JP4343491B2 - インバータ式ｘ線高電圧装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧をインバータ回路を用いて高周波の交流電圧に変換し、その出力交流電圧を変圧器を介してＸ線管に印加するインバータ式Ｘ線高電圧装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ式Ｘ線高電圧装置は、商用の交流電源からの交流電圧を交流リアクトルを介してサイリスタまたはダイオードで構成された全波整流回路を用いたコンバータ回路により直流電圧に変換し、これを平滑コンデンサで平滑してインバータ回路に入力し、インバータ回路から出力された高周波の交流電圧を高電圧変圧器で昇圧し、これを高電圧整流器で直流に変換してＸ線管に印加し、Ｘ線管からＸ線を放射するように構成している。このインバータ回路は、例えば特開昭６３−１９０５５６号公報に記載されているように、共振コンデンサと高電圧変圧器の漏れインダクタンスとの共振現象を利用してインバータ回路の位相差や周波数を制御することにより負荷であるＸ線管に直流の高電圧（以下、管電圧と称す）を印加するものである。実際の管電圧は管電圧検出器によって検出し、これと目標値をインバータ制御回路に入力してインバータ回路の位相差や周波数を求めこれを制御するようにしている。
【０００３】
このようなインバータ式Ｘ線高電圧装置は、一般のＸ線撮影装置から循環器Ｘ線撮影装置、Ｘ線ＣＴ装置等に広く適用されているが、最近の医療用Ｘ線高電圧装置は、性能面だけでなく設置面積の縮減および小型軽量化に対する要求が益々強まる一方であり、なかでも高電圧変圧器が装置体積に占める割合は大きく、高電圧変圧器を小型化することが望まれている。
【０００４】
一般に、この高電圧変圧器は、一次側と二次側の磁気結合部に使用している磁性体コアが最大磁束密度を越えると、磁束の飽和領域に達してその機能を失い、さらにコアの磁束密度が飽和すると、一次側のインダクタンスが急激に減少するため、大きな電流が流れるようになり、装置の制御性だけでなく損失や安全面において大きな問題となる。磁束密度は、高電圧変圧器の一次側に流れる電流の大きさ、周波数、コアの外形によって決まるので、一般にはこの磁気飽和を避けるために高電圧変圧器のコアの断面積を大きくし、高電圧変圧器の一次側電流の周波数が一定である場合、電流値が最大のときに磁束密度が最大となり、このときコアの磁気飽和領域に達しないように設計している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、Ｘ線管を使用した負荷の変動範囲が大きいインバータ式Ｘ線高電圧装置では、高電圧変圧器の一次側に流れる電流値が小さく、すなわち磁束密度が小さい軽負荷条件において使用した場合でも、高電圧変圧器において磁気飽和が生じる場合があることが分かり、これが高電圧変圧器の小型化の障害となることが分かった。しかもこの現象は、半導体スイッチングデバイスのインバータ出力電圧のパルス幅が小さくて駆動時間が短い場合、本来の信号の長さに対して、半導体スイッチングデバイスのばらつきによる時間の長さが割合的に大きくなるインバータ回路の出力が小さい軽負荷の条件において顕著となることが分かった。この高電圧変圧器の磁気飽和を避けるため、インバータ回路の制御をインバータ出力電圧のパルス幅が大きく駆動信号が長い範囲に限定することが考えられるが、これは出力の変動範囲を狭くしてしまい、特に、Ｘ線高電圧装置の場合、負荷が最小から最大まで１０００倍近く変化する広い範囲において制御する必要があり、これを採用することはできない。従って、負荷の変動範囲が広いＸ線高電圧装置で、その範囲全域においてコアの磁気飽和を防止することが望まれている。
【０００６】
本発明の目的は、磁束密度が小さい軽負荷条件において発生する高電圧変圧器の磁気飽和を防止したインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供するにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した本発明は上記目的を達成するために、直流電源と、半導体スイッチングデバイスを有し上記直流電源に接続されて直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線を接続した高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の二次巻線側に接続したＸ線管とを備えたインバータ式Ｘ線高電圧装置において、上記インバータ回路の出力側に上記インバータ回路の出力電圧が正負非対称であることを検出する検出器を設け、少なくともこの検出器による検出があったとき上記インバータ回路の出力電圧が正負対称となるように上記インバータ回路を制御する補正手段を設けたことを特徴とする。
【０００８】
本発明によるインバータ式Ｘ線高電圧装置は、磁束密度が小さい負荷条件において発生する高電圧変圧器の磁気飽和が、インバータ回路の半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによってインバータ回路の出力電圧が完全に正負対称とならないために、高電圧変圧器のコアが偏磁し、コアのヒステリシス特性によりこの偏磁が蓄積されて最終的にコアの磁気飽和領域に達することを究明し、インバータ回路の出力側にインバータ回路の出力電圧が正負非対称であることを直接的もしくは間接的に検出する検出器を設け、少なくともこの検出器による検出があったときインバータ回路の出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路を制御する補正手段を設けたため、インバータ回路を構成する半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによるインバータ出力電圧の正負非対称を是正することができ、軽負荷条件において顕著となる高電圧変圧器の偏磁を抑制し、高電圧変圧器の磁気飽和を防止して小型化を図ることができる。
【０００９】
また請求項２に記載した本発明は上記目的を達成するために、直流電源と、半導体スイッチングデバイスを有し上記直流電源に接続されて直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線を接続した高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の二次巻線側に接続したＸ線管と、このＸ線管の管電圧を検出する管電圧検出器と、この管電圧検出器による検出値を目標値と比較して上記インバータ回路の各半導体スイッチングデバイスに位相シフトＰＷＭ信号を与える管電圧フィードバック制御回路とを備えたインバータ式Ｘ線高電圧装置において、上記インバータ回路の出力側に上記インバータ回路の出力電圧が正負非対称であることを検出する検出器を設け、少なくともこの検出器による検出があったとき上記インバータ回路の出力電圧が正負対称となるように上記位相シフトＰＷＭ信号に補正を与える補正手段を設けたことを特徴とする。
【００１０】
請求項２に記載した本発明によれば、磁束密度が小さい負荷条件において発生する高電圧変圧器の磁気飽和が、インバータ回路の半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによってインバータ回路の出力電圧が完全に正負対称とならないために、高電圧変圧器のコアが偏磁し、コアのヒステリシス特性によりこの偏磁が蓄積されて最終的にコアの磁気飽和領域に達することを究明し、インバータ回路の出力側にインバータ回路の出力電圧が正負非対称であることを検出する検出器を設け、少なくともこの検出器による検出があったときインバータ回路の出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路の半導体スイッチングデバイスに与える位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える補正手段を設けたため、既存の管電圧フィードバック制御回路のための構成を利用して、インバータ回路を構成する半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによるインバータ回路の出力電圧の正負非対称を是正するように位相シフトＰＷＭ信号を補正することができ、軽負荷条件において顕著となる高電圧変圧器の偏磁を抑制し、高電圧変圧器の磁気飽和を防止して小型化を図ることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置を示すブロック回路図である。
三相または単相の商用電源１には整流回路２が接続され、この整流回路２の出力側には平滑キャパシタ３に接続されている。この平滑キャパシタの正側と負側の間には、フルブリッジ構成の半導体スイッチングデバイス９，１０と半導体スイッチングデバイス１１，１２を有するインバータ回路４が接続されており、この半導体スイッチングデバイス９〜１２には、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ、またはハイポーラトランジスタなどを用いることができる。半導体スイッチングデバイス９，１０間と、半導体スイッチングデバイス１１，１２間に高電圧変圧器５の一次側を接続している。
【００１２】
この高電圧変圧器５の一次側には電流検出器２２が接続されており、この電流検出器２２によって半導体スイッチングデバイス９〜１２によって構成したインバータ回路４の出力電流を検出している。また高電圧変圧器５の二次側には高電圧整流器６を接続し、高電圧整流器６の出力側に管電圧検出器７とＸ線管８を接続している。
【００１３】
このような構成のＸ線高電圧装置は、整流回路２からの直流電圧をインバータ回路４を用いて高周波の交流電圧に変換し、その出力電圧を高電圧変圧器５を介して昇圧した後、高電圧整流器６にて整流して直流電圧をＸ線管８に供給してＸ線を放射する。このとき管電圧検出器７によりＸ線管８に印加される電圧を検出し、この検出した管電圧検出値２１は管電圧フィードバック制御回路１９において管電圧目標値２０と比較演算し、Ｘ線管８に印加される電圧が所望の電圧になるように、その後に位相シフトＰＷＭ信号回路１８から位相シフトＰＷＭ信号を送出する。この信号は駆動回路１３〜１６により駆動信号として各半導体スイッチングデバイス９〜１２に与える。
【００１４】
一方、高電圧変圧器５の一次側には直流成分を検出できるカレントトランス（ＤＣ−ＣＴ）などの電流検出器２２を設け、この電流検出器２２によって検出されたインバー夕回路４の出力電流に直流分が含まれることを直流成分積出回路１７で検出したとき、半導体スイッチングデバイスの位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える補正手段を設けている。この補正手段は、詳細を後述するようにインバータ回路４の出力電流の直流成分を検出する直流成分積出回路１７で直流分を検出したとき、この直流成分に応じて半導体スイッチングデバイス９と半導体スイッチングデバイス１０の駆動回路１３，１４に入力して位相シフトＰＷＭ信号に補正を加えるように構成している。
【００１５】
ここで、高電圧変圧器５の一次側を流れるインバータ回路４の出力電流から直流成分を取り出す直流成分検出回路１７について、図２に示した回路図を用いて説明する。
同図（ａ）に示すＲＣフイルタや、同図（ｂ）に示す一次遅れフィルタ、同図（Ｃ）に示す二次遅れフィルタまたはそれ以上の高次遅れフィルタを用いると、インバータ出力電流の平均が得られる。また同図（ｄ）はインバータ回路４の出力電流の最大値と最小値を検出するもので、それらの差よりインバータ回路４の出力電流の偏りを検出することができる。直流成分検出回路１７は、これらの例に限らずインバータ回路４の出力電流から直流成分を取り出すものであれぱよい。
【００１６】
このような直流成分検出回路１７によってインバータ回路４の出力電流における偏りを検出し、補正手段によってこの偏りを無くすように半導体スイッチングデバイス９〜１２を制御する位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える。高電圧変圧器５のコアが磁気飽和すると、インバータ回路４の出力電流は図３（ａ）のように磁気飽和と同時に直流分が増加する。この場合におけるコアの磁化特性を同図（ｃ）とすると、例えば、領域αにおいて動作しているのを上述のように位相シフトＰＷＭ信号に補正を加えることにより、領域βで動作するようになる。この補正は、例えば、インバータ回路４の左側アームの半導体スイッチングデバイス９，１０のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（時比率）をインバータ回路４の出力電流における平均の偏りに応じて変化させる。この補正によって、インバータ回路４の出力電流は同図（ｂ）のような安定した波形に是正されるようになる。
【００１７】
上述したようにＸ線管８を使用した負荷の変動範囲が大きいインバータ式Ｘ線高電圧装置では、高電圧変圧器５の一次側に流れる電流値が小さく、すなわち磁束密度が小さい負荷条件において使用した場合でも、高電圧変圧器５において磁気飽和が生じる場合があることが分かり、これが高電圧変圧器５の小型化の障害となることが分かった。しかもこの現象は、半導体スイッチングデバイス９〜１２の駆動時間が短い場合、本来の信号の長さに対して、各半導体スイッチングデバイス９〜１２の特性ばらつきによる時間の長さが割合的に大きくなるインバータ回路４の出力が小さい軽負荷の条件において顕著となることが分かった。
【００１８】
次に、半導体スイッチングデバイス９〜１２を制御する位相シフトＰＷＭ信号の補正を行なう補正手段についてより具体的に説明する。
インバータ回路４を構成する各半導体スイッチングデバイスにおいては、図５に示すように半導体スイッチングデバイス９，１０では同時にＯＮすることなくＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを５０％で動作させており、また半導体スイッチングデバイス１１，１２でも同時にＯＮすることなくＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを５０％で動作させている。各半導体スイッチングデバイス９〜１２が理想的に全く同じ特性であれば、同図の実線で示すようにＯＮ，ＯＦＦ制御されてインバータ回路４の出力電圧は全く同じパルス幅で正負対称となる。
【００１９】
しかしながら、半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきにより、図５に示すようにインバータ回路４の各半導体スイッチングデバイス９〜１２のうち半導体スイッチングデバイス１２のオン期間が点線で示すように短い場合、インバータ回路４の出力電圧は正負対称でなくなり負側に偏りが生じる。この結果、図３（ａ）に示すようにインバータ回路４の出力電流には負側に直流分が生じ、これが電流検出器２２および直流成分検出回路１７によって検出される。
【００２０】
直流分を検出した直流成分検出回路１７は、この直流成分に応じて半導体スイッチングデバイス９と半導体スイッチングデバイス１０の駆動回路１３，１４に入力される位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える。つまり、ここでは図６に点線で示すように検出した直流成分に応じて半導体スイッチングデバイス９のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを大きくし、それに対し半導体スイッチングデバイス１０のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを小さくする。これによりインバータ出力電圧は、図６に点線で示すように正負対称な波形に是正され、高電圧変圧器５における偏磁をなくし、磁気飽和の発生を防止することができる。
【００２１】
このようなインバータ式Ｘ線高電圧装置は、少なくとも電流検出器２２による直流分の検出があったときその直流分を零に近づくようにインバータ回路４を制御する補正手段を設けたため、高電圧変圧器５における磁気飽和、特に、負荷の変動範囲が大きいインバータ式Ｘ線高電圧装置では、高電圧変圧器５の一次側に流れる電流値が小さく、すなわち磁束密度が小さい負荷条件において使用した場合、しかも半導体スイッチングデバイス９〜１２の駆動時間が短い場合、本来の信号の長さに対して各半導体スイッチングデバイス９〜１２の特性ばらつきによる時間の長さが割合的に大きくなるインバータ回路４の出力が小さい軽負荷の条件において顕著となる磁気飽和を防止することができるようになる。従って、一次側と二次側の磁気結合を良好に保ち高電圧変圧器５の機能を有効に利用することができるうえに、磁気飽和によって発生するインバータ回路４の出力電流の増加を防止することができる。
【００２２】
また、インバータ回路４の出力側にその出力電圧が正負非対称であることを検出する電流検出器２２を設け、少なくともこの電流検出器２２による検出があったときインバータ回路４の出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路４の半導体スイッチングデバイス９〜１２に与える位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える補正手段を設けたため、既存の管電圧フィードバック制御回路１９のための構成を利用して、インバータ回路４を構成する半導体スイッチングデバイス９〜１２の特性ばらつきによるインバータ回路４の出力電圧の正負非対称を是正するように位相シフトＰＷＭ信号を補正することができ、軽負荷条件において顕著となる高電圧変圧器の偏磁を抑制し、高電圧変圧器の磁気飽和を防止して小型化を図ることができる。
【００２３】
上述した実施の形態においては、位相シフトＰＷＭ信号の補正をインバータ回路４の左側アームにおける半導体スイッチングデバイス９，１０に対して行なう場合について述べたが、この補正はインバータ回路４の右側アームにおける半導体スイッチングデバイス１１，１２に対して行なっても、あるいは左右両側アームのそれぞれに対して行なってもよい。
【００２４】
図４は、本発明の他の実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置を示すブロック構成図であり、図１に示した実施の形態との同等物には同一符号を付けて詳細な説明を省略する。
この実施の形態では、ハーフブリッジ構造のインバータ回路４を用いて構成したもので、図１に示したフルブリッジ構造のインバータ回路４から半導体スイッチングデバイス１１，１２を除き、直列接続した平滑キャパシタ３ａ，３ｂ間とは半導体スイッチングデバイス９，１０の間に高電圧変圧器５の一次側巻線を接続している。高電圧変圧器５の一次側に設けた電流検出器２２から直流分を検出する直流成分検出回路１７は、半導体スイッチングデバイス９，１０の駆動回路１３，１４に入力される位相シフトＰＷＭ信号を補正するようにしている。
【００２５】
このようなハーフブリッジ構造のインバータ回路４を用いた場合も、先の実施の形態の場合とほぼ同様の効果を得ることができる。さらに、プッシュプル構造といったＰＷＭ制御を行なうインバータ回路４を用いたり、インバータ回路４の出力電流を検出するためにカレントトランス（ＤＣ−ＣＴ）に代えてシャント抵抗によるもの、あるいは変圧器の磁束を検出するものといった直流成分を含む出力電流を検出できる電流検出器４を用いてもよい。
【００２６】
図７は、本発明のさらに他の実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置を示すブロック構成図であり、図１に示した実施の形態との同等物には同一符号を付けて詳細な説明を省略する。
この実施の形態では、インバータ回路４の出力側、つまり高電圧変圧器５の一次側に電圧検出器２３を設け、この電圧検出器２３によって検出したインバータ回路４の出力電圧を出力電圧パルスアンバランス検出器２４に入力している。この出力電圧パルスアンバランス検出器２４は、図５に示したインバータ出力電圧の正側と負側とのパルス幅における差の有無を検出している。また、この出力電圧パルスアンバランス検出器２４によってパルス幅のアンバランスを検出したとき作動する補正手段が先の実施の形態の場合と同様に構成されており、この補正手段は、パルス幅のアンバランスに応じて半導体スイッチングデバイス９，１０の駆動回路１３，１４に入力される位相シフトＰＷＭ信号を補正して、インバータ出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路４を制御している。
【００２７】
図１に示した実施の形態では、図５に示したインバータ回路４の出力電圧の正側と負側のアンバランスを、その出力側に設けた電流検出器２２によってインバータ回路４の出力電流に表れる図３の直流分から検出するようにしたのに対し、この実施の形態では、図５に示したインバータ回路４の出力電圧の正側と負側のアンバランスを、その出力側に設けた電圧検出器２３によってインバータ回路４の出力電圧のパルス幅から検出するようにしている。この実施の形態でも、図１に示した実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。
【００２８】
この説明から分かるように、高電圧変圧器５の一次側に設ける検出器としては、電流検出器２２および電圧検出器２３のいずれか一方を使用することができ、図５に示したインバータ回路４の出力電圧の正側と負側のアンバランスを直接的あるいは間接的に検出し、この検出があったときインバータ出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路４を制御する補正手段を構成すればよい。
【００２９】
尚、上述した各実施の形態では、補正手段により図３（ａ）に示した直流分が零になるように、あるいはインバータ回路４の出力電圧の正側と負側のパルス幅の差が零になるようにそれぞれ位相シフトＰＷＭ信号を補正したが、高電圧変圧器５における偏磁が悪影響を及ばさない直流分あるいはパルス幅の差を所定の目標値として設定し、この所定の目標値内となるように位相シフトＰＷＭ信号を補正する補正手段としてもよい。
【００３０】
【発明の効果】
以上説明したように本説明のインバータ式Ｘ線高電圧装置によれば、インバータ回路を構成する半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによるインバータ回路の出力電圧の正負非対称を補正することにより、軽負荷条件において顕著となる高電圧変圧器の偏磁を抑制して高電圧変圧器の磁気飽和を防止し、高電圧変圧器およびそれを用いたインバータ式Ｘ線高電圧装置の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置のブロック構成図である。
【図２】図１に示したインバータ式Ｘ線高電圧装置における直流成分検出回路を示す回路図である。
【図３】図１に示したインバータ式Ｘ線高電圧装置におけるインバータ出力電流などを示す特性図である。
【図４】本発明の他の実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置のブロック構成図である。
【図５】図１に示したインバータ式Ｘ線高電圧装置における各半導体スイッチングデバイスに特性ばらつきがあったときの動作特性図である。
【図６】図１に示したインバータ式Ｘ線高電圧装置における補正時の各半導体スイッチングデバイスの動作特性図である。
【図７】本発明のさらに他の実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置のブロック構成図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ 整流回路
３ 平滑キャパシタ
４ インバータ回路
５ 高電圧変圧器
６ 高電圧整流器
７ 管電圧検出器
８ Ｘ線管
９〜１２ 半導体スイッチングデバイス
１７ 直流成分検出回路
１８ 位相シフトＰＷＭ信号回路
１９ 管電圧フィードパック制御回路
２２ 電流検出器
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧をインバータ回路を用いて高周波の交流電圧に変換し、その出力交流電圧を変圧器を介してＸ線管に印加するインバータ式Ｘ線高電圧装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ式Ｘ線高電圧装置は、商用の交流電源からの交流電圧を交流リアクトルを介してサイリスタまたはダイオードで構成された全波整流回路を用いたコンバータ回路により直流電圧に変換し、これを平滑コンデンサで平滑してインバータ回路に入力し、インバータ回路から出力された高周波の交流電圧を高電圧変圧器で昇圧し、これを高電圧整流器で直流に変換してＸ線管に印加し、Ｘ線管からＸ線を放射するように構成している。このインバータ回路は、例えば特開昭６３−１９０５５６号公報に記載されているように、共振コンデンサと高電圧変圧器の漏れインダクタンスとの共振現象を利用してインバータ回路の位相差や周波数を制御することにより負荷であるＸ線管に直流の高電圧（以下、管電圧と称す）を印加するものである。実際の管電圧は管電圧検出器によって検出し、これと目標値をインバータ制御回路に入力してインバータ回路の位相差や周波数を求めこれを制御するようにしている。
【０００３】
このようなインバータ式Ｘ線高電圧装置は、一般のＸ線撮影装置から循環器Ｘ線撮影装置、Ｘ線ＣＴ装置等に広く適用されているが、最近の医療用Ｘ線高電圧装置は、性能面だけでなく設置面積の縮減および小型軽量化に対する要求が益々強まる一方であり、なかでも高電圧変圧器が装置体積に占める割合は大きく、高電圧変圧器を小型化することが望まれている。
【０００４】
一般に、この高電圧変圧器は、一次側と二次側の磁気結合部に使用している磁性体コアが最大磁束密度を越えると、磁束の飽和領域に達してその機能を失い、さらにコアの磁束密度が飽和すると、一次側のインダクタンスが急激に減少するため、大きな電流が流れるようになり、装置の制御性だけでなく損失や安全面において大きな問題となる。磁束密度は、高電圧変圧器の一次側に流れる電流の大きさ、周波数、コアの外形によって決まるので、一般にはこの磁気飽和を避けるために高電圧変圧器のコアの断面積を大きくし、高電圧変圧器の一次側電流の周波数が一定である場合、電流値が最大のときに磁束密度が最大となり、このときコアの磁気飽和領域に達しないように設計している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、Ｘ線管を使用した負荷の変動範囲が大きいインバータ式Ｘ線高電圧装置では、高電圧変圧器の一次側に流れる電流値が小さく、すなわち磁束密度が小さい軽負荷条件において使用した場合でも、高電圧変圧器において磁気飽和が生じる場合があることが分かり、これが高電圧変圧器の小型化の障害となることが分かった。しかもこの現象は、半導体スイッチングデバイスのインバータ出力電圧のパルス幅が小さくて駆動時間が短い場合、本来の信号の長さに対して、半導体スイッチングデバイスのばらつきによる時間の長さが割合的に大きくなるインバータ回路の出力が小さい軽負荷の条件において顕著となることが分かった。この高電圧変圧器の磁気飽和を避けるため、インバータ回路の制御をインバータ出力電圧のパルス幅が大きく駆動信号が長い範囲に限定することが考えられるが、これは出力の変動範囲を狭くしてしまい、特に、Ｘ線高電圧装置の場合、負荷が最小から最大まで１０００倍近く変化する広い範囲において制御する必要があり、これを採用することはできない。従って、負荷の変動範囲が広いＸ線高電圧装置で、その範囲全域においてコアの磁気飽和を防止することが望まれている。
【０００６】
本発明の目的は、磁束密度が小さい軽負荷条件において発生する高電圧変圧器の磁気飽和を防止したインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供するにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した本発明は上記目的を達成するために、直流電源と、半導体スイッチングデバイスを有し上記直流電源に接続されて直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線を接続した高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の二次巻線側に接続したＸ線管とを備えたインバータ式Ｘ線高電圧装置において、上記インバータ回路の出力側に上記インバータ回路の出力電圧が正負非対称であることを検出する検出器を設け、少なくともこの検出器による検出があったとき上記インバータ回路の出力電圧が正負対称となるように上記インバータ回路を制御する補正手段を設けたことを特徴とする。
【０００８】
本発明によるインバータ式Ｘ線高電圧装置は、磁束密度が小さい負荷条件において発生する高電圧変圧器の磁気飽和が、インバータ回路の半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによってインバータ回路の出力電圧が完全に正負対称とならないために、高電圧変圧器のコアが偏磁し、コアのヒステリシス特性によりこの偏磁が蓄積されて最終的にコアの磁気飽和領域に達することを究明し、インバータ回路の出力側にインバータ回路の出力電圧が正負非対称であることを直接的もしくは間接的に検出する検出器を設け、少なくともこの検出器による検出があったときインバータ回路の出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路を制御する補正手段を設けたため、インバータ回路を構成する半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによるインバータ出力電圧の正負非対称を是正することができ、軽負荷条件において顕著となる高電圧変圧器の偏磁を抑制し、高電圧変圧器の磁気飽和を防止して小型化を図ることができる。
【０００９】
また請求項２に記載した本発明は上記目的を達成するために、直流電源と、半導体スイッチングデバイスを有し上記直流電源に接続されて直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線を接続した高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の二次巻線側に接続したＸ線管と、このＸ線管の管電圧を検出する管電圧検出器と、この管電圧検出器による検出値を目標値と比較して上記インバータ回路の各半導体スイッチングデバイスに位相シフトＰＷＭ信号を与える管電圧フィードバック制御回路とを備えたインバータ式Ｘ線高電圧装置において、上記インバータ回路の出力側に上記インバータ回路の出力電圧が正負非対称であることを検出する検出器を設け、少なくともこの検出器による検出があったとき上記インバータ回路の出力電圧が正負対称となるように上記位相シフトＰＷＭ信号に補正を与える補正手段を設けたことを特徴とする。
【００１０】
請求項２に記載した本発明によれば、磁束密度が小さい負荷条件において発生する高電圧変圧器の磁気飽和が、インバータ回路の半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによってインバータ回路の出力電圧が完全に正負対称とならないために、高電圧変圧器のコアが偏磁し、コアのヒステリシス特性によりこの偏磁が蓄積されて最終的にコアの磁気飽和領域に達することを究明し、インバータ回路の出力側にインバータ回路の出力電圧が正負非対称であることを検出する検出器を設け、少なくともこの検出器による検出があったときインバータ回路の出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路の半導体スイッチングデバイスに与える位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える補正手段を設けたため、既存の管電圧フィードバック制御回路のための構成を利用して、インバータ回路を構成する半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによるインバータ回路の出力電圧の正負非対称を是正するように位相シフトＰＷＭ信号を補正することができ、軽負荷条件において顕著となる高電圧変圧器の偏磁を抑制し、高電圧変圧器の磁気飽和を防止して小型化を図ることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置を示すブロック回路図である。
三相または単相の商用電源１には整流回路２が接続され、この整流回路２の出力側には平滑キャパシタ３に接続されている。この平滑キャパシタの正側と負側の間には、フルブリッジ構成の半導体スイッチングデバイス９，１０と半導体スイッチングデバイス１１，１２を有するインバータ回路４が接続されており、この半導体スイッチングデバイス９〜１２には、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ、またはハイポーラトランジスタなどを用いることができる。半導体スイッチングデバイス９，１０間と、半導体スイッチングデバイス１１，１２間に高電圧変圧器５の一次側を接続している。
【００１２】
この高電圧変圧器５の一次側には電流検出器２２が接続されており、この電流検出器２２によって半導体スイッチングデバイス９〜１２によって構成したインバータ回路４の出力電流を検出している。また高電圧変圧器５の二次側には高電圧整流器６を接続し、高電圧整流器６の出力側に管電圧検出器７とＸ線管８を接続している。
【００１３】
このような構成のＸ線高電圧装置は、整流回路２からの直流電圧をインバータ回路４を用いて高周波の交流電圧に変換し、その出力電圧を高電圧変圧器５を介して昇圧した後、高電圧整流器６にて整流して直流電圧をＸ線管８に供給してＸ線を放射する。このとき管電圧検出器７によりＸ線管８に印加される電圧を検出し、この検出した管電圧検出値２１は管電圧フィードバック制御回路１９において管電圧目標値２０と比較演算し、Ｘ線管８に印加される電圧が所望の電圧になるように、その後に位相シフトＰＷＭ信号回路１８から位相シフトＰＷＭ信号を送出する。この信号は駆動回路１３〜１６により駆動信号として各半導体スイッチングデバイス９〜１２に与える。
【００１４】
一方、高電圧変圧器５の一次側には直流成分を検出できるカレントトランス（ＤＣ−ＣＴ）などの電流検出器２２を設け、この電流検出器２２によって検出されたインバー夕回路４の出力電流に直流分が含まれることを直流成分積出回路１７で検出したとき、半導体スイッチングデバイスの位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える補正手段を設けている。この補正手段は、詳細を後述するようにインバータ回路４の出力電流の直流成分を検出する直流成分積出回路１７で直流分を検出したとき、この直流成分に応じて半導体スイッチングデバイス９と半導体スイッチングデバイス１０の駆動回路１３，１４に入力して位相シフトＰＷＭ信号に補正を加えるように構成している。
【００１５】
ここで、高電圧変圧器５の一次側を流れるインバータ回路４の出力電流から直流成分を取り出す直流成分検出回路１７について、図２に示した回路図を用いて説明する。
同図（ａ）に示すＲＣフイルタや、同図（ｂ）に示す一次遅れフィルタ、同図（Ｃ）に示す二次遅れフィルタまたはそれ以上の高次遅れフィルタを用いると、インバータ出力電流の平均が得られる。また同図（ｄ）はインバータ回路４の出力電流の最大値と最小値を検出するもので、それらの差よりインバータ回路４の出力電流の偏りを検出することができる。直流成分検出回路１７は、これらの例に限らずインバータ回路４の出力電流から直流成分を取り出すものであれぱよい。
【００１６】
このような直流成分検出回路１７によってインバータ回路４の出力電流における偏りを検出し、補正手段によってこの偏りを無くすように半導体スイッチングデバイス９〜１２を制御する位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える。高電圧変圧器５のコアが磁気飽和すると、インバータ回路４の出力電流は図３（ａ）のように磁気飽和と同時に直流分が増加する。この場合におけるコアの磁化特性を同図（ｃ）とすると、例えば、領域αにおいて動作しているのを上述のように位相シフトＰＷＭ信号に補正を加えることにより、領域βで動作するようになる。この補正は、例えば、インバータ回路４の左側アームの半導体スイッチングデバイス９，１０のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（時比率）をインバータ回路４の出力電流における平均の偏りに応じて変化させる。この補正によって、インバータ回路４の出力電流は同図（ｂ）のような安定した波形に是正されるようになる。
【００１７】
上述したようにＸ線管８を使用した負荷の変動範囲が大きいインバータ式Ｘ線高電圧装置では、高電圧変圧器５の一次側に流れる電流値が小さく、すなわち磁束密度が小さい負荷条件において使用した場合でも、高電圧変圧器５において磁気飽和が生じる場合があることが分かり、これが高電圧変圧器５の小型化の障害となることが分かった。しかもこの現象は、半導体スイッチングデバイス９〜１２の駆動時間が短い場合、本来の信号の長さに対して、各半導体スイッチングデバイス９〜１２の特性ばらつきによる時間の長さが割合的に大きくなるインバータ回路４の出力が小さい軽負荷の条件において顕著となることが分かった。
【００１８】
次に、半導体スイッチングデバイス９〜１２を制御する位相シフトＰＷＭ信号の補正を行なう補正手段についてより具体的に説明する。
インバータ回路４を構成する各半導体スイッチングデバイスにおいては、図５に示すように半導体スイッチングデバイス９，１０では同時にＯＮすることなくＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを５０％で動作させており、また半導体スイッチングデバイス１１，１２でも同時にＯＮすることなくＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを５０％で動作させている。各半導体スイッチングデバイス９〜１２が理想的に全く同じ特性であれば、同図の実線で示すようにＯＮ，ＯＦＦ制御されてインバータ回路４の出力電圧は全く同じパルス幅で正負対称となる。
【００１９】
しかしながら、半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきにより、図５に示すようにインバータ回路４の各半導体スイッチングデバイス９〜１２のうち半導体スイッチングデバイス１２のオン期間が点線で示すように短い場合、インバータ回路４の出力電圧は正負対称でなくなり負側に偏りが生じる。この結果、図３（ａ）に示すようにインバータ回路４の出力電流には負側に直流分が生じ、これが電流検出器２２および直流成分検出回路１７によって検出される。
【００２０】
直流分を検出した直流成分検出回路１７は、この直流成分に応じて半導体スイッチングデバイス９と半導体スイッチングデバイス１０の駆動回路１３，１４に入力される位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える。つまり、ここでは図６に点線で示すように検出した直流成分に応じて半導体スイッチングデバイス９のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを大きくし、それに対し半導体スイッチングデバイス１０のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを小さくする。これによりインバータ出力電圧は、図６に点線で示すように正負対称な波形に是正され、高電圧変圧器５における偏磁をなくし、磁気飽和の発生を防止することができる。
【００２１】
このようなインバータ式Ｘ線高電圧装置は、少なくとも電流検出器２２による直流分の検出があったときその直流分を零に近づくようにインバータ回路４を制御する補正手段を設けたため、高電圧変圧器５における磁気飽和、特に、負荷の変動範囲が大きいインバータ式Ｘ線高電圧装置では、高電圧変圧器５の一次側に流れる電流値が小さく、すなわち磁束密度が小さい負荷条件において使用した場合、しかも半導体スイッチングデバイス９〜１２の駆動時間が短い場合、本来の信号の長さに対して各半導体スイッチングデバイス９〜１２の特性ばらつきによる時間の長さが割合的に大きくなるインバータ回路４の出力が小さい軽負荷の条件において顕著となる磁気飽和を防止することができるようになる。従って、一次側と二次側の磁気結合を良好に保ち高電圧変圧器５の機能を有効に利用することができるうえに、磁気飽和によって発生するインバータ回路４の出力電流の増加を防止することができる。
【００２２】
また、インバータ回路４の出力側にその出力電圧が正負非対称であることを検出する電流検出器２２を設け、少なくともこの電流検出器２２による検出があったときインバータ回路４の出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路４の半導体スイッチングデバイス９〜１２に与える位相シフトＰＷＭ信号に補正を加える補正手段を設けたため、既存の管電圧フィードバック制御回路１９のための構成を利用して、インバータ回路４を構成する半導体スイッチングデバイス９〜１２の特性ばらつきによるインバータ回路４の出力電圧の正負非対称を是正するように位相シフトＰＷＭ信号を補正することができ、軽負荷条件において顕著となる高電圧変圧器の偏磁を抑制し、高電圧変圧器の磁気飽和を防止して小型化を図ることができる。
【００２３】
上述した実施の形態においては、位相シフトＰＷＭ信号の補正をインバータ回路４の左側アームにおける半導体スイッチングデバイス９，１０に対して行なう場合について述べたが、この補正はインバータ回路４の右側アームにおける半導体スイッチングデバイス１１，１２に対して行なっても、あるいは左右両側アームのそれぞれに対して行なってもよい。
【００２４】
図４は、本発明の他の実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置を示すブロック構成図であり、図１に示した実施の形態との同等物には同一符号を付けて詳細な説明を省略する。
この実施の形態では、ハーフブリッジ構造のインバータ回路４を用いて構成したもので、図１に示したフルブリッジ構造のインバータ回路４から半導体スイッチングデバイス１１，１２を除き、直列接続した平滑キャパシタ３ａ，３ｂ間とは半導体スイッチングデバイス９，１０の間に高電圧変圧器５の一次側巻線を接続している。高電圧変圧器５の一次側に設けた電流検出器２２から直流分を検出する直流成分検出回路１７は、半導体スイッチングデバイス９，１０の駆動回路１３，１４に入力される位相シフトＰＷＭ信号を補正するようにしている。
【００２５】
このようなハーフブリッジ構造のインバータ回路４を用いた場合も、先の実施の形態の場合とほぼ同様の効果を得ることができる。さらに、プッシュプル構造といったＰＷＭ制御を行なうインバータ回路４を用いたり、インバータ回路４の出力電流を検出するためにカレントトランス（ＤＣ−ＣＴ）に代えてシャント抵抗によるもの、あるいは変圧器の磁束を検出するものといった直流成分を含む出力電流を検出できる電流検出器４を用いてもよい。
【００２６】
図７は、本発明のさらに他の実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置を示すブロック構成図であり、図１に示した実施の形態との同等物には同一符号を付けて詳細な説明を省略する。
この実施の形態では、インバータ回路４の出力側、つまり高電圧変圧器５の一次側に電圧検出器２３を設け、この電圧検出器２３によって検出したインバータ回路４の出力電圧を出力電圧パルスアンバランス検出器２４に入力している。この出力電圧パルスアンバランス検出器２４は、図５に示したインバータ出力電圧の正側と負側とのパルス幅における差の有無を検出している。また、この出力電圧パルスアンバランス検出器２４によってパルス幅のアンバランスを検出したとき作動する補正手段が先の実施の形態の場合と同様に構成されており、この補正手段は、パルス幅のアンバランスに応じて半導体スイッチングデバイス９，１０の駆動回路１３，１４に入力される位相シフトＰＷＭ信号を補正して、インバータ出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路４を制御している。
【００２７】
図１に示した実施の形態では、図５に示したインバータ回路４の出力電圧の正側と負側のアンバランスを、その出力側に設けた電流検出器２２によってインバータ回路４の出力電流に表れる図３の直流分から検出するようにしたのに対し、この実施の形態では、図５に示したインバータ回路４の出力電圧の正側と負側のアンバランスを、その出力側に設けた電圧検出器２３によってインバータ回路４の出力電圧のパルス幅から検出するようにしている。この実施の形態でも、図１に示した実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。
【００２８】
この説明から分かるように、高電圧変圧器５の一次側に設ける検出器としては、電流検出器２２および電圧検出器２３のいずれか一方を使用することができ、図５に示したインバータ回路４の出力電圧の正側と負側のアンバランスを直接的あるいは間接的に検出し、この検出があったときインバータ出力電圧が正負対称となるようにインバータ回路４を制御する補正手段を構成すればよい。
【００２９】
尚、上述した各実施の形態では、補正手段により図３（ａ）に示した直流分が零になるように、あるいはインバータ回路４の出力電圧の正側と負側のパルス幅の差が零になるようにそれぞれ位相シフトＰＷＭ信号を補正したが、高電圧変圧器５における偏磁が悪影響を及ばさない直流分あるいはパルス幅の差を所定の目標値として設定し、この所定の目標値内となるように位相シフトＰＷＭ信号を補正する補正手段としてもよい。
【００３０】
【発明の効果】
以上説明したように本説明のインバータ式Ｘ線高電圧装置によれば、インバータ回路を構成する半導体スイッチングデバイスの特性ばらつきによるインバータ回路の出力電圧の正負非対称を補正することにより、軽負荷条件において顕著となる高電圧変圧器の偏磁を抑制して高電圧変圧器の磁気飽和を防止し、高電圧変圧器およびそれを用いたインバータ式Ｘ線高電圧装置の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置のブロック構成図である。
【図２】図１に示したインバータ式Ｘ線高電圧装置における直流成分検出回路を示す回路図である。
【図３】図１に示したインバータ式Ｘ線高電圧装置におけるインバータ出力電流などを示す特性図である。
【図４】本発明の他の実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置のブロック構成図である。
【図５】図１に示したインバータ式Ｘ線高電圧装置における各半導体スイッチングデバイスに特性ばらつきがあったときの動作特性図である。
【図６】図１に示したインバータ式Ｘ線高電圧装置における補正時の各半導体スイッチングデバイスの動作特性図である。
【図７】本発明のさらに他の実施の形態によるインバータ式Ｘ線高電圧装置のブロック構成図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ 整流回路
３ 平滑キャパシタ
４ インバータ回路
５ 高電圧変圧器
６ 高電圧整流器
７ 管電圧検出器
８ Ｘ線管
９〜１２ 半導体スイッチングデバイス
１７ 直流成分検出回路
１８ 位相シフトＰＷＭ信号回路
１９ 管電圧フィードパック制御回路
２２ 電流検出器
Claims (3)
- 一定直流電圧を発生する直流電源と、複数の半導体スイッチングデバイスを有し上記直流電源に接続されて直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、上記複数の半導体スイッチングデバイスをそれぞれ駆動する複数の駆動回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線を接続した高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の二次巻線側に接続されて交流を直流に変換する整流器と、整流器の出力に接続してＸ線管電圧が与えられるＸ線管とを備えたインバータ式Ｘ線高電圧装置であって、
上記インバータ回路出力電圧制御用の第１の制御手段と上記Ｘ線管管電圧制御用の第２の制御手段と上記インバータ出力電圧が正負非対称であることを検出する正負非対称検出器と上記Ｘ線管に接続されてＸ線管管電圧を検出する管電圧検出器とをさらに設け、上記第１、第２の制御手段からの出力がいずれも上記駆動回路に入力し、上記インバータ回路出力電圧制御用の第１の制御手段からの上記出力は上記インバータ出力電圧が正負非対称であるという検出結果を上記正負非対称検出器が得たときに上記インバータ回路の出力電圧が正負対称となるようにパルス制御するものであり、上記Ｘ線管管電圧制御用の第２の制御手段からの出力は上記管電圧検出器からの検出管電圧が目標管電圧となるようにパルス制御し、
上記半導体スイッチングデバイスは第１から第４までの半導体スイッチングデバイスであり、第１と第２のスイッチングデバイスと第３と第４のスイッチングデバイスはそれぞれ直列接続され、かつ、第１と第３のスイッチングデバイスは並列接続され、第１のスイッチングデバイスと第２のスイッチングデバイスはオンオフが互いに反対になるように制御され、第３のスイッチングデバイスと第４のスイッチングデバイスはオンオフが互いに反対になるように制御されるインバータ式Ｘ線高電圧装置において、
上記出力電圧の正負非対称を解消するにあたり上記第１と第２のスイッチングデバイスの組み合わせと上記第３と第４のスイッチングデバイスの組み合わせのうち少なくとも一方の組み合わせのスイッチングデバイスのオン時間のオン時間及びオフ時間を合わせた全時間に対する比率である時比率を増減させて上記インバータの出力電圧が正負対称となるように制御するとともに、上記管電圧が所望の電圧になるように上記第１と第２のスイッチングデバイスと上記第３と第４のスイッチングデバイスを駆動するための駆動信号の位相差を制御し、前記一方の組み合わせの時比率を増減させる際には、該一方を構成する２つのスイッチングデバイスの内一方の時比率を変化させて、他方の時比率を該一方と相反するように増減させて上記インバータの出力電圧が正負対称となるように制御することを特徴とするインバータ式Ｘ線高電圧装置。 - 上記正負非対称検出器には、少なくとも上記インバータ回路の出力側に設けられた電流検出器あるいは電圧検出手段の一方が含まれることを特徴とする請求項１に記載のインバータ式Ｘ線高電圧装置。
- 上記正負非対称検出器に含まれる電流検出器として、ＲＣフィルタ、一次遅れフィルタ、二次遅れフィルタ、または二次以上の高次遅れフィルタのいずれかを用いることを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載のインバータ式Ｘ線高電圧装置。
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