CN102791072B - 大功率高压发生器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种大功率高压发生器，包括：主回路和控制部分，其中主回路采用IGBT做为逆变模块构成全桥逆变电路，全桥逆变电路的输出端接谐振电路、升压变压器后输出高压；控制部分包括KV双环调节电路、移相控制器、CPLD以及IGBT驱动及保护电路，其中KV双环调节电路的输入端接收KV给定值、主回路的电流反馈信号及电压反馈信号，输出端通过移相控制器与CPLD相连，CPLD的输出信号经IGBT驱动及保护电路送至主回路中各IGBT的栅极。本发明提高了逆变的可靠性，同时还能降低产品的成本，减化散热方式，增加IGBT的使用寿命，KV输出即能快速建立，又能保持高精度。

Description

大功率高压发生器

技术领域

本发明涉及一种用于X射线设备中的大功率高压发生器，具体的说是一种采用IGBT低开关损耗逆变技术的大功率高压发生器。

背景技术

目前，应用X射线的设备中如工业探伤设备、安检设备、CT机和X光机等，需要具有高压发生器具有功率大、体积和重量小、散热少，可靠性高的特性以及价格便宜等特点。

随着应用X射线设备性能的不断提高，如CT机扫描的层数越来越多，对高压发生器的要求也在逐渐提高。所谓功率大，应满足最新CT多排扫描的要求；体积和重量小，应满足在CT机架上安装和运行方便的要求；散热少，应可以减少对CT机上的其他部件的温度影响，简化逆变散热方式，提高逆变功率器件的可靠性；价格便宜，则有利于占领市场。

同时对于工业探伤设备、安检用X射线设备以及X光机来说，还要求输出kV(kilovolt，高电压)具有响应速度快的特性，以满足超短时间放线的要求。

现有的高压发生器采用功率MOS管器件，在长时间工作时发热量大，温升超出MOS所能允许的范围，不适合大功率长时间工作，所以不能应用到新型CT机、X光机或工业探伤设备、安检用X射线设备上。另外相同功率下MOS的耐压值和对短路电流的耐受能力都小于IGBT，且成本要比IGBT高。

对于现有技术中采用IGBT的其他中频高压发生器来说，难达到KV输出的快速建立。原因是工作频率低，导致高压本身固有的开环响应速度慢，闭环KV控制响应速度则更慢，难于实现1ms曝光功能。

发明内容

针对现有技术中大功率高压发生器存在的工作频率低、闭环KV控制响应速度慢等上述不足之处，本发明要解决的技术问题是提供一种输出KV具有响应速度快的特性，以满足超短时间放线要求的采用IGBT低开关损耗逆变技术的大功率高压发生器。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：

本发明一种大功率高压发生器包括：主回路和控制部分，其中主回路采用IGBT做为逆变模块构成全桥逆变电路，全桥逆变电路的输出端接谐振电路、升压变压器后输出高压；控制部分包括KV双环调节电路、移相控制器、CPLD以及IGBT驱动及保护电路，其中KV双环调节电路的输入端接收KV给定值、主回路的电流反馈信号及电压反馈信号，输出端通过移相控制器与CPLD相连，CPLD的输出信号经IGBT驱动及保护电路送至主回路中各IGBT的栅极。

所述KV双环调节电路包括高压调节电路及逆变电流调节电路，其中KV调节电路接收KV设定值与主回路输出的KV反馈信号的叠加信号，KV调节电路的输出信号与主回路电流反馈信号叠加，送至逆变电流控制电路，逆变电流控制电路输出的信号送至移相控制器。

所述主回路电流反馈信号为谐振电路中共模电感的电流值。

所述CPLD内部采用与门、或门以及第1～2双路信号周期性交换输出模块，其中与门及或门的两个输入端分别为移相控制器输出的第1、2路信号A、D，与门及或门的输出端均接至第1双路信号周期性交换输出模块的输入端；移相控制器输出的第3、4路信号B、C直接与第2双路信号周期性交换输出模块的输入端相连，第1～2双路信号周期性交换输出模块的输出端接至主回路中各IGBT的栅极。

所述谐振电路为由共模电感及电容构成的LC串联谐振电路，连接于全桥逆变电路的输出端与升压变压器之间。

本发明具有以下有益效果及优点：

1.本发明采用IGBT做为高压发生器的主控器件，与功率MOS相比具有耐压值高，抗短路电流时间长，易于检测过流状态的优点，并且同样功率大小的模块，IGBT的价格便宜，这样就提高了逆变的可靠性，同时还能降低产品的成本。

2.本发明采用移相PWM控制的电流断续模式，可以有效减少逆变IGBT的开关损耗，使逆变发热少，这样就能减化散热方式，增加IGBT的使用寿命，提高了高压可靠性。

3.本发明采用CPLD变换移相控制器输出的控制信号时序，将硬开关状态平均分配在逆变桥上的4个IGBT上，避免了在用移相控制器输出的控制信号直接控制逆变桥上的4个IGBT时，硬开关只发生在其中的A、B两个IGBT上。

4.本发明在中频的高压发生器上引入双环反馈控制模式，可以使控制效果达到最优，无论各种负载条件，各种输入直流母线条件下，KV输出都即能快速建立，建立后又能保持高精度。

附图说明

图1为本发明大功率高压发生器电气结构框图；

图2为本发明大功率高压发生器小功率工作时逆变控制信号与逆变电流时序图；

图3为本发明大功率高压发生器大功率工作时逆变控制信号与逆变电流时序图；

图4为本发明大功率高压发生器中CPLD的内部结构框图；

图5为本发明大功率高压发生器中KV双环调节电路的双环控制原理框图。

具体实施方式

如图1所示，本发明大功率高压发生器包括：主回路和控制部分，其中主回路采用IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor绝缘栅双极型晶体管) 做为逆变模块构成全桥逆变电路，全桥逆变电路的输出端接谐振电路、升压变压器后输出高压；控制部分包括KV双环调节电路、移相控制器、CPLD(ComplexProgrammableLogicDevice复杂可编程逻辑器件)以及IGBT驱动及保护电路，其中KV双环调节电路的输入端接收KV给定值、主回路的电流反馈信号及电压反馈信号，输出端通过移相控制器与CPLD相连，CPLD的输出信号经IGBT驱动及保护电路送至主回路中各IGBT的栅极。

所述KV双环调节电路包括KV调节电路及逆变电流调节电路，其中KV调节电路接收KV设定值与主回路输出的高压反馈信号的叠加信号，KV调节电路的输出信号与主回路电流反馈信号叠加，送至逆变电流控制电路，逆变电流调节电路生成的信号输出至移相控制器。

图1中上半部分是主回路，下半部分是控制部分。图中下半部分的KV双环调节电路如图5所示。

本实施例在中频高压上采用双环调节方式，以使KV控制达到最优效果。内环是电流闭环控制，外环是KV闭环控制。用运算放大器组成PID控制电路，控制电路的输出给移相PWM控制芯片，形成IGBT驱动信号。

用上位机送来的KV设定值作参考与从升压变压器反馈回来的高压反馈信号(即KV反馈值)，和主回路电流反馈值共同组成双闭环，调节后的信号输出到移相控制器(本实施例采用UCC3895)中，移相控制器输出4路移相控制信号A、B、C、D给CPLD，在CPLD中将4路控制信号进行变换，变换后的控制信号A’、B’、C’、D’送给IGBT驱动和保护电路，其中A’信号驱动IBGT-A，B’信号驱动IGBT-B，C’信号驱动IGBT-C，D’信号驱动IGBT-D。

IGBT-A、IGBT-B、IGBT-C、IGBT-D组成一个全桥逆变器，逆变器的输出接一个共模电感，然后串联一个电容，组成LC串联谐振。后端的高压变压器中有两个变压器，经过倍压整流器后的电压分别输出给阴阳极输出(此处有改动)，接到X线球管。其中主回路电流反馈取共模电感中的电流值，高压反馈信号从高压变压器中的KV取样电路中取得。

本发明是在普通的KV控制电路即KV制环路内加一个逆变电流控制电路，取主回路电流反馈信号即IGBT的逆变电流值反馈到逆变电流控制电路中，逆变电流控制电路直接控制的是IGBT的逆变电流，将整个高压发生器变成电流模式控制，这样的双环控制模式可以提高高压发生器的动态性能，使KV的建立即快又稳，从而实能够现极短时间曝光功能。控制逆变电流可对输入母线电压的变化做出很快地反应，使得KV输出在母线电压动态变化时也能保持稳定。

在采用双环控制电路后，本实施例中，50KW高压发生器的KV建立时间在1ms左右。

由于母线是由3相全桥整流得到的，在长时间大功率工作时输入母线电压有300Hz震荡，采用双环控制后，这样的震荡就不会传递到输出端。KV输出非常稳定。

本方案主要通过两种措施降低IGBT逆变模块的开关损耗：

(1)一个开关频率内尽量减少逆变桥上4个IGBT的硬开关次数。

选择合适的工作频率和串联的电感L值、电容C值，采用移相控制方式(利用移相控制器UCC3895输出控制信号)，保证在所有负载变化和输入母线变化范围内电流都能工作在断续模式。电流断续模式下开关状态如表1，电流与IGBT逆变模块的开关状态参见图2、图3中UCC3895输出的固定超前、滞后桥臂控制信号(A、B、C、D)部分。每个周期逆变桥开关状态都如此。

表1.电流断续模式下4个IGBT开关状态表(变换前)

IGBT位置	开通	关断
			IGBT-A	软(零电流开通)	硬(电流峰值处关断)
IGBT-B	软(零电流开通)	硬(电流峰值处关断)
			IGBT-C	软(零电流开通)	软(零电流关断)
IGBT-D	软(零电流开通)	软(零电流关断)

一个电流周期中，桥型逆变电路里的4个IGBT都开关一次，所以整个功率模块有8次开关动作。采用电流断续模式后这8个开关动作中有2个是硬开关，其余都是软开关。硬开关比例占四分之一。采用这种技术逆变模块损耗小于5％，逆变整体发热量大大降低，所以功率模块的散热片并不是很大，散热方式也是一般的风冷。这样就满足了高压在一定的体积、重量下，大功率条件下长时间工作的要求。同时减少逆变模块发热量也能增加逆变的可靠性。

(2)平均分配4个IGBT的硬开关次数，不让任何一个IGBT硬开关次数多于其它，使逆变桥上的4个IGBT发热均衡。

从表1中可以看出直接采用移相控制器(UCC3895)输出的信号控制逆变桥上的4个IGBT-A～IGBT-D，会造成IGBT-A和IGBT-B总是硬关断，而IGBT-C和IGBT-D总是软关断，所以在高压发生器工作过程中IGBT-A、IGBT-B的开关损耗和IGBT-C、IGBT-D的开关损耗严重不平衡，IGBT-A、IGBT-B发热严重，不能支撑逆变桥长时间工作。

解决这个问题的方案就是将移相控制器(UCC3895或UCC3875)输出的固定超前、滞后桥臂的4路控制信号送给CPLD，在CPLD内进行逻辑变换，最终输出交替超前、滞后桥臂的4路控制信号控制全桥IGBT。使得硬关断均衡地发生在逆变桥4个IGBT上。变换后的控制信号如图2、图3中经过CPLD变换输出的交替超前、滞后臂控制信号(A’、B’、C’、D’)。变换方式如图4所示，CPLD内部采用与门、或门以及第1～2双路信号周期性交换输出模块1、2，其中与门及或门的两个输入端分别为移相控制器输出的第1、2路信号A、D，与门及或门的输出端均接至第1双路信号周期性交换输出模块1的输入端；移相控制器输出的第3、4路信号B、C接直与第2双路信号周期性交换输出模块2的输入端相连，第1～2双路信号周期性交换输出模块1、2的输出端接至主回路中各IGBT的栅极。

其中A’、D’是将移相控制器输出的第1、2路信号A、D先分别与、或出两个信号，再将这两个信号按每个电流周期交换一次的方式得到的；而B’、C’则是直接将移相控制器输出的第3、4路信号B、C按每个电流周期交换一次的方式得到的。同时保证同一桥臂上的A’、B’两路控制信号在时序上互补且有死区，另一桥臂上的C’、D’两路控制信号在时序上互补且有死区。4路控制信号转化前后的时序如图2、图3所示。

转化后的4路信号A’、B’、C’、D’分别送给图1中IGBT-A～IGBT-D。转化后的4路信号A’、B’、C’、D’对主回路的作用与变换前的4路信号A、B、C、D是一样的，都是移相PWM控制方式，但是发生硬开关的IGBT位置与变换前不一样，开关损耗在4个IGBT中的分布情况与变换前就不一样了，变换后的开关状态如表2所示：

表2.电流断续模式下4个IGBT开关状态表(变换后)

从表2可知，控制信号经过时序变换后，在两个周期内，逆变桥上的4个IGBT都有一次硬关断，所以在工作中IGBT-A、IGBT-B、IGBT-C、IGBT-D的损耗都一样，与表1的开关状态相比相当于将原来IGBT-A、IGBT-B上的一部分损耗转移到IGBT-C、IGBT-D上来，使这4个IGBT发热均衡并且都不过量，有效地解决了原来逆变桥不能长时间工作的问题。这种移相控制器接CPLD的信号转化方式结构简单，抗干扰能力强。

Claims (5)

1.一种大功率高压发生器，其特征在于包括：主回路和控制部分，其中主回路采用IGBT做为逆变模块构成全桥逆变电路，全桥逆变电路的输出端接谐振电路、升压变压器后输出高压；控制部分包括KV双环调节电路、移相控制器、CPLD以及IGBT驱动及保护电路，其中KV双环调节电路的输入端接收KV给定值、主回路的电流反馈信号及KV反馈信号，输出端通过移相控制器与CPLD相连，CPLD的输出信号经IGBT驱动及保护电路送至主回路中各IGBT的栅极。

2.按权利要求l所述的大功率高压发生器，其特征在于：所述KV双环调节电路包括KV调节电路及逆变电流控制电路，其中KV调节电路接收KV给定值与主回路输出的KV反馈信号的叠加信号，KV调节电路的输出信号与主回路电流反馈信号叠加，送至逆变电流控制电路，逆变电流控制电路输出的信号送至移相控制器。

3.按权利要求2所述的大功率高压发生器，其特征在于：所述主回路电流反馈信号为谐振电路中共模电感的电流值。

4.按权利要求1所述的大功率高压发生器，其特征在于：所述CPLD内部采用与门、或门以及第1～2双路信号周期性交换输出模块(1、2)，其中与门及或门的两个输入端分别为移相控制器输出的第1、2路信号A、D，与门及或门的输出端均接至第1双路信号周期性交换输出模块(1)的输入端；移相控制器输出的第3、4路信号B、C直接与第2双路信号周期性交换输出模块(2)的输入端相连，第l～2双路信号周期性交换输出模块(1、2)的输出端接至主回路中各IGBT的栅极。

5.按权利要求1所述的大功率高压发生器，其特征在于：所述谐振电路为由共模电感及电容构成的LC串联谐振电路，连接于全桥逆变电路的输出端与升压变压器之间。