CN110277922B - 一种llc原边恒流控制装置及补偿电流信号提取方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种LLC原边恒流控制装置及补偿电流信号提取方法：控制装置接收变换器的变压器绕组两端电压信号以及采样的原边谐振电流信号，根据时间区间从原边电流整形信号提取出第一谐振区间电流信号，再根据变压器绕组电压极性对第一谐振区间电流信号进行整形，加上偏置电压，平均处理后得到第一谐振区间平均电流信号。整形加偏置的原边电流整形信号取在第一谐振区间初始和结束的电流值，并求和取其中值得到补偿电流信号，用第一谐振区间平均电流信号减去补偿电流信号得到反应输出电流平均值的信号。本发明可省去了光耦和副边反馈电路，有效提高了电路的可靠性。此外，原边恒流控制装置可以进一步集成为单芯片，进一步降低电路成本。

Description

一种LLC原边恒流控制装置及补偿电流信号提取方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域中的开关电源技术，涉及一种适用于LLC谐振变换器或其它类型谐振变换器的原边恒流控制装置，尤其适用于LLC谐振变换器工作在电流断续模式。
背景技术
近年来，发光二极管(LED)以其高亮度、长寿命、高效率等特点，已被广泛应用在日常生活中，用以替代传统的照明设备：白炽灯、荧光灯和金属卤化物灯等。然而，LED属于直流型负载，且其发光亮度直接依赖于流过LED的正向电流。因此，为了，保证LED灯发光亮度的一致性，通常采用恒流源驱动。
基于照明设备安全的考虑，许多LED灯具要求LED驱动器必须具备隔离装置，以实现电网输入与变换器输出的电气隔离。因此，在小功率LED照明设备中，通常采用低成本的单级反激式拓扑实现LED驱动器的功率电路设计。反激电路不仅能实现交直流能量转化，同时可实现变压器原副边绕组的电气隔离。在中大功率领域，则通常采用两级式的拓扑结构。如图1所示，前级通常采用升压(Boost)电路作为功率因数校正，以实现交直流能量转换并输出稳定直流电压；后级采用高效率的半桥LLC谐振变换器调理LED灯的输出电流，并实现LED灯具设备的电气隔离。
然而，传统的LLC谐振变换器为了实现电流的稳定输出，通常采用光耦对输出采样进行反馈控制。图2描述了传统光耦负反馈的控制框图，通过对输出侧LED电流进行采样，与调节环模块中的电流基准值进行比较，输出闭环调节信号并通过光耦传输至LLC谐振变换器原边的驱动控制模块，通过改变LLC谐振变换器的开关频率实现恒定电流输出。但是，为实现隔离反馈采用的光耦器件存在老化问题，影响电路的稳定性，并且减弱了设备电气隔离的强度。
因此，研究基于LLC谐振变换器的原边恒流控制装置是一项非常具有实际意义和挑战性的工作。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术的不足，提出了一种适用于工作在断续模式(Discontinuous Conduction Mode，简称DCM)情况的LLC谐振变换器的原边恒流控制装置，通过原边恒流控制输出恒定、高精度的副边电流。
本发明一种LLC原边恒流控制装置，包括等效输出电流模块、调节环模块，驱动控制模块；
等效输出电流模块，接收反映变换器的变压器两端绕组电压的信号以及变换器的原边谐振电流信号，产生第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg和补偿电流信号VLm_pri_avg，第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg和补偿电流信号VLm_pri_avg相减之后输出反映输出电流平均值的等效信号VIo_est；
所述第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg由第一谐振区间内的原边谐振电流信号经过整形、偏置和平均获得；
所述补偿电流信号VLm_pri_avg根据正半开关周期第一谐振区间内的整形加偏置后的原边谐振电流信号的初值VLm_st1和终值VLm_end1、负半开关周期第一谐振区间内的整形加偏置后的原边谐振电流信号的初值VLm_st2和终值VLm_end2、正半周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1和负半周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2，由对应关系
Figure BDA0002063200120000021
得到，其中DVg_DCM1和DVg_DCM2分别为Vg_DCM1和Vg_DCM2的占空比；
所述第一谐振区间对应变换器的副边整流管导通时，原边的谐振电感与谐振电容发生谐振的区间；第二谐振区间对应变换器副边整流管关断时，原边的谐振电感、谐振电容以及变压器励磁电感发生谐振的区间；所述第二谐振区间仅存在于电流断续模式；
其中，所述第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg可等效反映第一谐振区间原边谐振电流经整流、偏置和选通后的电流信号的平均值，所述补偿电流信号VLm_pri_avg可等效反映所述第一谐振区间励磁电流经整流、偏置后的电流信号的平均值；
所述调节环模块的输入端接所述等效输出电流模块的输出端，用于根据接收的输出电流等效信号VIo_est与其内部设置的基准比较，并经补偿网络放大之后产生误差放大信号Vcomp；
所述驱动控制模块的输入端接所述调节环模块的输出端，用于产生其输出频率受Vcomp控制多路互补驱动信号。
作为优先，所述等效输出电流模块接收反映变换器的变压器绕组两端电压信息的信号以及采样的原边谐振电流信号；根据变压器绕组电压极性对采样的原边谐振电流信号进行整形，将原边电流采样信号在变压器绕组电压正极性区间进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间进行极性翻转，上述直接传输和极性翻转之后的信号重新组合后获得原边电流整形信号；将原边电流整形信号加上偏置电压后获得加偏置的原边电流整形信号；其后在根据时间区间从加偏置的原边电流整形信号提取出第一谐振区间电流信号；对第一谐振区间电流信号进行平均处理获得第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg；对整形加偏置的原边电流整形信号分别取出其在正负半开关周期第一谐振区间初值和终值，并通过计算电路得到补偿电流信号VLm_pri_avg，用第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg减去补偿电流信号VLm_pri_avg得到反映输出电流平均值的信号VIo_est作为输出电流等效模块的输出信号。
作为优先，所述等效输出电流模块包括比较模块、采样电流整形模块、绕组电压整流模块、第一谐振区间时间检测模块、采样电流偏置模块、第一谐振区间电流提取与平均模块、补偿电流计算模块以及减法器；
比较模块的输入端接收反映变换器的变压器T绕组电压信息的电压信号Vaux，输出反映Vaux正负极性区间的脉冲信号Vp和Vn；
采样电流整形模块的第一输入端接收变换器的原边电流采样信号Vir，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，采样电流整形模块根据反映Vaux正负极性区间的脉冲信号Vp和Vn，将原边电流采样信号Vir在Vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在Vaux负极性区间的波形极性翻转，从而获得原边电流采样信号Vir整形后的信号Vir_rec；
绕组电压整流模块的第一输入端接收变换器变压器T辅助绕组Wa传送过来的电压信号Vaux，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，用于对Vaux的波形进行整流，输出Vaux整流后的信号Vaux_rec；
第一谐振区间时间检测模块的第一输入端接所述绕组电压整流模块的输出端，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，输出端输出脉冲信号Vg_DCM、Vg_DCM1和Vg_DCM2；第一谐振区间时间检测模块用于检测第一谐振区间时间，脉冲信号Vg_DCM的高电平反映第一谐振区间时间，Vg_DCM1的高电平反映正半开关周期第一谐振区间时间，Vg_DCM2的高电平反映负半开关周期第一谐振区间时间；
采样电流偏置模块的输入端接所述采样电流整形模块的输出端，用于将信号Vir_rec加上一偏置电压，输出Vir_rec叠加上偏置电压后的电压信号Vir_bia，Vir_bia最低电平在0V以上；
第一谐振区间电流提取与平均模块的第一输入端接收采样电流偏置模块的输出信号Vir_bia，第二输入端接收第一谐振区间时间检测模块的第一输出端输出的脉冲信号Vg_DCM，输出第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg；
补偿电流计算模块的第一输入端接所述采样电流偏置模块的输出端，其第二输入端、第三输入端分别接第一谐振区间时间检测模块的第二输出端和第三输出端，根据接收的原边电流采样信号Vir整形偏置后的信号Vir_bia、反映正半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1和反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2，获得补偿电流信号VLm_pri_avg；所述补偿电流信号VLm_pri_avg用于与第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg做差，获得反映输出电流平均值的信号；
减法器的正输入端接所述第一谐振区间电流提取与平均模块的输出端，其负输入端接所述补偿电流计算模块的输出端，用于将第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg与补偿电流信号VLm_pri_avg进行做差，输出反映平均输出电流的等效信号VIo_est。
作为优先，所述补偿电流计算模块包括采样信号产生模块、正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块、负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块、加法器，1/2比例电路，其中：
所述采样信号产生模块的第一输入端和第二输入端分别接第一谐振区时间检测模块的第二输出端和第三输出端，输出四路采样脉冲信号Vsamp_st1、Vsamp_end1、Vsamp_st2和Vsamp_end2；
所述正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块的第一输入端接所述采样电流偏置模块的输出端，接收原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia，其第二输入端接所述第一谐振区间时间检测模块的第二输出端，接收反映正半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1，其第三输入端和第四输入端分别接采样信号产生模块的第一输出端和第二输出端，接收采样脉冲信号Vsamp_st1和Vsamp_end1；
所述正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块根据接收的原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia和采样信号产生模块输出的采样脉冲信号Vsamp_st1和Vsamp_end1，采样并保持获得反映Vir_bia处于正半开关周期第一谐振区间的初值VLm_st1和终值VLm_end1；VLm_st1和VLm_end1相加之后，经由脉冲信号Vg_DCM1控制的开关选通电路选通之后，进一步进行平均处理，产生正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_p，VLm_p满足关系式：VLm_p＝(VLm_st1+VLm_end1)·DVg_DCM1，其中DVg_DCM1为Vg_DCM1的占空比；
所述负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块的第一输入端接所述采样电流偏置模块的输出端，接收原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia，其第二输入端接所述第一谐振区间时间检测模块的第三输出端，接收反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2，其第三输入端和第四输入端分别接采样信号产生模块的第三输出端和第四输出端，接收采样脉冲信号Vsamp_st2和Vsamp_end2；
所述负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块根据接收的原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia和采样信号产生模块输出的采样脉冲信号Vsamp_st2和Vsamp_end2，采样并保持获得反映Vir_bia处于负半开关周期第一谐振区间的初值VLm_st2和终值VLm_end2；VLm_st2和VLm_end2相加之后，经由脉冲信号Vg_DCM2控制的开关选通电路选通之后，进一步进行平均处理，产生负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_n，VLm_n满足关系式：VLm_n＝(VLm_st2+VLm_end2)·DVg_DCM2，其中DVg_DCM2为Vg_DCM2的占空比；
所述加法器的第一输入端接正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块的输出端，其第二输入端接负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块的输出端，分别接收正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_p和负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_n，将二者信号相加输出和值信号VLm_sum；
所述1/2比例电路的输入端接所述加法器的输出端，对VLm_sum进行1/2比例计算，输出补偿电流信号VLm_pri_avg,VLm_pri_avg满足关系式：
Figure BDA0002063200120000051
作为优先，所述加法器和所述1/2比例电路可以合并成1/2比例加法器，即在做加法的同时实现1/2比例计算。
作为优先，调节环模块和驱动控制模块可采用现有技术的集成控制芯片的类似结构，实现对开关管的脉冲频率控制以及增加开关驱动能力。
作为优先，所述变换器是传统的半桥LLC谐振变换器、全桥LLC谐振变换器。
一种LLC原边恒流控制装置的补偿电流信号提取方法，包含以下步骤：
(1)采样变换器的原边谐振电流信号Vir；
(2)根据变换器的变压器绕组电压极性对采样的原边谐振电流信号进行整形：将原边电流采样信号Vir在变压器绕组电压正极性区间的波形进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间的波形极性翻转，原边电流采样信号经直接传输和极性翻转的波形重新组合后获得整形之后的信号Vir_rec；
(3)将整形之后的信号Vir_rec加上偏置电压，得到高于0V的偏置信号Vir_bia；
(4)提取反映第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM，反映正半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1，反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2；
(5)提取整形偏置后的偏置信号Vir_bia在正半开关周期第一谐振区间的初始值VLm_st1和终值VLm_end1和负半开关周期第一谐振区间的初始值VLm_st2和终值VLm_end2；
(6)根据公式
Figure BDA0002063200120000061
获得补偿电流信号VLm_pri_avg。
本发明的有益效果在于：本发明提出的原边恒流控制装置，无需光耦和副边反馈电路，即可实现工作DCM模式下LLC谐振变换器高精度的输出恒流控制。本发明的原边恒流控制装置在LLC谐振变换器原边电流波形为对称和不对称的情况下皆适用。因此相比传统的LLC谐振变换器装置如LLC LED驱动器，本发明实现原理简单，可省去光耦和副边反馈电路，有效提高了电路的可靠性。此外，原边恒流控制装置可以进一步集成为单芯片，进一步降低电路成本。
附图说明
图1为后级采用半桥LLC谐振变换器的传统AC-DC两级式LED驱动器；
图2为半桥LLC谐振变换器采用副边光耦隔离负反馈的控制框图；
图3为LLC谐振变换器应用于电流波形对称的电流断续模式下时的原边电流波形；
图4为LLC谐振变换器应用于电流波形不对称的电流断续模式下时的原边电流波形；
图5(a)为本发明的原边恒流控制装置；
图5(b)为一种半桥LLC谐振变换器构成的原边恒流装置；
图6为本发明的原边恒流控制装置控制框图；
图7为本发明的原边恒流控制装置控制框图的一个具体实施例；
图8为图7所示的本发明的原边恒流控制装置具体实施例在电流断续情况下的主要波形；
图9为本发明的原边恒流控制装置与一种全桥LLC谐振变换器构成的原边恒流装置具体实施例示意图。
具体实施方式
本发明采用原边反馈控制技术实现LLC谐振变换器的输出恒流控制，尤其在变换器工作在断续模式条件下适用，所述LLC谐振变换器的断续模式对于本专业技术领域属于公知技术。本发明针对所述LLC谐振变换器电流波形对称和不对称两种情况皆适用。
首先对本发明的原边恒流的原理进行分析。
如图3所示，当LLC谐振变换器应用于电流波形对称的电流断续模式下时，工作在稳定输出条件下，开关周期内的谐振电流波形变化包含为两个部分：
(1)第一谐振区间[0，Tr/2]∪[Ts/2，Ts/2+Tr/2]：谐振电流ir和励磁电流iLm不相等，谐振电流ir以类正弦的形式向上递增，励磁电流iLm以固定的斜率向上增在，在第一谐振区间结束时瞬间谐振电流ir和励磁电流iLm相等。
(2)第二谐振区间[Tr/2，Ts/2]∪[Tr/2+Ts/2，Ts]：输出二极管断开，谐振电感Lr与励磁电感Lm和谐振电容Cr发生谐振，励磁电流iLm的斜率相对第一谐振区间发生改变，而谐振电流ir和励磁电流iLm相等。
其中，Tr为谐振电感Lr和谐振电容Cr所对应的谐振周期。在电流波形对称情况下，由于每半个开关周期的波形相同，因此可以以半个开关周期进行分析。
根据输出电流Io与原边谐振电流之间的关系可做如下推导：
Figure BDA0002063200120000071
其中，ni为变压器T原边绕组Wp和副边绕组Ws匝数之比；Ts为开关管的开关周期，ir_rec(t)和iLm_rec(t)是原边谐振电流和励磁电流经整形之后的波形。
同时将ir_rec(t)和iLm_rec(t)加上一个常量Ibia，公式(1)同样成立，可化为：
Figure BDA0002063200120000072
即：
Figure BDA0002063200120000081
其中，ir_bia(t)和iLm_bia(t)分别是原边谐振电流和励磁电流经整形加偏置之后的波形。
结合图3和公式(3)可知，在半个开关周期内，输出电流Io与ir_bia和iLm_bia之差的平均值成正比。在实际电路中，ir_bia可以直接采样并经整形偏置得到，iLm_bia却无法直接获得。
进一步，在第二谐振区间[Tr/2，Ts/2]，原边谐振电流和励磁电流相等，即ir_bia(t)＝iLm_bia(t)。可得：
Figure BDA0002063200120000082
将公式(4)带入公式(3)，可得：
Figure BDA0002063200120000083
由积分的几何意义可知：
Figure BDA0002063200120000084
其中S1表示半周期整形偏置之后的原边谐振电流ir_bia和励磁电流iLm_bia在[0，Tr/2]间所围成的面积。再根据图3中的几何关系可知：
S1＝S总-S3 (7)
其中S总表示原边谐振电流整形偏置之后的波形ir_bia在[0，Tr/2]区间内的面积；S3表示励磁电流整形偏置之后的波形iLm_bia在[0，Tr/2]区间内的面积。
根据图3，由几何关系可知：
Figure BDA0002063200120000085
Figure BDA0002063200120000086
令iLm_bia(0)＝iLm_st，
Figure BDA0002063200120000087
根据公式(8)、公式(9)并结合公式(5)、公式(6)、公式(7)进一步可得到输出电流Io的表达式(10)所示：
Figure BDA0002063200120000088
而在第一谐振区间，原边电流整形偏置后的初值与励磁电流整形偏置后的初值相等，即ir_bia(0)＝iLm_bia(0)；同样，原边电流整形偏置后的终值与励磁电流整形偏置后的终值相等，即
Figure BDA0002063200120000089
则iLm_st可以通过检测原边电流整形偏置后的波形ir_bia在第一谐振区间的初值获得，iLm_end可以通过检测整形偏置后的原边电流ir_bia的在第一谐振区间的终值获得。
如图4所示，当LLC谐振变换器应用于电流波形不对称的电流断续模式下时，工作在稳定输出条件下，开关周期内的谐振电流波形变化包含为两个部分：
(1)第一谐振区间[0，Tr1]∪[Ts/2，Ts/2+Tr2]：谐振电流ir和励磁电流iLm不相等，谐振电流ir以类正弦的形式向上递增，励磁电流iLm以固定的斜率向上增在，在第一谐振区间结束时瞬间谐振电流ir和励磁电流iLm相等。
(2)第二谐振区间[Tr1，Ts/2]∪[Ts/2+Tr2，Ts]：输出二极管断开，谐振电感Lr与励磁电感Lm和谐振电容Cr发生谐振，励磁电流iLm的斜率相对第一谐振区间发生改变，但是谐振电流ir和励磁电流iLm相等。
对于电流波形不对称的电流断续模式，无论在正半开关周期第二谐振区间[Tr1，Ts/2]还是负半开关周期第二谐振区间[Ts/2+Tr2，Ts]，谐振电流ir和励磁电流iLm都相等，只是第一谐振区间的时间在正负半开关周期不再相等，对应第二谐振区间的时间在正负半开关周期也不再相等。
参照LLC谐振变换器应用于电流波形对称的电流断续模式下的分析方法，在一个开关周期内将正半开关周期和负半开关周期分开分析，可得开关周期输出电流Io的表达式(11)：
Figure BDA0002063200120000091
其中，
Figure BDA0002063200120000092
和
Figure BDA0002063200120000093
是励磁电流整形偏置后的波形iLm_bia在正半开关周期第一谐振区间的初值和终值，
Figure BDA0002063200120000094
和
Figure BDA0002063200120000095
是其在负半开关周期的第一谐振区间的初值和终值，
由于电流波形对称的电流断续模式是电流波形不对称的电流断续模式的一种特例，因此公式(11)皆适用于电流波形对称模式和电流波形不对称模式。因此，可根据公式(11)构造电路求出开关周期的输出电流平均值Io，这也是本发明的原理所在。
参考图5(a)示出的本发明的原边恒流控制装置与一种半桥LLC谐振变换器构成的原边恒流装置实施例连接示意图，所述半桥LLC谐振变换器包括：输入电容Cin、原边开关管Q1和Q2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器T，全波整流输出二极管D1和D2以及输出电容Co，所述变压器T至少包括一个原边绕组Wp，第一副边绕组Ws1、第二副边绕组Ws2和辅助绕组Wa，两个副边绕组具有相同匝数。输入电容Cin的一端接原边开关桥臂开关管Q1的漏极，输入电容Cin的一另端接原边开关桥臂开关管Q2的源极、原边绕组Wp的一端和地，原边开关桥臂开关管Q1的源极接原边开关桥臂开关管Q2的漏极和谐振电感Lr的一端，原边开关桥臂开关管Q1和开关管Q2的栅极分别接驱动信号Vg1和Vg2，谐振电感Lr的另一端接谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端接原边绕组Wp的另一端，辅助绕组Wa的一端输出反映原边绕组电压变化的信号Vaux，辅助绕组Wa的另一端接原边地，副边绕组Ws的一端接输出二极管D1的阳极，副边绕组Ws的另一端接输出二极管D2的阳极，副边绕组Ws的中心抽头接输出电容Co的一端和副边地，输出二极管D1的阴极接输出二极管D2的阴极和输出电容Co的另一端。
参照图5(b)示出的本发明的原边恒流控制装置100框图，本发明的原边恒流控制装置100包括：等效输出电流模块101、调节环模块102，驱动控制模块103。
等效输出电流模块101接收反映LLC谐振变换器的变压器T的两端绕组电压的信号以及LLC谐振变换器的原边谐振电流采样信号，输出反映输出电流等效信号VIo_est；
调节环模块102的输入端接所述等效输出电流模块101的输出端，用于根据接收的输出电流等效信号VIo_est与其内部设置的基准比较，并经补偿网络放大之后产生误差放大信号Vcomp；
驱动控制模块103的输入端接所述调节环模块102的输出端，用于产生其输出频率受Vcomp控制的占空比接近50％、两两互补、存在一定死区时间的多路互补驱动信号。
进一步，所述等效输出电流模块101包括比较模块1011，采样电流整形模块1012，绕组电压整流模块1013，第一谐振区间时间检测模块1014，采样电流偏置模块1015，第一谐振区间电流提取与平均模块1016，补偿电流计算模块1017和减法器1018。
在本实施例中，比较模块1011的输入端接收LLC谐振变换器的变压器T辅助绕组Wa传送的电压信号Vaux，输出反映Vaux正负极性区间的脉冲信号Vp和Vn。
采样电流整形模块1012的第一输入端接收变换器的原边电流采样信号Vir，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块1011的第一输出端和第二输出端，采样电流整形模块1012首先根据反映Vaux正负极性区间的脉冲信号Vp和Vn，将原边电流采样信号Vir在Vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在Vaux负极性区间的波形极性翻转，从而获得原边电流采样信号Vir整形后的信号Vir_rec。
绕组电压整流模块1013的输入端接收变换器变压器T辅助绕组Wa传送过来的电压信号Vaux，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块1011的第一输出端和第二输出端，用于对Vaux的波形进行整流，输出Vaux整流后的信号Vaux_rec。
第一谐振区间时间检测模块1014的第一输入端接所述绕组电压整流模块1013的输出端，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块1011的第一输出端和第二输出端，输出端输出脉冲信号Vg_DCM、Vg_DCM1和Vg_DCM2；第一谐振区间时间检测模块用于检测第一谐振区间时间，脉冲信号Vg_DCM的高电平反映第一谐振区间时间，Vg_DCM1的高电平反映正半开关周期第一谐振区间时间，Vg_DCM2的高电平反映负半开关周期第一谐振区间时间；
采样电流偏置模块1015的输入端接所述采样电流整形模块1012的输出端，用于将信号Vir_rec加上偏置电压Vbia，输出Vir_rec加上偏置后的电压信号Vir_bia，Vir_bia最低电平在0V以上；
第一谐振区间电流提取与平均模块1016的第一输入端接收采样电流偏置模块1015的输出信号，第二输入端接收第一谐振区间时间检测模块1014的第一输出端输出的脉冲信号Vg_DCM，输出第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg；
补偿电流计算模块1017的第一输入端接所述采样电流偏置模块1015的输出端，其第二输入端、第三输入端分别接第一谐振区间时间检测模块1014的第二输出端和第三输出端，根据接收的原边电流采样信号Vir整形偏置后的信号Vir_bia、反映正半周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1和反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2获得补偿电流信号VLm_pri_avg；所述补偿电流信号VLm_pri_avg用于与第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg做差，获得反应输出电流平均值的信号；
减法器1018的正入端接所述第一谐振区间电流提取与平均模块1016的输出端，其负输入端接所述补偿电流计算模块1017的输出端，用于将第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg与补偿电流信号VLm_pri_avg进行做差，输出反映平均输出电流的等效信号VIo_est。
图6本发明的原边恒流控制装置的一个更为具体的框图。其中，给出了补偿电流计算模块1017的一个具体实施例。参考图6，所述补偿电流计算模块1017包括采样信号产生模块301、正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302、负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块303、加法器304，1/2比例电路305，其中：
所述采样信号产生模块301的第一输入端和第二输。入端分别接第一谐振区时间检测模块1014的第二输出端和第三输出端，输出四路采样脉冲信号Vsamp_st1、Vsamp_end1、Vsamp_st2和Vsamp_end2；
所述正半开关周期第一谐振区间初始电流平均模块302的第一输入端接所述采样电流偏置模块1015的输出端，接收原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia，其第二输入端接所述第一谐振区间时间检测模块1014的第二输出端，接收反映正半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1，其第三输入端和第四输入端分别接采样信号产生模块301的第一输出端和第二输出端，接收采样脉冲信号Vsamp_st1和Vsamp_end1；
所述正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302根据接收的原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia和采样信号产生模块输出的采样脉冲信号Vsamp_st1和Vsamp_end1，采样并保持获得反映Vir_a处于正半开关周期第一谐振区间的初始值VLm_st1和终值VLm_end1；VLm_st1和VLm_end1相加之后，经由脉冲信号Vg_DCM1控制的开关选通电路选通之后，进一步进行平均处理，产生正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_p，VLm_p满足关系式：VLm_p＝(VLm_st1+VLm_end1)·DVg_DCM1，其中DVg_DCM1为Vg_DCM1的占空比。
所述负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块303的第一输入端接所述采样电流偏置模块1015的输出端，接收原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia，其第二输入端接所述第一谐振区间时间检测模块1014的第三输出端，接收反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2，其第三输入端和第四输入端分别接采样信号产生模块301的第三输出端和第四输出端，接收采样脉冲信号Vsamp_st2和Vsamp_end2；
所述负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块303根据接收的原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia和采样信号产生模块输出的采样脉冲信号Vsamp_st2和Vsamp_end2，采样并保持获得反映Vir_bia处于负半开关周期第一谐振区间的初始值VLm_st2和终值VLm_end2；VLm_st2和VLm_end2相加之后，经由脉冲信号Vg_DCM2控制的开关选通电路选通之后，进一步进行平均处理，产生负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_n，VLm_n满足关系式：VLm_n＝(VLm_st2+VLm_end2)·DVg_DCM2，其中DVg_DCM2为Vg_DCM2的占空比。
所述加法器304的第一输入端接正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302的输出端，其第二输入端接负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块303的输出端，分别接收正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_p和负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_n，将二者信号相加输出和值信号VLm_sum；
所述1/2比例电路305的输入端接所述加法器304的输出端，对VLm_sum进行1/2比例计算，输出补偿电流信号VLm_pri_avg,VLm_pri_avg满足关系式：
Figure BDA0002063200120000131
图7为基于图6所示本发明的原边恒流控制装置框图的一个具体实施例，图8为其中关键波形。
参考图7所示具体实施例，其中：
比较模块1011由比较器Uc1和反相器Un1组成；其中比较器Uc1的正相输入端接收LLC谐振变换器变压器T辅助绕组Wa传送过来的电压信号Vaux，比较器Uc1的反相输入端接原边地，比较器Uc1的输出端输出脉冲信号Vp，反相器Un1的输入端接比较器Uc1的输出端，反相器Un1的输出端输出脉冲信号Vn。
采样电流整形模块1012包括四开关Si1～Si4构成的电平翻转电路、运算放大器Uop1和电阻R1～R4构成的差分放大电路以及采样保持电容C1。其中开关Si1的一端和开关Si3的一端接收LLC谐振变换器传送过来的原边电流采样信号Vir，开关Si1的另一端接开关Si2的一端、电容C1的一端和电阻R2的一端，开关Si1的控制端接收比较模块1011的输出的脉冲信号Vp；开关Si2的另一端接Si4的一端和原边地，开关Si2的控制端接收比较模块1011输出的脉冲信号Vn；开关Si3的另一端接开关Si4的另一端、电容C1的另一端和电阻R3的一端，开关Si3的控制端接收比较模块1011的输出的脉冲信号Vn；开关Si4的控制端接比较模块1011的输出的脉冲信号Vp；电阻R2的另一端接电阻R1的一端和运算放大器Uop1的正相输入端；电阻R1的另一端接原边地；电阻R3的另一端接电阻R4的一端和运算放大器Uop1的反相输入端；运算放大器Uop1的输出端接电阻R4的另一端，输出原边电流采样信号Vir整形后的信号Vir_rec。参考图8波形，四开关Si1～Si4组成的电平翻转电路在开关周期内可实现对原边电流采样信号Vir在Vaux正极性区间的波形进行直接传输和在Vaux负极性区间的波形极性翻转；
绕组电压整流模块1013包括四开关Sv1～Sv4组成电平翻转电路、电容C2以及运算放大器Uop3和电阻R6～R9组成差分放大电路的。开关Sv1的一端接开关Sv3的一端，并且接收LLC谐振变换器变压器T辅助绕组Wa传送过来的电压信号Vaux，开关Sv1的另一端接开关Sv2的一端、电容C2的一端和电阻R7的一端，开关Sv1的控制端接收比较模块1011的第一输出端的输出信号Vp；开关Sv2的另一端接开关Sv4的一端和原边地，开关Sv2的控制端接收比较模块1011的第二输出端的输出信号Vn；开关Sv3的另一端接电容C2的另一端、开关Sv4的另一端和电阻R8的一端，开关Sv3的控制端接收比较模块1011的第二输出端输出信号Vn；开关Sv4的控制端接收比较模块1011的第一输出端的输出信号Vp；电阻R7的另一端接电阻R6的一端和运算放大器Uop3的正相输入端；电阻R6的另一端接原边地；运算放大器Uop3的反相输入端接电阻R8的另一端和电阻R9的一端，运算放大器Uop3的输出端接电阻R9的另一端并输出辅助绕组整流后的电压信号Vaux_rec。四开关Sv1～Sv4组成的电平翻转电路在开关周期内可实现对辅助绕组电压信号Vaux正向部分的直接传输和反向部分的翻转，得到整流后的电压信号Vaux_rec。
第一谐振区间时间检测模块1014由比较器Uc2、参考电压源Vaux_ref、与门Uand1和Uand2组成。比较器Uc2的正相输入端接绕组电压整流模块1013的输出端，比较器Uc2的负相输入端接参考电压源Vaux_ref的正极，参考电压源Vaux_ref的负极接原边地，比较器Uc2的输出端输出反映第一谐振区间时间的脉冲信号Vg_DCM；与门Uand1的一端接比较器Uc2的输出端，另一端接比较模块1011的第一输出端的输出信号Vp，与门Uand1的输出端输出反映正半开关周期第一谐振区间时间的脉冲信号Vg_DCM1；与门Uand2的一端接比较器Uc2的输出端，另一端接比较模块1011的第二输出端的输出信号Vn，与门Uand2的输出端输出反应负半开关周期第一谐振区间时间的脉冲信号Vg_DCM2。
采样电流偏置模块1015包括偏置电压源Vbia、加法器Usum1。加法器Usum1第一输入端接采样电流整形模块1012的输出端，加法器Usum1第二输入端接电压源Vbia的正端，电压源Vbia的负端接地，加法器Usum1将原边电流采样整形后的信号Vir_rec与偏置电压Vbia叠加获得原边电流采样整形偏置后的信号Vir_bia并输出。
第一谐振区间电流提取与平均模块1016包括开关S1和S2、反相器Un2、电阻R5、运放Uop2、电容C3。其中，开关S1的一端接采样电流偏置模块1015的输出端，开关S1的另一端接开关S2的一端和运放Uop2的正输入端，开关S1的控制端接第一谐振区间时间检测模块1014的第一输出端输出信号Vg_DCM；开关S2的另一端接地，控制端接反相器Un2的输出端，反相器Un2的输入端接第一谐振区间时间检测模块1014的第一输出端输出信号Vg_DCM；运放Uop2的负输入端和输出端相连并接到电阻R5的一端，电阻R5的另一端接电容C3的一端并作为第一谐振区间电流提取与平均模块1016的输出端，电容C3的另一端接地；其中，开关S1、开关S2和反相器Un2构成信号选通网络，根据脉冲信号Vg_DCM从开关S1一端获得的信号Vir_bia提取出其在第一谐振区间的部分Vir_bia1；运放Uop2构成电压跟随器，电阻R5和电容C3构成低通滤波器，获得信号Vir_rec1的平均值信号Vpri_avg。
补偿电流计算模块1017包括采样信号产生模块301、正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302、负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块303、加法器304，1/2比例电路305，其中：
所述采样信号产生模块301包括二极管D1～D4、电阻Rx1～Rx4、电容Cx1～Cx4、反相器Un3～Un8、与门Uand3～Uand6。其中二极管D1的阴极接电阻Rx1的一端、与门Uand1的第一输入端、反相器Un3的输入端和第一谐振区间时间检测模块1014的第二输出端输出信号反映第一谐振区间时间的脉冲信号Vg_DCM1；二极管D1、电容Cx1和电阻Rx1构成延时电路，二极管D1的阳极接Rx1的另一端、电容Cx1的一端和反相器Un5的输入端；电容Cx1的另一端接地，反相器Un5的输出端接与门Uand3的第二输入端，与门Uand3的输出端输出正半周期第一谐振区间励磁电流整形偏置的波形初值采样信号Vsamp_st1；二极管D2、电容Cx2和电阻Rx2构成延时电路，二极管D2的阴极接电阻Rx2的一端、与门Uand4的第一输入端、反相器Un3的输出端，二极管D2的阳极接Rx2的另一端、电容Cx2的一端和反相器Un4的输入端；电容Cx2的另一端接地，反相器Un4的输出端接与门Uand4的第二输入端，与门Uand4的输出端输出正半周期第一谐振区间励磁电流整形偏置的波形终值采样信号Vsamp_end1；二极管D3的阴极接电阻Rx3的一端、与门Uand5的第一输入端、反相器Un6的输入端和第一谐振区间时间检测模块1014的第三输出端输出信号Vg_DCM2；二极管D3、电容Cx3和电阻Rx3构成延时电路，二极管D3的阳极接Rx3的另一端、电容Cx3的一端和反相器Un8的输入端；电容Cx3的另一端接地，反相器Un8的输出端接与门Uand5的第二输入端，与门Uand5的输出端输出负半周期第一谐振区间励磁电流整形偏置的波形初值采样信号Vsamp_st2；二极管D4、电容Cx4和电阻Rx4构成延时电路，二极管D4的阴极接电阻Rx4的一端、与门Uand6的第一输入端、反相器Un6的输出端，二极管D4的阳极接Rx4的另一端、电容Cx4的一端和反相器Un7的输入端；电容Cx4的另一端接地，反相器Un7的输出端接与门Uand6的第二输入端，与门Uand6的输出端输出负半周期第一谐振区间励磁电流整形偏置的波形终值采样信号Vsamp_end2；其中Vsamp_st1和Vsamp_end1分别位于正半开关周期第一谐振区间的初始时间点和结束时间点；其中Vsamp_st2和Vsamp_end2分别位于负半开关周期第一谐振区间的初始时间点和结束时间点；
所述正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302包括开关Sx1～Sx4、电容Cx5～Cx7、电阻Rx5、加法器Usum2、反相器Un9和运算放大器Uop4。其中开关Sx1的一端接Sx2的一端接采样电流偏置模块1015的输出端输出信号Vir_bia，Sx1的另一端接电容Cx5的一端和加法器Usum2的第一输入端，电容Cx5的另一端接地，Sx2的另一端接电容Cx6的一端和加法器Usum2的第二输入端，电容Cx6的另一端接地，Sx1和Sx2的控制端分别接采样信号产生模块301的第一输出端信号的Vsamp_st1和第二输出端信号Vsamp_end1；开关Sx3的一端接加法器Usum2的输出端，开关Sx3的另一端接开关Sx4的一端和运放Uop4的正输入端，开关Sx3的控制端接第一谐振区间时间检测模块1014的第二输出端输出信号Vg_DCM1；开关Sx4的另一端接地，控制端接反相器Un9的输出端，反相器Un9的输入端接第一谐振区间时间检测模块1014的第二输出端输出信号Vg_DCM1；运放Uop4的负输入端和输出端相连并接到电阻Rx5的一端，电阻Rx5的另一端接电容Cx7的一端并作为正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302的输出端输出信号VLm_p，电容C3的另一端接地；开关Sx1和电容Cx5构成采样保持电路，采样保持正半开关周期第一谐振区间励磁电流初始电流值VLm_st1，开关Sx2和电容Cx6构成采样保持电路，采样保持正半开关周期第一谐振区间励磁电流结束电流值VLm_end1；开关Sx3和开关Sx4和反相器Un9构成开关选通电路；运放Uopx4构成同相电压跟随器；电阻Rx5和电容Cx7构成低通滤波器，使得正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302输出信号VLm_p，VLm_p满足关系式：VLm_p＝(VLm_st1+VLm_end1)·DVg_DCM1，其中DVg_DCM1为VVg_DCM1的占空比。
所述负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块303包括开关Sx5～Sx8、电容Cx8～Cx10、电阻Rx6、加法器Usum3、反相器Un10和运算放大器Uop5。其中开关Sx5的一端接Sx6的一端接采样电流偏置模块1015的输出端输出信号Vir_bia，Sx5的另一端接电容Cx8的一端和加法器Usum3的第一输入端，电容Cx8的另一端接地，Sx6的另一端接电容Cx9的一端和加法器Usum3的第二输入端，电容Cx9的另一端接地，Sx5和Sx6的控制端分别接采样信号产生模块301的第三输出端信号的Vsamp_st2和第四输出端信号Vsamp_end2；开关Sx7的一端接加法器Usum3的输出端，开关Sx7的另一端接开关Sx8的一端和运放Uop5的正输入端，开关Sx7的控制端接第一谐振区间时间检测模块1014的第三输出端输出信号Vg_DCM2；开关Sx8的另一端接地，控制端接反相器Un9的输出端，反相器Un9的输入端接第一谐振区间时间检测模块1014的第三输出端输出信号Vg_DCM2；运放Uop5的负输入端和输出端相连并接到电阻Rx6的一端，电阻Rx6的另一端接电容Cx10的一端并作为负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302的输出端输出信号VLm_n，电容C10的另一端接地；开关Sx5和电容Cx8构成采样保持电路，采样保持负半开关周期第一谐振区间励磁电流初始电流值VLm_st2，开关Sx6和电容Cx9构成采样保持电路，采样保持负半开关周期第一谐振区间励磁电流结束电流值VLm_end2；开关Sx7和开关Sx8和反相器Un10构成开关选通电路；运放Uop5构成同相电压跟随器；电阻Rx6和电容Cx10构成低通滤波器，使得正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302输出信号VLm_n，VLm_n满足关系式：VLm_n＝(VLm_st2+VLm_end2)·DVg_DCM2，其中DVg_DCM2为VVg_DCM2的占空比。
所述加法器304的第一输入端接正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块302的输出端，其第二输入端接负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块303的输出端，分别接收正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_p和负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_n，将二者信号相加输出和值信号VLm_sum；
所述1/2比例电路305包括电阻Rx7、电阻Rx8和运算放大器Uop6。电阻Rx7的一端接加法器304的输出端，Rx7的另一端接Rx8的一端和运算放大器Uop6的正相输入端；电阻Rx8的另一端接地，运算放大器Uop6的反相输入端接其输出端，并作为1/2比例电路305的输出端，输出补偿电流信号VLm_pri_avg；其中电阻Rx7和Rx8阻值相等，构成1/2分压网络，运算放大器Uop6构成电压跟随器，使得补偿电流信号VLm_pri_avg满足关系式：
Figure BDA0002063200120000171
进一步，所述加法器304和所述1/2比例电路305可以合并成1/2比例加法器，即在做加法的同时实现1/2比例计算。
减法器1018的正输入端接所述第一谐振区间电流提取与平均模块1016的输出端，接收其输出的平均值信号Vpri_avg，减法器1018的负输入端接所述1/2比例电路305的输出端，接收其输出的补偿电流信号VLm_pri_avg，正输入端信号减去负输入端信号输出补偿之后反映输出平均电流的输出电流等效信号VIo_est，从而实现公式(11)的功能。
调节环模块102包括反馈电阻Rf、电容Cf、运算放大器Uf和参考电压源VIo_ref。反馈电阻Rf的一端接加法器1018的输出端，反馈电阻Rf的另一端接电容Cf的一端和运算放大器Uf的反相输入端；运算放大器Uf的正相输入端接参考电压源VIo_ref的正极，参考电压源VIo_ref的另一端接原边地；运算放大器Uf的输出端接电容Cf的另一端并输出环路调节信号Vcomp；
驱动控制模块103的输入端接所述调节环模块102的输出端，其第一输出端输出驱动信号Vg1，其第二输出端输出驱动信号Vg2。
本发明还提供一种补偿电流信号提取方法，包含以下步骤：
(1)采样变换器的原边谐振电流信号Vir；
(2)根据变换器的变压器绕组电压极性对采样的原边谐振电流信号进行整形：将原边电流采样信号Vir在变压器绕组电压正极性区间的波形进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间的波形极性翻转，原边电流采样信号经直接传输和极性翻转的波形重新组合后获得整形之后的信号Vir_rec；
(3)将整形之后的信号Vir_rec加上偏置电压，得到高于0V的偏置信号Vir_bia；
(4)提取反映第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM，反映正半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1，反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2；
(5)提取整形偏置后的偏置信号Vir_bia在正半开关周期第一谐振区间的初始值VLm_st1和终值VLm_end1和负半开关周期第一谐振区间的初始值VLm_st2和终值VLm_end2。
(6)根据公式
Figure BDA0002063200120000181
获得补偿电流信号VLm_pri_avg；
所述补偿电流信号提取方法的步骤并非固定，其中一些步骤顺序可以调整或互换。
本发明可以应用到半桥LLC谐振变换器，也可以应该用到全桥LLC谐振变换器。图9示出本发明原边恒流控制装置与全桥LLC谐振变换器构成的原边恒流装置第二实施例的电路原理框图。其中，各模块的具体工作原理和实现过程可具体参考第一实施例。对应的LLC驱动控制模块103输出驱动信号Vg1、Vg2、Vg3和Vg4用于驱动全桥LLC谐振变换器原边四个开关管。
图5和图9所示的实施例中LLC谐振变换器的输出整流采用的是全波整流结构，也可以采用其它的输出整流结构如全桥整流结构、倍压整流结构和倍流整流电路等，本发明的原边恒流控制装置也同样适用。
本发明的原边恒流控制装置和思想同样适用其它变结构的LLC型谐振变换器如三电平LLC谐振变换器等，以及其它类型的谐振变换器。
本发明所述实施例中LLC谐振变换器的原边谐振电流采样模块，可以采用采样电阻采集，也可以采用霍尔电流传感器进行采集。
本发明所述实施例中的Vaux电压信号通过变压器辅助绕组得到，也可以通过变压器原边绕组经过分压网络或者差分网络获得。
本发明所述实施例中的调节环模块102中的误差放大器Uf也可以采用电流型误差放大器，对应的补偿网络一端接误差放大器的输出，另一端接原边地。
本发明的实施例中输出电流等效模块101的实施方式并不限于实施例中给出的方式，还可以进行调整获得同样效果，例如另一种可选的实施方式如下：输出电流等效模块101接收反映变换器的变压器绕组两端电压信息的信号以及采样的原边谐振电流信号；所述原边谐振电流信号在一个开关周期或半个开关周期内根据时间区间提取成第一谐振区间电流信号；其后根据变压器绕组电压极性对第一谐振区间电流信号进行整形，将第一谐振区间电流信号在变压器绕组电压正极性区间进行直接传输，而将第一谐振区间电流信号在变压器绕组电压负极性区间进行极性翻转，上述直接传输和极性翻转之后的波形重新组合并加上偏置电压进行平均处理获得第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg；根据变压器绕组电压提取第一谐振区间时间，将加上偏置电压信号的在第一谐振区间初始和结束分别采样保持并相加取其中值，进行平均处理获得补偿电流信号VLm_pri_avg；将所述第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg减去所述补偿电流信号VLm_pri_avg产生反映输出电流平均值的输出电流等效信号VIo_est；上述功能同样可以通过具体电路实现，这样不在赘述。
本发明所述实施例中的驱动控制模块103属于LLC谐振变换器控制的常用和公知技术，可以采用现有技术的脉冲频率调制(PFM)和驱动控制实现。
本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。
无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

Claims (7)

1.一种LLC原边恒流控制装置，其特征在于：包括等效输出电流模块、调节环模块，驱动控制模块；
等效输出电流模块，接收反映变换器的变压器两端绕组电压的信号以及变换器的原边谐振电流信号，产生第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg和补偿电流信号VLm_pri_avg，第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg和补偿电流信号VLm_pri_avg相减之后输出反映输出电流平均值的等效信号VIo_est；
所述第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg由第一谐振区间内的原边谐振电流信号经过整形、偏置和平均获得；
所述补偿电流信号VLm_pri_avg根据正半开关周期第一谐振区间内的整形加偏置后的原边谐振电流信号的初值VLm_st1和终值VLm_end1、负半开关周期第一谐振区间内的整形加偏置后的原边谐振电流信号的初值VLm_st2和终值VLm_end2、正半周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1和负半周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2，由对应关系
Figure FDA0002487098840000011
得到，其中DVg_DCM1和DVg_DCM2分别为Vg_DCM1和Vg_DCM2的占空比；
所述第一谐振区间对应变换器的副边整流管导通时，原边的谐振电感与谐振电容发生谐振的区间；第二谐振区间对应变换器副边整流管关断时，原边的谐振电感、谐振电容以及变压器励磁电感发生谐振的区间；所述第二谐振区间仅存在于电流断续模式；
其中，所述第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg可等效反映第一谐振区间原边谐振电流经整流、偏置和选通后的电流信号的平均值，所述补偿电流信号VLm_pri_avg可等效反映所述第一谐振区间励磁电流经整流、偏置后的电流信号的平均值；
所述调节环模块的输入端接所述等效输出电流模块的输出端，用于根据接收的输出电流等效信号VIo_est与其内部设置的基准比较，并经补偿网络放大之后产生误差放大信号Vcomp；
所述驱动控制模块的输入端接所述调节环模块的输出端，用于产生其输出频率受Vcomp控制多路互补驱动信号。
2.根据权利要求1所述的一种LLC原边恒流控制装置，其特征在于：所述等效输出电流模块接收反映变换器的变压器绕组两端电压信息的信号以及采样的原边谐振电流信号；根据变压器绕组电压极性对采样的原边谐振电流信号进行整形，将原边电流采样信号在变压器绕组电压正极性区间进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间进行极性翻转，上述直接传输和极性翻转之后的信号重新组合后获得原边电流整形信号；将原边电流整形信号加上偏置电压后获得加偏置的原边电流整形信号；其后在根据时间区间从加偏置的原边电流整形信号提取出第一谐振区间电流信号；对第一谐振区间电流信号进行平均处理获得第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg；对整形加偏置的原边电流整形信号分别取出其在正负半开关周期第一谐振区间初值和终值，并通过计算电路得到补偿电流信号VLm_pri_avg，用第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg减去补偿电流信号VLm_pri_avg得到反映输出电流平均值的信号VIo_est作为输出电流等效模块的输出信号。
3.根据权利要求1所述的一种LLC原边恒流控制装置，其特征在于：所述等效输出电流模块包括比较模块、采样电流整形模块、绕组电压整流模块、第一谐振区间时间检测模块、采样电流偏置模块、第一谐振区间电流提取与平均模块、补偿电流计算模块以及减法器；
比较模块的输入端接收反映变换器的变压器T绕组电压信息的电压信号Vaux，输出反映Vaux正负极性区间的脉冲信号Vp和Vn；
采样电流整形模块的第一输入端接收变换器的原边电流采样信号Vir，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，采样电流整形模块根据反映Vaux正负极性区间的脉冲信号Vp和Vn，将原边电流采样信号Vir在Vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在Vaux负极性区间的波形极性翻转，从而获得原边电流采样信号Vir整形后的信号Vir_rec；
绕组电压整流模块的第一输入端接收变换器变压器T辅助绕组Wa传送过来的电压信号Vaux，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，用于对Vaux的波形进行整流，输出Vaux整流后的信号Vaux_rec；
第一谐振区间时间检测模块的第一输入端接所述绕组电压整流模块的输出端，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，输出端输出脉冲信号Vg_DCM、Vg_DCM1和Vg_DCM2；第一谐振区间时间检测模块用于检测第一谐振区间时间，脉冲信号Vg_DCM的高电平反映第一谐振区间时间，Vg_DCM1的高电平反映正半开关周期第一谐振区间时间，Vg_DCM2的高电平反映负半开关周期第一谐振区间时间；
采样电流偏置模块的输入端接所述采样电流整形模块的输出端，用于将信号Vir_rec加上一偏置电压，输出Vir_rec叠加上偏置电压后的电压信号Vir_bia，Vir_bia最低电平在0V以上；
第一谐振区间电流提取与平均模块的第一输入端接收采样电流偏置模块的输出信号Vir_bia，第二输入端接收第一谐振区间时间检测模块的第一输出端输出的脉冲信号Vg_DCM，输出第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg；
补偿电流计算模块的第一输入端接所述采样电流偏置模块的输出端，其第二输入端、第三输入端分别接第一谐振区间时间检测模块的第二输出端和第三输出端，根据接收的原边电流采样信号Vir整形偏置后的信号Vir_bia、反映正半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1和反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2，获得补偿电流信号VLm_pri_avg；所述补偿电流信号VLm_pri_avg用于与第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg做差，获得反映输出电流平均值的信号；
减法器的正输入端接所述第一谐振区间电流提取与平均模块的输出端，其负输入端接所述补偿电流计算模块的输出端，用于将第一谐振区间平均电流信号Vpri_avg与补偿电流信号VLm_pri_avg进行做差，输出反映平均输出电流的等效信号VIo_est。
4.根据权利要求3所述的一种LLC原边恒流控制装置，其特征在于：所述补偿电流计算模块包括采样信号产生模块、正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块、负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块、加法器，1/2比例电路，其中：
所述采样信号产生模块的第一输入端和第二输入端分别接第一谐振区时间检测模块的第二输出端和第三输出端，输出四路采样脉冲信号Vsamp_st1、Vsamp_end1、Vsamp_st2和Vsamp_end2；
所述正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块的第一输入端接所述采样电流偏置模块的输出端，接收原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia，其第二输入端接所述第一谐振区间时间检测模块的第二输出端，接收反映正半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1，其第三输入端和第四输入端分别接采样信号产生模块的第一输出端和第二输出端，接收采样脉冲信号Vsamp_st1和Vsamp_end1；
所述正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块根据接收的原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia和采样信号产生模块输出的采样脉冲信号Vsamp_st1和Vsamp_end1，采样并保持获得反映Vir_bia处于正半开关周期第一谐振区间的初值VLm_st1和终值VLm_end1；VLm_st1和VLm_end1相加之后，经由脉冲信号Vg_DCM1控制的开关选通电路选通之后，进一步进行平均处理，产生正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_p，VLm_p满足关系式：VLm_p＝(VLm_st1+VLm_end1)·DVg_DCM1，其中DVg_DCM1为Vg_DCM1的占空比；
所述负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块的第一输入端接所述采样电流偏置模块的输出端，接收原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia，其第二输入端接所述第一谐振区间时间检测模块的第三输出端，接收反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2，其第三输入端和第四输入端分别接采样信号产生模块的第三输出端和第四输出端，接收采样脉冲信号Vsamp_st2和Vsamp_end2；
所述负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块根据接收的原边电流整形偏置后的电流信号Vir_bia和采样信号产生模块输出的采样脉冲信号Vsamp_st2和Vsamp_end2，采样并保持获得反映Vir_bia处于负半开关周期第一谐振区间的初值VLm_st2和终值VLm_end2；VLm_st2和VLm_end2相加之后，经由脉冲信号Vg_DCM2控制的开关选通电路选通之后，进一步进行平均处理，产生负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_n，VLm_n满足关系式：VLm_n＝(VLm_st2+VLm_end2)·DVg_DCM2，其中DVg_DCM2为Vg_DCM2的占空比；
所述加法器的第一输入端接正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块的输出端，其第二输入端接负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算模块的输出端，分别接收正半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_p和负半开关周期第一谐振区间励磁电流计算信号VLm_n，将二者信号相加输出和值信号VLm_sum；
所述1/2比例电路的输入端接所述加法器的输出端，对VLm_sum进行1/2比例计算，输出补偿电流信号VLm_pri_avg，VLm_pri_avg满足关系式：
Figure FDA0002487098840000051
5.根据权利要求4所述的一种LLC原边恒流控制装置，其特征在于：所述加法器和所述1/2比例电路可以合并成1/2比例加法器，即在做加法的同时实现1/2比例计算。
6.根据权利要求1所述的一种LLC原边恒流控制装置，其特征在于：调节环模块和驱动控制模块采用现有技术的集成控制芯片，实现对开关管的脉冲频率控制以及增加开关驱动能力。
7.根据权利要求1所述的一种LLC原边恒流控制装置的补偿电流信号提取方法，其特征在于，包含以下步骤：
(1)采样变换器的原边谐振电流信号Vir；
(2)根据变换器的变压器绕组电压极性对采样的原边谐振电流信号进行整形：将原边电流采样信号Vir在变压器绕组电压正极性区间的波形进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间的波形极性翻转，原边电流采样信号经直接传输和极性翻转的波形重新组合后获得整形之后的信号Vir_rec；
(3)将整形之后的信号Vir_rec加上偏置电压，得到高于0V的偏置信号Vir_bia；
(4)提取反映第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM，反映正半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM1，反映负半开关周期第一谐振区间时间脉冲信号Vg_DCM2；
(5)提取整形偏置后的偏置信号Vir_bia在正半开关周期第一谐振区间的初始值VLm_st1和终值VLm_end1和负半开关周期第一谐振区间的初始值VLm_st2和终值VLm_end2；
(6)根据公式
Figure FDA0002487098840000052
获得补偿电流信号VLm_pri_avg。
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