CN109412420B - 双向隔离dc/dc电路及其采用的控制方法 - Google Patents

双向隔离dc/dc电路及其采用的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种双向隔离DC/DC电路，包括低压侧全桥架构、高压侧全桥架构、变压器、谐振电感和谐振电容；低压侧全桥架构包括低压侧开关管Q1‑Q4，低压侧开关管Q1和低压侧开关管Q3串联构成低压侧第一桥臂，低压侧开关管Q2和低压侧开关管Q4串联构成低压侧第二桥臂；高压侧全桥架构包括高压侧开关管Q5‑Q8，高压侧开关管Q5和高压侧开关管Q7串联构成高压侧第一桥臂，高压侧开关管Q6和高压侧开关管Q8串联构成高压侧第二桥臂；低压侧第一桥臂的中点和低压侧第二桥臂的中点连接至变压器的低压侧，变压器的高压侧经谐振电容后连接至高压侧第一桥臂的中点和高压侧第二桥臂的中点。本发明能够减小产品体积和重量，降低系统的成本，提高系统的效率及可靠性。

Description

双向隔离DC/DC电路及其采用的控制方法
技术领域
本发明属于电力变换技术领域，涉及一种双向隔离DC/DC电路及其采用的控制方法，主要应用于电池储能行业，实现电池的充放电。
背景技术
现在主流的低压分布式光伏发电储能系统架构，采用直流母线耦合技术。即光伏面板串联成高压，经过Boost电路升压电路连接到直流母线；低压电池通过双向的升降压DC/DC电路连接到直流母线，然后直流母线经过DC/AC电路连接到交流输出。考虑到低压电池的安全性，一般电池是通过隔离的双向DC/DC电路到直流母线。
目前主流的高效率的隔离DC/DC电路选择LLC电路，但LLC电路的变频控制有其无法宽范围调节增益的缺点。而光伏组串的电压变化大导致了直流母线的电压也变化较大，所以传统的LLC电路不适合光伏储能上应用。因此，目前光伏储能上主流的应用电路是LLC+Buck/boost的方案，LLC用于实现高频隔离，Buck/boost用于实现宽增益的调节。但整个系统中，由于增加了元器件，增加了产品的体积和重量，也相应增加了产品的成本。
发明内容
本发明的目的是提供一种减小产品体积和重量，降低系统的成本，提高系统的效率及可靠性的双向隔离DC/DC电路及其控制方法。
为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种双向隔离DC/DC电路，包括低压侧全桥架构、高压侧全桥架构、变压器、谐振电感和谐振电容；
所述低压侧全桥架构包括四颗低压侧开关管，分别为低压侧开关管Q1、低压侧开关管Q2、低压侧开关管Q3和低压侧开关管Q4，所述低压侧开关管Q1和所述低压侧开关管Q3串联构成低压侧第一桥臂，所述低压侧开关管Q2和所述低压侧开关管Q4串联构成低压侧第二桥臂；所述低压侧第一桥臂和所述低压侧第二桥臂并联的两端构成所述双向隔离DC/DC电路的低压侧输入输出端；
所述高压侧全桥架构包括四颗高压侧开关管，分别为高压侧开关管Q5、高压侧开关管Q6、高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8，所述高压侧开关管Q5和所述高压侧开关管Q7串联构成高压侧第一桥臂，所述高压侧开关管Q6和所述高压侧开关管Q8串联构成高压侧第二桥臂；所述高压侧第一桥臂和所述高压侧第二桥臂并联的两端构成所述双向隔离DC/DC电路的高压侧输入输出端；
所述低压侧第一桥臂的中点和所述低压侧第二桥臂的中点连接至所述变压器的低压侧，所述变压器的高压侧经所述谐振电容后连接至所述高压侧第一桥臂的中点和所述高压侧第二桥臂的中点。
优选的，所述低压侧开关管采用MOSFET管。
优选的，所述高压侧开关管采用MOS管。
优选的，所述谐振电感集成于所述变压器中。
优选的，所述变压器中还集成有励磁电感。
上述双向隔离DC/DC电路采用的控制方法为：
当电能由所述低压侧输入输出端流向所述高压侧输入输出端时，所述低压侧开关管的驱动信号占空比为50％，所述低压侧开关管Q1和所述低压侧开关管Q4采用相同的驱动信号，所述低压侧开关管Q2和所述低压侧开关管Q3采用相同的驱动信号，且所述低压侧开关管Q1和所述低压侧开关管Q4的驱动信号与所述低压侧开关管Q2和所述低压侧开关管Q3的驱动信号互补；所述高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8具有相同的导通时间，且相位交错180°，所述高压侧开关管Q5的驱动信号与所述高压侧开关管Q7的驱动信号互补，所述高压侧开关管Q6的驱动信号与所述高压侧开关管Q8的驱动信号互补，所述高压侧开关管Q7的驱动信号相位与所述低压侧开关管Q2和所述低压侧开关管Q3的驱动信号相位相同，所述高压侧开关管Q8的驱动信号相位与所述低压侧开关管Q1和所述低压侧开关管Q4的驱动信号相位相同；
当电能由所述高压侧输入输出端流向所述低压侧输入输出端时，所述高压侧开关管Q5的驱动信号和所述高压侧开关管Q6的驱动信号为PWM互补信号，所述高压侧开关管Q5的驱动信号与所述高压侧开关管Q8的驱动信号为同步的PWM信号，所述高压侧开关管Q6的驱动信号与所述高压侧开关管Q7的驱动信号为同步的PWM信号，所述低压侧开关管Q1的驱动信号和所述低压侧开关管Q4的驱动信号相同，所述低压侧开关管Q2的驱动信号和所述低压侧开关管Q3的驱动信号相同，且所述低压侧开关管Q1的驱动信号和所述低压侧开关管Q4的驱动信号与所述高压侧开关管Q5的驱动信号同步，所述低压侧开关管Q2的驱动信号和所述低压侧开关管Q3的驱动信号与所述高压侧开关管Q6的驱动信号同步。
优选的，当电能由所述低压侧输入输出端流向所述高压侧输入输出端时，所述高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8的导通时间
Figure BDA0001858042360000021
其中，Lr为谐振电感，Cr为谐振电容。
优选的，当电能由所述低压侧输入输出端流向所述高压侧输入输出端时，所述低压侧开关管和所述高压侧开关管的开关频率可调。
优选的，当电能由所述高压侧输入输出端流向所述低压侧输入输出端时，所述低压侧开关管和所述高压侧开关管的开关周期
Figure BDA0001858042360000031
其中，Lr为谐振电感，Cr为谐振电容。
优选的，所述高压侧开关管Q7的驱动信号的占空比和高压侧开关管Q8的驱动信号的占空比相同，且最大限值为50％。
由于上述技术方案运用，本发明与现有技术相比具有下列优点：本发明能够减小产品体积和重量，降低系统的成本，提高系统的效率及可靠性。
附图说明
附图1为本发明的双向隔离DC/DC电路的电路图。
附图2为本发明的双向隔离DC/DC电路在电池放电时的信号时序图。
附图3为本发明的双向隔离DC/DC电路在电池充电时的信号时序图。
具体实施方式
下面结合附图所示的实施例对本发明作进一步描述。
实施例一：如附图1所示，一种双向隔离DC/DC电路，包括低压侧全桥架构、高压侧全桥架构、变压器Tx、谐振电感Lr和谐振电容Cr。
低压侧全桥架构包括四颗低压侧开关管，分别为低压侧开关管Q1、低压侧开关管Q2、低压侧开关管Q3和低压侧开关管Q4。各低压侧开关管均采用MOSFET管。低压侧开关管Q1和低压侧开关管Q3串联构成低压侧第一桥臂，低压侧开关管Q2和低压侧开关管Q4串联构成低压侧第二桥臂。低压侧第一桥臂和低压侧第二桥臂并联的两端构成双向隔离DC/DC电路的低压侧输入输出端，在分布式光伏发电储能系统架构中，该低压侧输入输出端用于连接电池。
高压侧全桥架构包括四颗高压侧开关管，分别为高压侧开关管Q5、高压侧开关管Q6、高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8。各高压侧开关管均采用MOS管。高压侧开关管Q5和高压侧开关管Q7串联构成高压侧第一桥臂，高压侧开关管Q6和高压侧开关管Q8串联构成高压侧第二桥臂。高压侧第一桥臂和高压侧第二桥臂并联的两端构成双向隔离DC/DC电路的高压侧输入输出端，在分布式光伏发电储能系统架构中，该低压侧输入输出端用于连接直流母线。
低压侧第一桥臂的中点和低压侧第二桥臂的中点连接至变压器Tx的低压侧，变压器Tx的高压侧经谐振电容Cr后连接至高压侧第一桥臂的中点和高压侧第二桥臂的中点。
以上方案中，谐振电感Lr集成于变压器Tx中，变压器Tx中还集成有励磁电感。
上述双向隔离DC/DC电路采用的控制方法为：
当电能由低压侧输入输出端流向高压侧输入输出端，即电池放电时，低压侧开关管的驱动信号占空比为50％，低压侧开关管Q1和低压侧开关管Q4采用相同的驱动信号，低压侧开关管Q2和低压侧开关管Q3采用相同的驱动信号，且低压侧开关管Q1和低压侧开关管Q4的驱动信号与低压侧开关管Q2和低压侧开关管Q3的驱动信号互补，之间留有一定的死区时间；高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8具有相同的导通时间，且相位交错180°，高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8的导通时间由谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振频率决定，导通时间
Figure BDA0001858042360000041
高压侧开关管Q5的驱动信号与高压侧开关管Q7的驱动信号互补，高压侧开关管Q6的驱动信号与高压侧开关管Q8的驱动信号互补，分别留有一定的死区时间，高压侧开关管Q7的驱动信号相位与低压侧开关管Q2和低压侧开关管Q3的驱动信号相位相同，高压侧开关管Q8的驱动信号相位与低压侧开关管Q1和低压侧开关管Q4的驱动信号相位相同。
低压侧开关管和高压侧开关管的开关频率可调。通过调节Q1～Q8的开关频率来实现增益的调节，由于Q7、Q8的导通时间固定，频率提高相当于占空比增加，频率减小相当于占空比减小。当高压侧电压高时，增加频率，占空比变大，提高增益；当高压侧电压低时，降低频率，占空比减小，减小增益。Q1～Q8的驱动时序如图2。
当电能由高压侧输入输出端流向低压侧输入输出端，即电池充电时，低压侧开关管和高压侧开关管的开关周期
Figure BDA0001858042360000042
高压侧开关管Q5的驱动信号和高压侧开关管Q6的驱动信号为PWM互补信号，高压侧开关管Q5的驱动信号与高压侧开关管Q8的驱动信号为同步的PWM信号，高压侧开关管Q6的驱动信号与高压侧开关管Q7的驱动信号为同步的PWM信号。高压侧开关管Q7的驱动信号的占空比和高压侧开关管Q8的驱动信号的占空比相同且大小可调，最大限值为50％。在功率较大时，Q1～Q4做同步整流，低压侧开关管Q1的驱动信号和低压侧开关管Q4的驱动信号相同，低压侧开关管Q2的驱动信号和低压侧开关管Q3的驱动信号相同，且低压侧开关管Q1的驱动信号和低压侧开关管Q4的驱动信号与高压侧开关管Q5的驱动信号同步，低压侧开关管Q2的驱动信号和低压侧开关管Q3的驱动信号与高压侧开关管Q6的驱动信号同步。通过调节Q7、Q8的占空比大小来调节输出增益，当电池电压高或直流母线电压低时，Q7、Q8的占空比增加，提高增益；当电池电压低或直流母线电压高时，Q7、Q8的占空比减小，减小增益。Q1～Q8的驱动时序如图3。
本发明的电路拓扑类似于传统的LLC电路，其功率较大，但在控制方案上，创新性的提出了同时控制调节原副边驱动的控制方案，PFM+固体导通时间的控制方案。该方案的核心思想在于：
1、单级的隔离DC/DC电路，通过创新的电路参数设计及其控制，可以实现宽增益高效率的能量传输。Q1～Q4实现ZCSZVS，开通和关断损耗接近于零，只有导通损耗；Q5～Q6实现ZCSZVS，开关损耗接近于零，只有导通损耗；Q7～Q8实现零电压开通ZVS；大大半导体器件的损耗，提高系统效率。
2、通过变频控制，降低变压器原副边的无效电流，实现同样的能量传输，只需要更小变压器的原副边电流，降低了变压器的铜损，同时也减少了半导体器件的导通损耗，提高系统效率。
该方案的有益效果在于：双向隔离DCDC电路，通过电路参数设计及先进的控制方法，实现了单级隔离DC/DC的宽增益高效率的能量传输。相比于传统的方案，减少了一级Buck/boost电路，提高了效率和减小了体积，降低了系统成本。
上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种双向隔离DC/DC电路，其特征在于：所述双向隔离DC/DC电路包括低压侧全桥架构、高压侧全桥架构、变压器、谐振电感和谐振电容；
所述低压侧全桥架构包括四颗低压侧开关管，分别为低压侧开关管Q1、低压侧开关管Q2、低压侧开关管Q3和低压侧开关管Q4，所述低压侧开关管Q1和所述低压侧开关管Q3串联构成低压侧第一桥臂，所述低压侧开关管Q2和所述低压侧开关管Q4串联构成低压侧第二桥臂；所述低压侧第一桥臂和所述低压侧第二桥臂并联的两端构成所述双向隔离DC/DC电路的低压侧输入输出端；
所述高压侧全桥架构包括四颗高压侧开关管，分别为高压侧开关管Q5、高压侧开关管Q6、高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8，所述高压侧开关管Q5和所述高压侧开关管Q7串联构成高压侧第一桥臂，所述高压侧开关管Q6和所述高压侧开关管Q8串联构成高压侧第二桥臂；所述高压侧第一桥臂和所述高压侧第二桥臂并联的两端构成所述双向隔离DC/DC电路的高压侧输入输出端；
所述低压侧第一桥臂的中点和所述低压侧第二桥臂的中点连接至所述变压器的低压侧，所述变压器的高压侧经所述谐振电容后连接至所述高压侧第一桥臂的中点和所述高压侧第二桥臂的中点；
所述谐振电感集成于所述变压器中；
所述双向隔离DC/DC电路采用的控制方法为：
当电能由所述低压侧输入输出端流向所述高压侧输入输出端时，所述低压侧开关管的驱动信号占空比为50％，所述低压侧开关管Q1和所述低压侧开关管Q4采用相同的驱动信号，所述低压侧开关管Q2和所述低压侧开关管Q3采用相同的驱动信号，且所述低压侧开关管Q1和所述低压侧开关管Q4的驱动信号与所述低压侧开关管Q2和所述低压侧开关管Q3的驱动信号互补；所述高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8具有相同的导通时间，且相位交错180°，所述高压侧开关管Q5的驱动信号与所述高压侧开关管Q7的驱动信号互补，所述高压侧开关管Q6的驱动信号与所述高压侧开关管Q8的驱动信号互补，所述高压侧开关管Q7的驱动信号相位与所述低压侧开关管Q2和所述低压侧开关管Q3的驱动信号相位相同，所述高压侧开关管Q8的驱动信号相位与所述低压侧开关管Q1和所述低压侧开关管Q4的驱动信号相位相同；所述高压侧开关管Q7和高压侧开关管Q8的导通时间
Figure FDA0002885206750000011
固定，其中，Lr为谐振电感，Cr为谐振电容；所述低压侧开关管和所述高压侧开关管的开关频率可调，通过调节所述低压侧开关管Q1、所述低压侧开关管Q2、所述低压侧开关管Q3、所述低压侧开关管Q4、所述高压侧开关管Q5、所述高压侧开关管Q6、所述高压侧开关管Q7和所述高压侧开关管Q8的开关频率来实现增益的调节，当所述高压侧电压高时，增加频率，占空比变大，提高增益；当所述高压侧电压低时，降低频率，占空比减小，减小增益；
当电能由所述高压侧输入输出端流向所述低压侧输入输出端时，所述高压侧开关管Q5的驱动信号和所述高压侧开关管Q6的驱动信号为PWM互补信号，所述高压侧开关管Q5的驱动信号与所述高压侧开关管Q8的驱动信号为同步的PWM信号，所述高压侧开关管Q6的驱动信号与所述高压侧开关管Q7的驱动信号为同步的PWM信号，所述低压侧开关管Q1的驱动信号和所述低压侧开关管Q4的驱动信号相同，所述低压侧开关管Q2的驱动信号和所述低压侧开关管Q3的驱动信号相同，且所述低压侧开关管Q1的驱动信号和所述低压侧开关管Q4的驱动信号与所述高压侧开关管Q5的驱动信号同步，所述低压侧开关管Q2的驱动信号和所述低压侧开关管Q3的驱动信号与所述高压侧开关管Q6的驱动信号同步；所述低压侧开关管和所述高压侧开关管的开关周期
Figure FDA0002885206750000021
通过调节所述高压侧开关管Q7、所述高压侧开关管Q8的占空比大小来调节输出增益。
2.根据权利要求1所述的双向隔离DC/DC电路，其特征在于：所述低压侧开关管采用MOSFET管。
3.根据权利要求1所述的双向隔离DC/DC电路，其特征在于：所述高压侧开关管采用MOS管。
4.根据权利要求1所述的双向隔离DC/DC电路，其特征在于：所述变压器中还集成有励磁电感。
5.根据权利要求1所述的双向隔离DC/DC电路，其特征在于：所述高压侧开关管Q7的驱动信号的占空比和高压侧开关管Q8的驱动信号的占空比相同，且最大限值为50％。
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