JP5665704B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、変圧器を備えた電力変換装置に関する。

従来、変圧器を備えた電力変換装置として、例えば特許文献１に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータがある。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスと、インバータ回路と、整流平滑回路と、制御回路とを備えている。トランスは、１次コイルと、２次コイルとを備えている。トランスは、１次コイルに印加された交流電圧を降圧して２次コイルから出力する。インバータ回路は、ハイサイドスイッチと、ローサイドスイッチとを備えている。インバータ回路は、主バッテリと１次コイルの間に接続され、主バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して１次コイルに印加する。整流平滑回路は、トランスの２次コイルに接続され、２次コイルから出力される降圧された交流電圧を整流するとともに平滑化し、直流電圧に変換する。そして、変換した直流電圧を補機バッテリに供給し、補機バッテリを充電する。制御回路は、整流平滑回路の出力電圧に基づいてパルス電圧を決定するとともに、決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に１次コイルに印加されるように、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチをスイッチングする。

特許第３６１５００４号公報

ところで、パルス電圧が正負交互に印加されると、１次コイルにパルス電圧に応じた交流電流が流れる。主バッテリや補機バッテリの電圧が変動すると、制御回路は、１次コイルに印加するパルス電圧を変化させる。このとき、１次コイルに流れる電流に、過渡的に、正又は負の直流成分が含まれるようになることがある。この場合、トランスの磁束が正側又は負側に偏る偏磁が発生するという問題があった。

これに対し、インバータ回路と１次コイルの間に偏磁防止用のコンデンサを設け、１次コイルに流れる電流の直流成分を除去し、偏磁を抑える構成が提案されている。しかし、１次コイルに印加される電圧が高い場合、偏磁防止用のコンデンサとして高耐圧のコンデンサを用いなければならず、装置が大型化するとともに、コストアップするという問題があった。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、部品を追加することなく、電圧変動に伴って発生する変圧器の過渡的な偏磁を抑えることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

そこで、本発明者らは、この課題を解決すべく鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、パルス電圧が３以上の奇数回連続して印加される毎にパルス電圧を決定するための制御量を更新することで、部品を追加することなく、電圧変動に伴って発生する変圧器の過渡的な偏磁を抑えられることを見出し、本発明を完成するに至った。

すなわち、請求項１に記載の電力変換装置は、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、１次巻線と電源の間に接続され、電源の電圧を交流電圧に変換して１次巻線に印加する第１変換回路と、２次巻線に接続され、２次巻線の交流電圧を変換して出力する第２変換回路と、第２変換回路の出力に基づいて１次巻線に印加するパルス電圧を決定するための制御量を求め、制御量に基づいて決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に１次巻線に印加されるように第１変換回路を制御する制御回路と、を備えた電力変換装置において、制御回路は、パルス電圧が３以上の奇数回連続して印加される毎に１次巻線に印加する電圧の時間積分値を更新し、１次巻線に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定することを特徴とする。

パルス電圧が正負交互に印加されると、１次巻線にパルス電圧に応じた交流電流が流れる。入力電圧が変動すると、制御回路は、１次巻線に印加するパルス電圧を変化させる。このとき、１次巻線に流れる電流に、過渡的に、正又は負の直流成分が含まれるようになることがある。この場合、変圧器の磁束が、正側又は負側に偏る偏磁が発生してしまう。しかし、この構成によれば、制御回路は、パルス電圧が３以上の奇数回連続して印加される毎にパルス電圧を決定するための制御量を更新する。これにより、１次巻線に流れる電流に含まれる直流成分を抑えることができる。そのため、入力電圧が変動しても、変圧器の過渡的な偏磁を抑えることができる。しかも、従来のように、偏磁防止用のコンデンサを設ける必要がない。従って、部品を追加することなく、入出力電圧の変動に伴って発生する変圧器の過渡的な偏磁を抑えることができる。また、制御回路は、１次巻線に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧を決定する。そのため、制御量に基づいてパルス電圧を確実に決定することができる。従って、部品を追加することなく、入出力電圧の変動に伴って発生する変圧器の過渡的な偏磁を確実に抑えることができる。さらに、制御回路は、１次巻線に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定する。そのため、１次巻線に印加する電圧の時間積分値に基づいたパルス電圧を１次巻線に確実に印加することができる。

請求項２に記載の電力変換装置は、制御回路は、第２変換回路の出力と１次巻線に流れる電流に基づいて１次巻線に印加する電圧の時間積分値を決定することを特徴とする。この構成によれば、１次巻線に流れる電流をも考慮して第２変換回路の出力を制御することができる。

請求項３に記載の電力変換装置は、車両に搭載されることを特徴とする。この構成によれば、車両に搭載される電力変換装置において、部品を追加することなく、電圧変動に伴って発生する変圧器の過渡的な偏磁を抑えることができる。車両の小型、軽量化を図ることができる。

第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。 図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 第２実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。 参考形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。 図５におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図６における１次巻線に流れる電流成分を説明するための波形図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図８における１次巻線に流れる電流成分を説明するための波形図である。 トランスのＴ型等価回路において、１次巻線に流れる電流、２次巻線に流れる電流及び励磁電流の関係を説明するための回路図である。

次に実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。本実施形態では、本発明に係る電力変換装置を、車両に搭載され、バッテリの電圧を絶縁して降圧し電子装置に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置に適用した例を示す。

（第１実施形態）
次に、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置について説明する。まず、図１を参照して第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成について説明する。ここで、図１は、第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。なお、トランスの１次巻線、２次巻線に付された・印は、巻線の巻始めを示す。また、トランスの１次巻線に付された矢印は、印加される電圧の極性を示す。

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置１（電力変換装置）は、バッテリＢ１（電源）の出力する直流電圧を絶縁して降圧し、車両に搭載された電子装置Ｓ１に供給するフルブリッジ式コンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、トランス１０（変圧器）と、入力側回路１１（第１変換回路）と、出力側回路１２（第２変換回路）と、制御回路１３とを備えている。

トランス１０は、１次側に入力される交流電圧を降圧して２次側から出力する素子である。トランス１０は、１次巻線１００と、２次巻線１０１、１０２とを備えている。２次巻線１０１、１０２の巻数は、１次巻線１００の巻数より少ない巻数に設定されている。１次巻線１００の一端と他端は、入力側回路１１に接続されている。２次巻線１０１、１０２は、直列接続されている。２次巻線１０１の巻始め側である一端と、２次巻線１０２の巻終り側である一端は、出力側回路１２にそれぞれ接続されている。

入力側回路１１は、バッテリＢ１と１次巻線１００の間に接続され、バッテリＢ１の出力する直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線１００に印加する回路である。入力側回路１１は、ＦＥＴ１１０〜１１３を備えている。ＦＥＴ１１０〜１１３は、スイッチングすることで、バッテリＢ１の直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線１００に印加するスイッチング素子である。ＦＥＴ１１０、１１１及びＦＥＴ１１２、１１３は、それぞれ直列接続されている。具体的には、ＦＥＴ１１０、１１２のソースがＦＥＴ１１１、１１３のドレインにそれぞれ接続されている。直列接続されたＦＥＴ１１０、１１１及びＦＥＴ１１２、１１３は、バッテリＢ１に並列接続されている。具体的には、ＦＥＴ１１０、１１２のドレインがバッテリＢ１の正極端に、ＦＥＴ１１１、１１３のソースがバッテリＢ１の負極端にそれぞれ接続されている。

出力側回路１２は、２次巻線１０１、１０２に接続され、２次巻線１０１、１０２の出力する交流電圧を整流するとともに平滑化し、直流電圧に変換して出力する回路である。出力側回路１２は、ダイオード１２０、１２１と、コイル１２２と、コンデンサ１２３とを備えている。

ダイオード１２０のアノードは、２次巻線１０１の巻始め側である一端に接続されている。また、カソードは、コイル１２２に接続され、コイル１２２を介して電子装置Ｓ１の正極端に接続されている。

ダイオード１２１のアノードは、２次巻線１０２の巻終り側である一端に接続されている。また、カソードは、コイル１２２に接続され、コイル１２２を介して電子装置Ｓ１の正極端に接続されている。

コンデンサ１２３の一端は、電子装置Ｓ１の正極端に接続されるコイル１２２の他端に接続されている。また、他端は、電子装置Ｓ１の負極端に接続される２次巻線１０１、１０２の接続点に接続されている。

制御回路１３は、出力側回路１２の出力電圧が電圧指令と一致するように、入力側回路１１を制御する回路である。制御回路１３は、出力側回路１２の出力電圧に基づいて１次巻線１００に印加するパルス電圧を決定するための制御量を求める。そして、制御量に基づいてパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に印加されるようにＦＥＴ１１０〜１１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に制御量を更新する。具体的には、出力側回路１２の出力電圧に基づいて１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値（周期ｔ０／２で除せば、平均電圧の指令値となる。以下同様）を求める。そして、１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定し、決定したパルス幅のパルス電圧が時間に対して正負交互に印加されるようにＦＥＴ１１０〜１１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に、出力側回路１２の出力電圧に基づいて１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値を更新する。制御回路１３は、電圧指令部１３０と、電圧検出部１３１と、誤差増幅部１３２と、制御部１３３とを備えている。

電圧指令部１３０は、電圧指令を出力するブロックである。電圧指令部１３０は、誤差増幅部１３２に接続されている。

電圧検出部１３１は、出力側回路１２の出力電圧を検出し出力するブロックである。電圧検出部１３１は、出力側回路１２の出力端に接続されている。また、誤差増幅部１３２に接続されている。

誤差増幅部１３２は、電圧指令部１３０の出力する電圧指令と、電圧検出部１３１の出力する出力側回路１２の出力電圧の比較結果を出力するブロックである。具体的には、電圧指令部１３０の出力する電圧指令と、電圧検出部１３１の出力する出力側回路１２の出力電圧の偏差を増幅して出力する。誤差増幅部１３２は、電圧指令部１３０と電圧検出部１３１にそれぞれ接続されている。また、制御部１３３に接続されている。

制御部１３３は、誤差増幅部１３２の出力に基づいてＦＥＴ１１０〜１１３のスイッチングを制御するブロックである。制御部１３３は、誤差増幅部１３２の出力に基づいて１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値を求める。そして、１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定し、決定したパルス幅のパルス電圧が時間に対して正負交互に印加されるようにＦＥＴ１１０〜１１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に、誤差増幅部１３２の出力に基づいて１次巻線１００に印加する電圧の積分値を更新する。制御部１３３は、誤差増幅部１３２に接続されている。また、ＦＥＴ１１０〜１１３のゲートにそれぞれ接続されている。

次に、図１〜図３を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作について説明する。ここで、図２は、図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。

図１に示す制御部１３３は、誤差演算部１３２の出力に基づいて１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値を求める。そして、求めた時間積分値に基づいて１次巻線１００に印加するパルス電圧のパルス幅を決定する。バッテリＢ１の電圧が安定している定常状態においては、制御部１３３は、図２に示すように、時間積分値ＶＴ０を求める。そして、時間積分値ＶＴ０に基づいてパルス幅Ｗ０を決定する。制御部１３３は、周期Ｔ０、デューティ比５０％の基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１１をＦＥＴ１１０と相補的にスイッチングする。また、パルス幅Ｗ０だけ基準パルス信号の位相をずらし、位相をずらした基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１３をＦＥＴ１１２と相補的にスイッチングする。これにより、１次巻線１００に、時間積分値ＶＴ０のパルス電圧、つまりパルス幅Ｗ０のパルス電圧が周期Ｔ０／２で時間に対して正負交互に印加される。

図１においてバッテリＢ１の電圧が低下すると、出力側回路１２の出力電圧も低下する。制御部１３３は、時刻ｔ１において、誤差演算部１３２の出力に基づいて図２に示すように、時間積分値ＶＴ１を求め、時間積分値を更新する。出力側回路１２の出力電圧が低下しているため、時間積分値ＶＴ１はＶＴ０より大きくなる。そして、時間積分値ＶＴ１に基づいてパルス幅Ｗ１を決定する。制御部１３３は、基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１１をＦＥＴ１１０と相補的にスイッチングする。また、パルス幅Ｗ１だけ基準パルス信号の位相をずらし、位相をずらした基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１３をＦＥＴ１１２と相補的にスイッチングする。これにより、１次巻線１００に、時間積分値ＶＴ１のパルス電圧、つまりパルス幅Ｗ１のパルス電圧が周期Ｔ０／２で時間に対して正負交互に印加される。

制御部１３３は、時刻ｔ１から（３／２）×Ｔ０経過後の時刻ｔ２、つまり、パルス幅Ｗ１のパルス電圧が３回連続して印加された後において、誤差演算部１３２の出力に基づいて時間積分値ＶＴ２を求め、時間積分値を更新する。出力側回路１２の出力電圧が低下しているため、時間積分値ＶＴ２はＶＴ１より大きくなる。そして、時間積分値ＶＴ２に基づいてパルス幅Ｗ２を決定する。制御部１３３は、基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１１をＦＥＴ１１０と相補的にスイッチングする。また、パルス幅Ｗ２だけ基準パルス信号の位相をずらし、位相をずらした基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１３をＦＥＴ１１２と相補的にスイッチングする。これにより、１次巻線１００に、時間積分値ＶＴ２のパルス電圧、つまりパルス幅Ｗ２のパルス電圧が周期Ｔ０／２で時間に対して正負交互に印加される。

制御部１３３は、時刻ｔ２から（３／２）×Ｔ０経過後の時刻ｔ３、つまり、パルス幅Ｗ２のパルス電圧が３回連続して印加された後において、誤差演算部１３２の出力に基づいて時間積分値ＶＴ３を求め、時間積分値を更新する。出力側回路１２の出力電圧が低下しているため、時間積分値ＶＴ３はＶＴ２より大きくなる。そして、時間積分値ＶＴ３に基づいてパルス幅Ｗ３を決定する。制御部１３３は、基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１１をＦＥＴ１１０と相補的にスイッチングする。また、パルス幅Ｗ３だけ基準パルス信号の位相をずらし、位相をずらした基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１３をＦＥＴ１１２と相補的にスイッチングする。これにより、１次巻線１００に、時間積分値ＶＴ３のパルス電圧、つまりパルス幅Ｗ３のパルス電圧が周期Ｔ０／２で時間に対して正負交互に印加される。

以降、制御部１３３は、（３／２）×Ｔ０毎に誤差演算部１３２の出力に基づいて時間積分値を更新し、同様の動作を繰り返す。

図１において１次巻線１００に交流電圧が印加されると、２次巻線１０１、１０２から降圧された交流電圧が出力される。出力側回路１２は、２次巻線１０１、１０２の出力する交流電圧を整流するとともに平滑化し、電子装置Ｓ１に供給する。

ところで、従来、パルス電圧が２回連続して印加される毎、つまり、基準パルス信号の周期Ｔ０の制御周期毎にパルス幅を更新する構成が一般的であった。

仮に、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１がそのような構成であった場合、図３に示すように、バッテリＢ１の電圧が安定している定常状態においては、時間積分値ＶＴ０のパルス電圧、つまりパルス幅Ｗ０のパルス電圧が時間に対して正負交互に印加される。１次巻線１００に流れる電流の変化は、１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値によって決まる。パルス幅Ｗ０の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともにＩ０だけ増加する。パルス幅Ｗ０の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともにＩ０だけ減少する。その結果、１次巻線１００に流れる電流は、定常状態においては、Ｉ０／２〜−Ｉ０／２の間で増減を繰り返し、平均値は０である。つまり、直流成分を含まない。

バッテリＢ１の電圧が低下すると、時間積分値ＶＴ１のパルス電圧、つまりパルス幅Ｗ１のパルス電圧が時間に対して正負に印加される。パルス幅Ｗ１の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに−Ｉ０／２からＩ１だけ増加し（−Ｉ０／２＋Ｉ１）になる。そして、パルス幅Ｗ１の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ１）からＩ１だけ減少し−Ｉ０／２になる。ここで、時間積分値ＶＴ１がＶＴ０より大きいため、Ｉ１はＩ０より大きくなる。このとき、平均値、つまり直流成分は（−Ｉ０／２＋Ｉ１／２）になる。

その後、パルス幅Ｗ２の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに−Ｉ０／２からＩ２だけ増加し（−Ｉ０／２＋Ｉ２）になる。そして、パルス幅Ｗ２の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ２）からＩ２だけ減少し−Ｉ０／２になる。ここで、時間積分値ＶＴ２がＶＴ１より大きいため、Ｉ２はＩ１より大きくなる。このとき、平均値、つまり直流成分は（−Ｉ０／２＋Ｉ２／２）になる。

その後、パルス幅Ｗ３の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに−Ｉ０／２からＩ３だけ増加し（−Ｉ０／２＋Ｉ３）になる。そして、パルス幅Ｗ３の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ３）からＩ３だけ減少し−Ｉ０／２になる。ここで、時間積分値ＶＴ３がＶＴ２より大きいため、Ｉ３はＩ２より大きくなる。このとき、平均値、つまり直流成分は（−Ｉ０／２＋Ｉ３／２）になる。

つまり、バッテリＢ１の電圧が低下すると、過渡的に、１次巻線１００に流れる電流の直流成分が増加していく。この場合、トランス１０の磁束が正側に偏る偏磁が発生してしまう。

しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１は、図２に示すように、パルス電圧が３回連続して印加される毎にパルス幅を更新する。

バッテリＢ１の電圧が安定している定常状態においては、時間積分値ＶＴ０のパルス電圧、つまりパルス幅Ｗ０のパルス電圧が時間に対して正負交互に印加される。パルス幅Ｗ０の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともにＩ０だけ増加する。パルス幅Ｗ０の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともにＩ０だけ減少する。その結果、１次巻線１００に流れる電流は、定常状態においては、Ｉ０／２〜−Ｉ０／２の間で変化し、平均値は０である。つまり、直流成分を含まない。

バッテリＢ１の電圧が低下すると、時間積分値ＶＴ１のパルス電圧、つまりパルス幅Ｗ１のパルス電圧が時間に対して正負交互に印加される。パルス幅Ｗ１の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに−Ｉ０／２からＩ１だけ増加し（−Ｉ０／２＋Ｉ１）になる。そして、パルス幅Ｗ１の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ１）からＩ１だけ減少し−Ｉ０／２になる。そして、パルス幅Ｗ１の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに−Ｉ０／２からＩ１だけ増加し（Ｉ１−Ｉ０／２）になる。このとき、平均値、つまり直流成分は（−Ｉ０／２＋Ｉ１／２）になる。

その後、パルス幅Ｗ２の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ１）からＩ２だけ減少し（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２）になる。そして、パルス幅Ｗ２の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２）からＩ２だけ増加し（−Ｉ０／２＋Ｉ１）になる。そして、パルス幅Ｗ２の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ１）からＩ２だけ減少し（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２）になる。このとき、平均値、つまり直流成分は（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２／２）になる。

その後、パルス幅Ｗ３の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２）からＩ３だけ増加し（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２＋Ｉ３）になる。そして、パルス幅Ｗ３の負のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２＋Ｉ３）からＩ３だけ減少し（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２）になる。そして、パルス幅Ｗ３の正のパルス電圧が印加されると、１次巻線１００に流れる電流は、時間の経過とともに（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２）からＩ３だけ増加し（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２＋Ｉ３）になる。このとき、平均値、つまり直流成分は（−Ｉ０／２＋Ｉ１−Ｉ２＋Ｉ３／２）になる。

つまり、バッテリＢ１の電圧が低下すると、１次巻線１００に流れる電流の直流成分を従来に比べ抑えることができる。その結果、トランス１０の過渡的な偏磁を抑えることができる。

なお、ここでは、バッテリＢ１の電圧が低下した場合を例に挙げ説明しているが、バッテリＢ１の電圧が上昇した場合も同様に過渡的な偏磁を抑えることができる。

次に、効果について説明する。

パルス電圧が正負交互に印加されると、１次巻線１００にパルス電圧に応じた交流電流が流れる。バッテリＢ１の電圧が変動すると、制御回路１３は、１次巻線１００に印加するパルス電圧を変化させる。このとき、１次巻線１００に流れる電流に、過渡的に、正又は負の直流成分が含まれるようになることがある。この場合、トランス１０の磁束が、正側又は負側に偏る偏磁が発生してしまう。しかし、第１実施形態によれば、制御回路１３は、パルス電圧が３回連続して印加される毎にパルス電圧を決定するための制御量を更新する。これにより、前述したように、１次巻線１００に流れる電流に含まれる直流成分を抑えることができる。そのため、バッテリＢ１の電圧が変動しても、トランス１０の過渡的な偏磁を抑えることができる。しかも、従来のように、偏磁防止用のコンデンサを設ける必要がない。従って、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータ装置１において、部品を追加することなく、バッテリＢ１の電圧の変動に伴って発生するトランス１０の過渡的な偏磁を抑えることができる。車両の小型、軽量化を図ることができる。

また、第１実施形態によれば、制御回路１３は、パルス電圧を決定するための制御量として１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値を求める。そのため、この制御量に基づいてパルス電圧を確実に決定することができる。従って、部品を追加することなく、バッテリＢ１の電圧の変動に伴って発生するトランス１０の過渡的な偏磁を確実に抑えることができる。

さらに、第１実施形態によれば、制御回路１３は、１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定する。そのため、１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値に基づいたパルス電圧を１次巻線１００に確実に印加することができる。

なお、第１実施形態では、パルス電圧が３回連続して印加される毎に制御量を更新する例を挙げているが、これに限られるものではない。パルス電圧が３以上の奇数回連続して印加される毎に更新すれば同様の効果を得ることができる。

また、第１実施形態では、１次巻線１００に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定し、決定したパルス電圧が印加されるように入力側回路１１を制御する例を挙げているが、これに限られるものではない。時間積分値に基づいてパルス電圧の振幅を決定し、決定したパルス電圧が印加されるように入力側回路を制御してもよい。また、時間積分値に基づいて所定パルス幅及び振幅のパルス電圧の時間に対する密度を決定し、決定したパルス電圧が印加されるように入力側回路を制御してもよい。

また、第１実施形態では、直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線１００に印加する例を挙げているが、これに限られるものではない。交流電圧を形態の異なる交流電圧、例えば電圧や周波数の異なる交流電圧に変換して１次巻線に印加するようにしてもよい。

さらに、第１実施形態では、電子装置Ｓ１に所定の電圧の電力を供給する例を挙げているが、これに限られるものではない。２次電池に所定の電圧電力を供給し、２次電池を充電するようにしてもよい。

加えて、第１実施形態では、出力側回路１２の出力電圧に基づいて入力側回路１１を制御する例を挙げているが、これに限られるものではない。誘導加熱装置のように、出力側回路の出力に伴って変化する温度に基づいて入力側回路を制御するようにしてもよい。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置について説明する。第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置が、出力側回路の出力電圧に基づいてパルス電圧を決定するのに対して、出力側回路の出力電圧と１次巻線に流れる電流に基づいてパルス電圧を決定するようにしたものである。

まず、図４を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成について説明する。ここで、図４は、第２実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。なお、トランスの１次巻線、２次巻線に付された・印は、巻線の巻始めを示す。また、トランスの１次巻線に付された矢印は、印加される電圧の極性を示す。

図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置２は、トランス２０（変圧器）と、入力側回路２１（第１変換回路）と、出力側回路２２（第２変換回路）と、制御回路２３とを備えている。

トランス２０、入力側回路２１及び出力側回路２２は、第１実施形態のトランス１０、入力側回路１１及び出力側回路１２と同一構成である。

制御回路２３は、出力側回路２２の出力電圧が電圧指令と一致するように、入力側回路２１を制御する回路である。制御回路２３は、出力側回路２２の出力電圧とトランス２０の１次巻線２００に流れる電流に基づいて１次巻線２００に印加するパルス電圧を決定するための制御量を求める。そして、制御量に基づいてパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に印加されるようにＦＥＴ２１０〜２１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に制御量を更新する。具体的には、出力側回路２２の出力電圧と１次巻線２００に流れる電流に基づいて１次巻線２００に印加する電圧の時間積分値を求める。そして、１次巻線２００に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定し、決定したパルス幅のパルス電圧が時間に対して正負交互に印加されるようにＦＥＴ２１０〜２１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に、出力側回路２２の出力電圧と１次巻線２００に流れる電流に基づいて１次巻線２００に印加する電圧の時間積分値を更新する。制御回路２３は、電圧指令部２３０と、電圧検出部２３１と、誤差偏差部２３２と、電流検出部２３３と制御部２３４とを備えている。

電圧指令部２３０、電圧検出部２３１及び誤差演算部２３２は、第１実施形態の電圧指令部１３０、電圧検出部１３１及び誤差演算部１３２と同一構成である。

電流検出部２３３は、トランス２０の１次巻線２００に流れる電流を検出し出力するブロックである。具体的には、入力側回路２１の入力電流に基づいて１次巻線２００に流れる電流を検出し出力する。電流検出部２３３は、電流センサを介して入力側回路２１の入力端に接続されている。また、制御部２３４に接続されている。

制御部２３４は、誤差増幅部２３２の出力と電流検出部２３３の出力に基づいてＦＥＴ２１０〜２１３のスイッチングを制御するブロックである。制御部２３３は、誤差増幅部２３２の出力と電流検出部２３３の出力に基づいて１次巻線２００に印加する電圧の時間積分値を求める。そして、１次巻線２００に印加する電圧の時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定し、決定したパルス幅のパルス電圧が時間に対して正負交互に印加されるようにＦＥＴ２１０〜２１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に、誤差増幅部２３２の出力と電流検出部２３３の出力に基づいて１次巻線２００に印加する電圧の積分値を更新する。制御部２３４は、誤差増幅部２３２と電流検出部２３３に接続されている。また、ＦＥＴ２１０〜２１３のゲートにそれぞれ接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ装置２の動作は、１次巻線２００に印加する電圧の時間積分値を求める際、１次巻線２００に流れる電流を考慮することを除いて第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の動作と同一であるので説明は省略する。

次に、効果について説明する。

第２実施形態によれば、制御回路２３は、出力側回路２２の出力と１次巻線２００に流れる電流に基づいて１次巻線２００に印加する電圧の時間積分値を決定する。そのため、１次巻線２００に流れる電流をも考慮して出力側回路２２の出力を制御することができる。

なお第２実施形態では、パルス電圧が３回連続して印加される毎に制御量を更新する例を挙げているが、これに限られるものではない。パルス電圧が３以上の奇数回連続して印加される毎に更新すれば同様の効果を得ることができる。

（参考形態）
次に、参考形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置について説明する。参考形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置が、１次巻線に印加する電圧の時間積分値を求め、パルス電圧を決定するのに対して、１次巻線に流れる電流を制限する電流制限閾値を求め、パルス電圧を決定するようにしたものである。

まず、図５を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成について説明する。ここで、図５は、参考形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。なお、トランスの１次巻線、２次巻線に付された・印は、巻線の巻始めを示す。また、トランスの１次巻線に付された矢印は、印加される電圧の極性を示す。

図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置３（電力変換装置）は、トランス３０（変圧器）と、入力側回路３１（第１変換回路）と、出力側回路３２（第２変換回路）と、制御回路３３とを備えている。

トランス３０、入力側回路３１及び出力側回路３２は、第１実施形態のトランス１０、入力側回路１１及び出力側回路１２と同一構成である。

制御回路３３は、出力側回路３２の出力電圧が電圧指令と一致するように、入力側回路３１を制御する回路である。制御回路３３は、出力側回路３２の出力電圧に基づいて１次巻線３００に印加するパルス電圧を決定するための制御量を求める。そして、制御量に基づいてパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に印加されるようにＦＥＴ３１０〜３１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に制御量を更新する。具体的には、出力側回路３２の出力電圧と電圧指令の比較結果に基づいて、電流制限閾値を求める。そして、１次巻線３００に流れる電流が決定した電流制限閾値に達するまでの時間をパルス幅とするパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に印加されるようにＦＥＴ３１０〜３１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に、出力側回路３２の出力電圧と電圧指令の比較結果に基づいて電流制限閾値を更新する。制御回路３３は、電圧指令部３３０と、電圧検出部３３１と、誤差増幅部３３２と、電流検出部３３３と、制御部３３４とを備えている。

電圧指令部３３０、電圧検出部３３１及び誤差増幅部３３２は、第１実施形態の電圧指令部１３０、電圧検出部１３１及び誤差増幅部１３２と同一構成である。

電流検出部３３３は、トランス３０の１次巻線３００に流れる電流を検出し出力するブロックである。具体的には、入力側回路３１の入力電流に基づいて１次巻線３００に流れる電流を検出し出力する。電流検出部３３３は、電流センサを介して入力側回路３２の入力端に接続されている。また、制御部３３４に接続されている。

制御部３３４は、誤差増幅部３３２の出力と電流検出部３３３の出力に基づいてＦＥＴ３１０〜３１３のスイッチングを制御するブロックである。制御部３３４は、誤差増幅部３３２の出力に基づいて電流制限閾値を求める。そして、電流検出部３３３の出力が決定した電流制限閾値に達するまでの時間をパルス幅とするパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が印加されるようにＦＥＴ３１０〜３１３のスイッチングを制御する。さらに、パルス電圧が３回連続して印加される毎に、誤差増幅部３３２の出力に基づいて電流制限閾値を更新する。制御部３３４は、誤差増幅部３３２と電流検出部３３３に接続されている。また、ＦＥＴ３１０〜３１３のゲートにそれぞれ接続されている。

次に、図５〜図１０を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作について説明する。ここで、図６は、図５におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図７は、図６における１次巻線に流れる電流成分を説明するための波形図である。図８は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図９は、図８における１次巻線に流れる電流成分を説明するための波形図である。図１０は、トランスのＴ型等価回路において、１次巻線に流れる電流、２次巻線に流れる電流及び励磁電流の関係を説明するための回路図である。

図５に示す制御部３３４は、誤差増幅器３３２の出力に基づいて電流制限閾値を求める。そして、電流検出部３３３の出力が決定した電流制限閾値に達するまでの時間をパルス幅とするパルス電圧を決定する。バッテリＢ３の電圧が安定している定常状態においては、制御部３３４は、図６に示すように、電流制限閾値Ｉｔｈ０を求める。そして、電流制限閾値Ｉｔｈ０に達するまでの時間をパルス幅とするパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が印加されるようにＦＥＴ３１０〜３１３のスイッチングを制御する。具体的には、周期Ｔ０、デューティ比５０％の基準パルス信号に同期してＦＥＴ３１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ３１１をＦＥＴ３１０と相補的にスイッチングする。また、所定のタイミングでＦＥＴ３１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ３１３をＦＥＴ３１２と相補的にスイッチングする。これにより、１次巻線３００に、パルス幅Ｗ００〜Ｗ０５のパルス電圧が周期Ｔ０／２で時間に対して正負交互に印加される。その結果、１次巻線には、周期Ｔ０／２における平均値がＩ００、−Ｉ００である正負の電流が交互に流れる。

図５においてバッテリＢ３の電圧が低下すると、出力側回路３２の出力電圧も低下する。制御部３３４は、時刻ｔ４において、誤差演算部３３２の出力に基づいて図６に示すように、電流制限閾値Ｉｔｈ１を求め、電流制限閾値を更新する。出力側回路３２の出力電圧が低下しているため、電流制限閾値Ｉｔｈ１はＩｔｈ０より大きくなる。そして、電流制限閾値Ｉｔｈ１に達するまでの時間をパルス幅とするパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が印加されるようにＦＥＴ３１０〜３１３のスイッチングを制御する。具体的には、基準パルス信号に同期してＦＥＴ３１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ３１１をＦＥＴ３１０と相補的にスイッチングする。また、所定のタイミングでＦＥＴ３１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ３１３をＦＥＴ３１２と相補的にスイッチングする。これにより、１次巻線３００に、パルス幅Ｗ１０〜Ｗ１２のパルス電圧が周期Ｔ０／２で時間に対して正負交互に印加される。その結果、１次巻線３００には、図５及び図６に示すように、周期Ｔ０／２における平均値がＩ１０、−Ｉ１０である正負の電流が、正、負、正の順で交互に流れる。

制御部３３４は、図５に示すように、時刻ｔ４から（３／２）×Ｔ０経過後の時刻ｔ５、つまり、パルス電圧が３回連続して印加された後において、誤差演算部３３２の出力に基づいて電流制限閾値Ｉｔｈ２を求め、電流制限閾値を更新する。出力側回路３２の出力電圧が低下しているため、電流制限閾値Ｉｔｈ２はＩｔｈ１より大きくなる。そして、電流制限閾値Ｉｔｈ２に達するまでの時間をパルス幅とするパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が印加されるようにＦＥＴ３１０〜３１３のスイッチングを制御する。具体的には、基準パルス信号に同期してＦＥＴ３１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ３１１をＦＥＴ３１０と相補的にスイッチングする。また、所定のタイミングでＦＥＴ３１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ３１３をＦＥＴ３１２と相補的にスイッチングする。これにより、１次巻線３００に、パルス幅Ｗ２０〜Ｗ２２のパルス電圧が周期Ｔ０／２で時間に対して正負交互に印加される。その結果、１次巻線３００には、図５及び図６に示すように、周期Ｔ０／２における平均値がＩ２０、−Ｉ２０である正負の電流が、負、正、負の順で交互に流れる。

制御部３３４は、図５に示すように、時刻ｔ５から（３／２）×Ｔ０経過後の時刻ｔ６、つまり、パルス電圧が３回連続して印加された後において、誤差演算部３３２の出力に基づいて電流制限閾値Ｉｔｈ３を求め、電流制限閾値を更新する。出力側回路３２の出力電圧が低下しているため、電流制限閾値Ｉｔｈ３はＩｔｈ２より大きくなる。そして、電流制限閾値Ｉｔｈ３に達するまでの時間をパルス幅とするパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が印加されるようにＦＥＴ３１０〜３１３のスイッチングを制御する。具体的には、基準パルス信号に同期してＦＥＴ３１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ３１１をＦＥＴ３１０と相補的にスイッチングする。また、所定のタイミングでＦＥＴ３１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ３１３をＦＥＴ３１２と相補的にスイッチングする。これにより、１次巻線３００に、パルス幅Ｗ３０〜Ｗ３２のパルス電圧が周期Ｔ０／２で時間に対して正負交互に印加される。その結果、１次巻線３００には、図５及び図６に示すように、周期Ｔ０／２における平均値がＩ３０、−Ｉ３０である正負の電流が、正、負、正の順で交互に流れる。

以降、制御部３３４は、（３／２）×Ｔ０毎に誤差演算部３３２の出力に基づいて電流制限閾値を更新し、同様の動作を繰り返す。

図５において１次巻線３００に交流電圧が印加されると、２次巻線３０１、３０２から降圧された交流電圧が出力される。出力側回路３２は、２次巻線３０１、３０２の出力する交流電圧を整流するとともに平滑化し、電子装置Ｓ３に供給する。

ところで、従来、パルス電圧が２回連続して印加される毎、つまり、基準パルス信号の周期Ｔ０の制御周期毎に電流制限閾値を更新する構成が一般的であった。

仮に、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置３がそのような構成であった場合、図８に示すように、バッテリＢ３の電圧が安定している定常状態においては、１次巻線３００には、周期Ｔ０／２における平均値がＩ００、−Ｉ００である正負の電流が交互に流れる。バッテリＢ３の電圧が低下すると、図８及び図９に示すように、１次巻線３００には、周期Ｔ０／２における平均値がＩ１０、−Ｉ１０である正負の電流が正、負の順で交互に流れる。その後、周期Ｔ０／２における平均値がＩ２０、−Ｉ２０である正負の電流が、正、負の順で交互に流れる。その後、周期Ｔ０／２における平均値がＩ３０、−Ｉ３０である正負の電流が、正、負の順で交互に流れる。以降、同様の動作を繰り返す。

図１０に示すように、トランスのＴ型等価回路において、１次巻線に流れる電流は、２次巻線に流れる電流と励磁電流の和として表される。ここで、励磁電流は、トランスの磁束を発生させるための電流である。

図９に示すように、バッテリＢ３の電圧が低下し、時間の経過に伴って電流制限閾値が大きくなると、１次巻線に流れる電流のうち、斜線でハッチングされた２次巻線に流れる電流も時間の経過とともに大きくなる。その結果、電流制限閾値がＩｔｈ１の期間において、励磁電流の振幅は、負側に比べ正側の方が大きくなる。電流制限閾値がＩｔｈ２の期間において、励磁電流の振幅は、負側に比べ正側の方が大きくなる。電流制限閾値がＩｔｈ３の期間において、励磁電流の振幅は、負側に比べ正側の方が大きくなる。つまり、トランス３０の磁束を発生させる励磁電流が正側に偏る。この場合、トランス３０の磁束が正側に偏る偏磁が発生してしまう。

しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置３は、図７に示すように、電流制限閾値がＩｔｈ１の期間において、励磁電流の振幅は、負側に比べ正側の方が大きくなる。具体的には、最初の正側の振幅が最も大きくなる。電流制限閾値がＩｔｈ２の期間において、励磁電流の振幅は、正側に比べ負側の方が大きくなる。具体的には、最初の負側の振幅が最も大きくなる。電流制限閾値がＩｔｈ３の期間において、励磁電流の振幅は、負側に比べ正側の方が大きくなる。具体的には、最初の正側の振幅が最も大きくなる。つまり、励磁電流の偏りを正側と負側に交互に分散させることができる。その結果、トランス３０の過渡的な偏磁を抑えることができる。

なお、ここでは、バッテリＢ３の電圧が低下した場合を例に挙げ説明しているが、バッテリＢ３の電圧が上昇した場合も同様に過渡的な偏磁を抑えることができる。

次に、効果について説明する。

参考形態によれば、制御回路３３は、パルス電圧を決定するための制御量として、電流制限閾値を求める。そのため、この制御量に基づいてパルス電圧を確実に決定することができる。従って、部品を追加することなく、バッテリＢ３の電圧の変動に伴って発生するトランス３０の過渡的な偏磁を確実に抑えることができる。

なお、参考形態では、パルス電圧が３回連続して印加される毎に制御量を更新する例を挙げているが、これに限られるものではない。パルス電圧が３以上の奇数回連続して印加される毎に更新すれば同様の効果を得ることができる。

また、参考形態では、直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線３００に印加する例を挙げているが、これに限られるものではない。交流電圧を形態の異なる交流電圧、例えば電圧や周波数の異なる交流電圧に変換して１次巻線に印加するようにしてもよい。

さらに、参考形態では、電子装置Ｓ３に所定の電圧の電力を供給する例を挙げているが、これに限られるものではない。２次電池に所定の電圧の電力を供給し、２次電池を充電するようにしてもよい。

加えて、参考形態では、出力側回路３２の出力電圧に基づいて入力側回路３１を制御する例を挙げているが、これに限られるものではない。誘導加熱装置のように、出力側回路の出力に伴って変化する温度に基づいて入力側回路を制御するようにしてもよい。

１〜３・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ装置（電力変換装置）、１０、２０、３０・・・トランス（変圧器）、１００、２００、３００・・・１次巻線、１０１、１０２、２０１、２０２、３０１、３０２・・・２次巻線、１１、２１、３１・・・入力側回路（第１変換回路）、１１０〜１１３、２１０〜２１３、３１０〜３１３・・・ＦＥＴ、１２、２２、３２・・・出力側回路（第２変換回路）、１２０、１２１、２２０、２２１、３２０、３２１・・・ダイオード、１２２、２２２、３２２・・・コイル、１２３、２２３、３２３・・・コンデンサ、１３、２３、３３・・・制御回路、１３０、２３０、３３０・・・電圧指令部、１３１、２３１、３３１・・・電圧検出部、１３２、２３２、３３２・・・誤差増幅部、１３３、２３４、３３４・・・制御部、２３３、３３３・・・電流検出部、Ｂ１〜Ｂ３・・・バッテリ（電源）、Ｓ１〜Ｓ３・・・電子装置

Claims (3)

1. １次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、
   前記１次巻線と電源の間に接続され、前記電源の電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線に印加する第１変換回路と、
   前記２次巻線に接続され、前記２次巻線の交流電圧を変換して出力する第２変換回路と、
   前記第２変換回路の出力に基づいて前記１次巻線に印加するパルス電圧を決定するための制御量を求め、前記制御量に基づいて決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に前記１次巻線に印加されるように前記第１変換回路を制御する制御回路と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記制御回路は、パルス電圧が３以上の奇数回連続して印加される毎に前記１次巻線に印加する電圧の時間積分値を更新し、前記１次巻線に印加する電圧の前記時間積分値に基づいてパルス電圧のパルス幅を決定することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御回路は、前記第２変換回路の出力と前記１次巻線に流れる電流に基づいて前記１次巻線に印加する電圧の前記時間積分値を決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 車両に搭載されることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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