高电平时，原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec被短接到原边地，开关调理模块的输出信号为低电平，从而使得电流断续区间内的原边电流采样信号误差分量被屏蔽，开关调理模块的输出信号再经过滤波模块滤波，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est。
本发明采用原边反馈控制技术实现LLC谐振变换器的输出恒流控制，对于LLC谐振变换器工作在电流连续模式或断续模式条件下皆适用，LLC谐振变换器的电流连续模式或断续模式对于本专业技术领域属于公知技术。
下面以图2基于RC补偿支路的一次侧恒流控制的谐振变换装置为例，结合图4和图5对本发明提出的LLC谐振变换器原边恒流控制原理进行具体分析。相似地，该方法对图1所示的一种基于补偿电感的一次侧功率控制谐振变换装置同样适用。
图4和图5描述了当励磁电感受元件容差影响导致实际励磁电感L'm大于理论值Lm时，LLC谐振变换器工作在不同模式下的ir、iem和im波形。其中，iem为RC支路模拟的励磁电流。显然，此时iem的波形比im波形有更大的斜率。幸运的是，由于半个开关周期内的对称性，正偏差Sm1和负偏差Sm2在半个开关周期内可以完全抵消，分别如图4和图5所示。因此，当LLC谐振变换器工作在CCM模式下(参见图4)，励磁电感的容差对输出恒流精度将没有影响。
参见图5，当LLC谐振变换器工作在DCM模式下，偏差量ΔS1和ΔS2之间的差异将导致输出电流估计值与实际输出电流值之间存在偏差。偏差ΔS1是由于周期Δt1期间iem和im之间的差异引起的，而偏差ΔS2是由电流断续Δt2区间iem和im之间的差异引起的。Δt1是im从-Im2增加到-Im1或从Im2减少到Im1的时间。
进一步地，对偏差量进行理论估算。根据LLC增益的表达式，开关频率fs与输出电压Vo的关系可以描述为
Figure BDA0002619807130000081
其中，
Figure BDA0002619807130000082
为谐振频率，Lr和Cr分别为谐振电感和谐振电容。n是变压器的匝数比。λ是谐振电感器Lr和磁化电感器Lm之间的电感比。进而，可以求得对应的反函数fs(Vo)。电流断续区间一次侧变压器绕组电压v’m的近似表达式，见式(2)。
Figure BDA0002619807130000083
与此同时，存在以下等式Δt1和Δt2。
Figure BDA0002619807130000084
Figure BDA0002619807130000085
根据式(2)和(3)可得到Δt1和Δt2的近似值，见式(5)和(6)。
Figure BDA0002619807130000086
Figure BDA0002619807130000087
而偏差量ΔS1可根据几何关系计算，见式(7)。
Figure BDA0002619807130000091
同理，偏差量ΔS2则见式(8)。
Figure BDA0002619807130000092
最后，由偏差量ΔS1和ΔS2引起总的偏差率ΔIo1％，见式(9)。
Figure BDA0002619807130000093
根据式(5)，Ra和Ca对输出电流调节偏差的影响与Lm引起的相似。考虑最恶劣的情况(Lm+5％，Ra-1％，Ca-5％)，其中输出为1.3A/60V～78V，电路元件的标准值分别为Lm＝1.5mH，Lr＝240μH，Cr＝25nF，Rs＝0.5Ω，Ra＝450kΩ,Ca＝510pF，该条件下输出电流相应误差曲线参见图6。在额定输入电压400V下，随输出电压变化的输出电流偏差率ΔIo1％高达4.22％。
进一步观察可以发现，偏差量ΔS2随电流断续区间Δt2的增大而明显增大。因此，本发明提出了一个断续区间补偿方案，该方案的基本思路是消除采样电流信号中的偏差量ΔS2，进而补偿后的偏差仅由偏差量ΔS1引起，对应的偏差率ΔIo2％如下式所示。
Figure BDA0002619807130000094
图6同样给出了相同条件下，最坏情况下(Lm+5％，Ra-1％，Ca-5％)ΔIo2％的计算误差曲线。结果表明，经过断续区间补偿的最大输出电流偏差率减小到1.4％，从而证明了本发明原边恒流控制装置能较好地改善由于元件容差造成的输出恒流精度低的问题。
图7为本发明具体实施例的电路原理图，比较模块1011包括分压电阻R1和R2、电阻R3和R4，比较器Uc1和Uc2，偏置电压Vbias和-Vbias、开关管Sn和Sp。分压电阻R1的一端接收LLC谐振变换器的变压器辅助绕组Wa传送的电压信号vaux；分压电阻R1的另一端接分压电阻R2的一端，比较器Uc1的反相输入端和比较器Uc2的正相输入端；比较器Uc1的正相输入端接偏置电压Vbias的正端，偏置电压Vbias的负端接原边地，比较器Uc1的输出端接电阻R3的一端；电阻R3的另一端接开关管Sn的一端并输出负极性区间的脉冲信号vn，开关管Sn的另一端接原边地，开关管Sn的控制端接输出的正极性区间的脉冲信号vp；比较器Uc2的负相输入端接偏置电压-Vbias的负端，偏置电压-Vbias的正端接原边地，比较器Uc2的输出端接电阻R4的一端；电阻R4的另一端接开关管Sp的一端并输出正极性区间的脉冲信号vp，开关管Sp的另一端接原边地，开关管Sp的控制端接输出的负极性区间的脉冲信号vn。利用比较模块1011获得谐振变换器稳定的正负极性区间脉冲信号。
绕组电压整流模块1012包括开关管S11～S14、电容Cx1、电阻R11～R14和运算放大器Uop1。开关管S13的一端接比较模块1011的输入端和开关管S11的一端；开关管S13的另一端接开关管S14的一端、电容Cx1的一端和电阻R13的一端；开关管S13的控制端接比较模块1011的输出端信号vn；开关管S11的另一端接S12的一端、电容Cx1的另一端和电阻R12的一端，开关管S11的控制端接比较模块1011的输出端信号vp；开关管S14的另一端接开关管S12的另一端并接原边地，开关管S14的控制端接比较模块1011的输出端信号vp，开关管S12的控制端接比较模块1011的输出端信号vn；电阻R12的另一端接电阻R11的一端和运算放大器的同相输入端，电阻R11的另一端接原边地；电阻R13的另一端接电阻R14的一端和运算放大器Uop1的反相输入端，R14的另一端接运算放大器Uop1的输出端输出整流后的辅助绕组电压信号vaux_rec。利用开关管S11、S12、S13和S14构成的四开关电平翻转电路对辅助绕组电压信号vaux进行有源整流。
断续时间检测模块1013包括比较器Uc3、电阻R5a和R5b、电容C2、RS触发器Urs1和Urs2和或门Uor。比较器Uc3的反相输入端接所述绕组电压整流模块1012的输出端和电阻R5a的一端；电阻R5a的另一端接比较器Uc3的同相输入端、电阻R5b的一端和电容C2的一端，电阻R5b的另一端和电容C2的另一端相连并接原边地；比较器Uc3的输出端接RS触发器Urs1的复位端和RS触发器Urs2的复位端；RS触发器Urs1的置位端接比较模块1011的输出端信号vp，RS触发器Urs1的输出端接或门Uor的第一输入端；RS触发器Urs2的置位端接比较模块1011的输出端信号vn，RS触发器Urs2的输出端接或门Uor的第二输入端；或门Uor的输出端作为断续时间检测模块1013的输出端输出脉冲信号vsm，其反映了变换器工作在DCM时电流断续的区间。
采样电流整流模块1014包括开关管S21～S24、电容Cx2、电阻R21～R24和运算放大器Uop2。开关管S23的一端接开关管S21的一端，接收LLC谐振变换器的原边电流采样信号vcs；开关管S23的另一端接开关管S24的一端、电容Cx2的一端和电阻R23的一端；开关管S23的控制端接比较模块1011的输出端信号vn；开关管S21的另一端接S22的一端、电容Cx2的另一端和电阻R22的一端，开关管S21的控制端接比较模块1011的输出端信号vp；开关管S24的另一端接开关管S22的另一端并接原边地，开关管S24的控制端接比较模块1011的输出端信号vp，开关管S22的控制端接比较模块1011的输出端信号vn；电阻R22的另一端接电阻R21的一端和运算放大器的同相输入端，电阻R21的另一端接原边地；电阻R23的另一端接电阻R24的一端和运算放大器Uop2的反相输入端，R24的另一端接运算放大器Uop2的输出端输出整流后的采样电流信号vcs_rec。利用开关管S21、S22、S23和S24构成的四开关电平翻转电路对采样电流信号vcs进行有源整流。
电流调理模块1015包括由开关管S1、开关管S2和反相器Unot构成的开关调理模块、滤波电阻R5和滤波电容C1构成的滤波电路。反相器Unot的输入端接断续时间检测模块1013的输出端和开关管S2的控制端；开关管S2的一端接采样电流整流模块1014的输出端，开关管S2的另一端接开关管S1的一端和滤波电阻R5的一端；开关管S1的控制端接反相器Unot的输出端，开关管S1的另一端接原边地；滤波电阻R5的另一端接滤波电容C1的一端，滤波电容C1的另一端接原边地。断续时间检测模块1013的输出脉冲信号vsm将整流后的采样电流信号vcs_rec经开关调理模块调理之后得到信号vcs_com，从而消除了偏差分量ΔS2对输出恒流精度的影响，提高输出恒流精度。调理后的信号vcs_com再经过RC滤波电路输出，得到反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est。
调节环模块102包括反馈电阻Rf、电容Cf、运算放大器Uf和参考电压源vIo_ref。反馈电阻Rf的一端接电流调理模块1015的输出端，反馈电阻Rf的另一端接电容Cf的一端和运算放大器Uf的反相输入端；运算放大器Uf的正相输入端接参考电压源vIo_ref的正极，参考电压源vIo_ref的另一端接原边地；运算放大器Uf的输出端接电容Cf的另一端并输出环路调节信号Vcomp。
驱动控制模块103的输入端接所述调节环模块103的输出端，其第一输出端输出驱动信号vg1，其第二输出端输出驱动信号vg2。
具体实施例中LLC谐振变换器的原边谐振电流采样模块，可以采用采样电阻采集，也可以采用霍尔电流传感器进行采集。
具体实施例中的vaux电压信号通过变压器辅助绕组得到，也可以通过变压器原边绕组经过分压网络或者差分网络获得。
具体实施例中的调节环模块102中的运算放大器Uf也可以采用电流型误差放大器，对应的补偿网络一端接误差放大器的输出，另一端接原边地。
图8为图7具体实施例控制器控制LLC谐振变换器工作在电流断续模式下的主要波形图。
本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。
无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，包括依次连接的等效输出电流模块，其中，
所述等效输出电流模块接收反映LLC谐振变换器副边整流管关断时间的信号以及抵消了LLC谐振变换器的变压器励磁电流分量后采样得到的原边电流信号，产生在LLC谐振变换器副边整流管关断期间幅值被调理为零的原边电流绝对值信号，再经滤波后输出平均值反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est。
2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，所述反映LLC谐振变换器副边整流管关断时间的信号来自LLC谐振变换器变压器的绕组电压信号。
3.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，还包括调节环模块和LLC驱动控制模块，所述等效输出电流模块包括比较模块、绕组电压整流模块、断续时间检测模块、采样电流整流模块和电流调理模块，其中，
所述比较模块和绕组电压整流模块的输入端接收反映LLC谐振变换器的变压器的绕组电压信号vaux，比较模块的输出端连接绕组电压整流模块、断续时间检测模块和采样电流整流模块，绕组电压整流模块的输出端连接断续时间检测模块，断续时间检测模块的输出端连接电流调理模块，采样电流整流模块的输出端亦连接电流调理模块，电流调理模块的输出端连接所述调节环模块根据接收的输出电流等效信号vIo_est，与其内部设置的基准比较，并经补偿网络放大之后产生误差放大信号Vcomp；所述LLC驱动控制模块的输入端接所述调节环模块的输出端，用于产生输出频率受调节环模块输出电压Vcomp控制的占空比为45％-55％、两两互补、存在一定死区时间的互补驱动信号。
4.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，所述比较模块第一输出端和第二输出端分别输出反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn。
5.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，所述绕组电压整流模块的第一输入端接比较模块的输入端，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端。
6.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，所述绕组电压整流模块根据所述比较模块输出的反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn，将绕组电压信号vaux在vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在vaux负极性区间的波形极性翻转，从而输出vaux有源整流后的信号vaux_rec。
7.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，所述断续时间检测模块的第一输入端接所述绕组电压整流模块的输出端，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端信号，断续时间检测模块的输出端输出脉冲信号vsm，脉冲信号vsm的高电平反映变换器工作在DCM时电流断续的区间，即LLC谐振变换器副边整流管的关断区间。
8.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，所述采样电流整流模块的第一输入端接收LLC谐振变换器的原边电流采样信号vcs，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，采样电流整流模块根据反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn，将原边电流采样信号vcs在vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在vaux负极性区间的波形极性翻转，从而获得原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec。
9.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，所述电流调理模块包括相连接的开关调理模块和滤波模块，电流调理模块的第一输入端接断续时间检测模块的输出端，接收其输出的脉冲信号vsm，电流调理模块的第二输入端接采样电流整流模块的输出端。
10.根据权利要求9所述的LLC谐振变换器原边恒流控制装置，其特征在于，当脉冲信号vsm为低电平时，所述开关调理模块的输出信号为原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec；当脉冲信号vsm为高电平时，原边电流采样信号vcs整形后的信号vcs_rec被短接到原边地，开关调理模块的输出信号为低电平，从而使得电流断续区间内的原边电流采样信号误差分量被屏蔽，开关调理模块的输出信号再经过所述滤波模块滤波，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vIo_est。
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