KR101994572B1 - 전원 시스템 - Google Patents

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닛폰세이테츠 가부시키가이샤
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Abstract

의사 공진 소자(130)는, 자기 에너지 회생 스위치로 이루어지는 인버터부(120)의 출력단보다도 유도성 부하(180)측에, 유도성 부하(180)에 대하여 직렬로 배치된다.

Description

전원 시스템
본 발명은 전원 시스템에 관한 것이며, 특히 직류 전력을 교류 전력으로 변환하기 위해 사용하기에 적합한 것이다.
직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 장치로서, 자기 에너지 회생 스위치를 사용한 장치가 있다(특허문헌 1을 참조). 특허문헌 1에 기재된 자기 에너지 회생 스위치는, 4개의 스위치와, 콘덴서를 갖는다. 4개의 스위치는, 풀 브리지 회로가 구성되도록 접속된다. 콘덴서는, 풀 브리지 회로의 직류 단자 간에 접속된다. 부하는, 풀 브리지 회로의 출력 단자 간에 접속된다. 4개의 스위치는, 정극 단자와 부극 단자를 갖는다. 4개의 스위치의 부극 단자로부터 정극 단자로의 도통 상태는, 항상 전류가 흐르는 상태이다. 한편, 4개의 스위치의 정극 단자로부터 부극 단자로의 도통 상태는, 전류가 흐르는 상태와 전류가 흐르지 않는 상태가 외부로부터의 신호에 의해 전환된다. 이러한 자기 에너지 회생 스위치 회로는, 4개의 스위치의 ON, OFF를 전환하는 주파수를 변경함으로써, 직류 전력으로부터 변환되는 교류 전력의 주파수를 변경할 수 있다.
또한, 특허문헌 2에는, 자기 에너지 회생 스위치의 입력측에, 자기 에너지 회생 스위치의 입력측의 역률을 개선하는 콘덴서를 설치하는 것이 기재되어 있다. 또한, 특허문헌 2에는, 자기 에너지 회생 스위치의 콘덴서의 양단에 트랜스를 접속함과 함께, 트랜스와 자기 에너지 회생 스위치의 콘덴서에 직렬로 콘덴서를 접속하는 것이 기재되어 있다. 이 콘덴서는, 트랜스의 입력 전압을 크게 하기 위한 것이다.
또한, 특허문헌 3에는, 2개의 자기 에너지 회생 스위치를 사용하여, DCDC 변환 장치를 구성하는 것이 개시되어 있다.
또한, 특허문헌 4에는, 자기 에너지 회생 스위치의 교류 단자 간에, 유도성 부하와 병렬로 콘덴서를 접속하는 것이 기재되어 있다. 특허문헌 4에서는, 유도성 부하와 병렬로 콘덴서를 접속함으로써, 자기 에너지 회생 스위치에 흐르는 전류를 작게 할 수 있다고 되어 있다.
국제 공개 제2011/74383호 일본 특허 공개 제2012-125064호 공보 일본 특허 공개 제2012-34522호 공보 일본 특허 제4460650호 공보
이상과 같이 자기 에너지 회생 스위치로서는, 다양한 것이 제안되어 있다. 그러나, 자기 에너지 회생 스위치를 인버터로서 이용하여, 유도성 부하에 교류 전력을 공급하는 경우, 인버터의 출력측으로부터 본 유도성 부하의 임피던스는, 유도성 부하의 인덕턴스에 의한 리액턴스와 저항에 의해 정해진다. 그 때문에, 자기 에너지 회생 스위치는, 유효 전력에 추가하여 무효 전력을 유도성 부하에 공급할 필요가 있다. 이 때문에, 자기 에너지 회생 스위치의 용량(정격 출력)이 증대된다.
특허문헌 4에 기재된 기술에서는, 인버터(자기 에너지 회생 스위치)의 출력측으로부터 본 유도성 부하의 리액턴스가 감소된다. 그러나, 특허문헌 4에 기재된 기술에서는, 자기 에너지 회생 스위치에 흐르는 전류를 작게 하는 것을 목적으로 하고 있다. 그 목적을 달성하기 위해, 자기 에너지 회생 스위치의 교류 단자 간에, 유도성 부하와 병렬로 콘덴서가 접속된다. 그렇게 하면, 유도성 부하와, 당해 유도성 부하에 접속된 콘덴서에 의해 폐회로가 형성된다. 이러한 상태에서 자기 에너지 회생 스위치를 동작시키면, 그 폐회로에 진동 전류가 흐른다. 그 결과, 유도성 부하에는, 자기 에너지 회생 스위치로부터 출력되는 전류와, 그 폐회로에 흐르는 진동 전류가 서로 겹쳐진 전류가 흐른다. 따라서, 상정 외의 전류가 유도성 부하에 흐른다. 이 때문에, 유도성 부하에 흐르는 전류를 안정시킬 수 없다. 그래서, 그 폐회로에 흐르는 진동 전류를 억제하기 위한 회로를 추가하는 것이 고려된다. 그러나, 이러한 회로의 추가는 비용 증대를 초래한다.
본 발명은 이상의 과제에 비추어 이루어진 것이며, 특정한 장치를 사용하지 않고 부하에 전송하는 전류를 안정시키는 것과, 자기 에너지 회생 스위치의 용량을 저감시키는 것을 실현하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 전력 시스템의 일례는, 자기 에너지 회생 스위치와, 주파수 설정 장치와, 제어 장치와, 의사 공진 소자를 갖고, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 당해 교류 전력을 유도성 부하에 공급하는 전원 시스템이며, 상기 자기 에너지 회생 스위치는, 1개 또는 복수의 제1 콘덴서와, 복수의 스위치를 갖고, 상기 주파수 설정 장치는, 상기 자기 에너지 회생 스위치의 출력 주파수를 설정하고, 상기 제어 장치는, 상기 복수의 스위치의 온ㆍ오프의 동작을, 상기 주파수 설정 장치에서 설정된 출력 주파수에 기초하여 제어하고, 상기 자기 에너지 회생 스위치는, 상기 복수의 스위치의 온ㆍ오프에 의해, 상기 유도성 부하에 축적된 자기 에너지를 회수하여 상기 제1 콘덴서에 정전 에너지로서 축적하는 것과, 당해 축적한 정전 에너지를 상기 유도성 부하에 공급하는 것을 행하고, 상기 의사 공진 소자는, 제2 콘덴서를 포함하는 적어도 하나의 수동 소자로 이루어지고, 상기 제1 콘덴서는, 상기 유도성 부하에 대하여 직렬로 배치되고, 상기 제2 콘덴서는, 상기 자기 에너지 회생 스위치의 출력단보다 상기 유도성 부하측에, 상기 유도성 부하에 대하여 직렬로 접속되는 것이며, 상기 자기 에너지 회생 스위치의 출력단보다 상기 유도성 부하측의 유도성 리액턴스의 값은, 상기 자기 에너지 회생 스위치의 출력단보다 상기 유도성 부하측의 용량성 리액턴스의 값을 상회하고, 상기 복수의 스위치는, 상기 제1 콘덴서의 양단의 전압이 0(제로)일 때, 온ㆍ오프의 전환을 행하는 전력 시스템이다.
도 1은, 제1 실시 형태에 관한 전원 시스템의 구성을 도시하는 도면이다.
도 2는, 도 1의 전원 시스템과 등가인 전원 시스템의 구성의 일례를 도시하는 도면이다.
도 3은, 제1 실시 형태에 관한 전원 시스템에 대하여, 인버터부에 있어서의 전류의 흐름을 설명하는 도면이다.
도 4a는, 제1 실시 형태에 관한 전원 시스템에 대하여, 제2 스위치 및 제3 스위치의 전환 신호와, 제1 콘덴서에 걸리는 전압과, 인버터부로부터 출력되는 전류의 관계의 제1 예를 설명하는 도면이다.
도 4b는, 제1 실시 형태에 관한 전원 시스템에 대하여, 제2 스위치 및 제3 스위치의 전환 신호와, 제1 콘덴서에 걸리는 전압과, 인버터부로부터 출력되는 전류의 관계의 제2 예를 설명하는 도면이다.
도 5는, 제1 실시 형태에 관한 전원 시스템에 대하여, 평활 콘덴서에 걸리는 전압의 일례를 도시하는 도면이다.
도 6a는, 제1 실시 형태에 관한 전원 시스템에 대하여, 전원 시스템의 동작 시뮬레이션 결과의 제1 예를 도시하는 도면이다.
도 6b는, 제1 실시 형태에 관한 전원 시스템에 대하여, 전원 시스템의 동작 시뮬레이션 결과의 제2 예를 도시하는 도면이다.
도 7은, 발명예의 전원 시스템과 비교예의 전원 시스템의 시뮬레이션 결과를 표 형식으로 도시하는 도면이다.
도 8은, 제2 실시 형태에 관한 전원 시스템의 구성을 도시하는 도면이다.
도 9는, 제3 실시 형태에 관한 전원 시스템의 구성을 도시하는 도면이다.
도 10은, 제3 실시 형태에 관한 전원 시스템에 대하여, 인버터부에 있어서의 전류의 흐름을 설명하는 도면이다.
도 11a는, 제1 스위치의 전환 신호와, 하이 사이드 콘덴서에 걸리는 전압과, 로우 사이드 콘덴서에 걸리는 전압과, 인버터부로부터 출력되는 전류의 관계의 제1 예를 설명하는 도면이다.
도 11b는, 제1 스위치의 전환 신호와, 하이 사이드 콘덴서에 걸리는 전압과, 로우 사이드 콘덴서에 걸리는 전압과, 인버터부로부터 출력되는 전류의 관계의 제2 예를 설명하는 도면이다.
이하, 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시 형태를 설명한다.
(제1 실시 형태)
우선, 제1 실시 형태를 설명한다.
<회로 구성>
도 1은, 제1 실시 형태에 관한 전원 시스템(100)의 구성을 도시하는 도면이다. 전원 시스템(100)은, 직류 전원부(110), 인버터부(120), 의사 공진 소자(130), 커런트 트랜스(140), 스위치 제어 장치(150), 전류 제어 장치(160) 및 주파수 설정 장치(170)를 갖는다. 전원 시스템(100)의 각 구성은, 예를 들어 통신부를 통하여 통신 가능하게 접속함으로써 분산하여 배치되어도 된다. 또한, 전원 시스템(100)은, 진동 전류를 억제하기 위한 특정한 장치(진동 억제 회로)를 갖고 있지 않다.
[직류 전원부(110)]
직류 전원부(110)는, 인버터부(120)에 대하여 직류 전력을 공급한다. 직류 전원부(110)는, 교류 전원(111), 정류기(112) 및 리액터(113)를 갖는다. 교류 전원(111)은, 교류 전력을 출력한다. 정류기(112)의 입력단에는, 교류 전원(111)이 접속된다. 정류기(112)의 출력측의 일단에는 리액터(113)의 일단이 접속된다. 정류기(112)는, 교류 전원(111)으로부터 공급되는 교류 전력을 정류하여 직류 전력을 출력한다. 정류기(112)로서, 예를 들어 사이리스터 정류기가 사용된다. 그러나, 정류기(112)는, 이러한 것에 한정되지 않는다. 예를 들어, 정류기(112)는, 다이오드 정류기와 전압 제어 회로(승ㆍ강압 초퍼 등) 등을 사용하여 구성되어도 된다. 리액터(113)는, 정류기(112)로부터 출력되는 직류 전력의 파형을 평활화하기 위한 것이다. 본 실시 형태에서는, 직류 전원부(110)는, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 구성으로 하였다. 그러나, 직류 전원부(110)는, 이러한 것에 한정되지 않는다. 예를 들어, 직류 전원부(110)는, 직접, 직류 전류를 공급하는 전원 장치여도 된다. 예를 들어, 직류 전원부(110)는, 전지와, 전류 제어 회로 등을 사용하여 구성되어도 된다.
[인버터부(120)]
인버터부(120)는, 직류 전원부(110)로부터 출력된 직류 전력을, 인버터부(120)의 각 스위치를 전환하는 스위칭 주파수와 동일한 주파수의 교류 전력으로 변환한다. 그리고, 인버터부(120)는, 당해 주파수의 교류 전력을 유도성 부하(180)에 대하여 공급한다. 인버터부(120)는, 자기 에너지 회생 스위치(MERS; Magnetic Energy Recovery Switch)를 갖는다.
본 실시 형태의 인버터부(120)(자기 에너지 회생 스위치)의 구성의 일례에 대하여 설명한다.
인버터부(120)는, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V), 제4 스위치(Y), 제1 교류 단자(121), 제2 교류 단자(122), 제1 직류 단자(123), 제2 직류 단자(124) 및 제1 콘덴서(125)를 갖는다.
우선, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)에 대하여 설명한다.
본 실시 형태에서는, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)는, 동일한 구성을 갖는다. 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)에 의해 풀 브리지 회로가 구성된다.
제1 스위치(U)는, 자기 소호 소자(S1) 및 환류 다이오드(D1)를 갖는다. 제2 스위치(X)는, 자기 소호 소자(S2) 및 환류 다이오드(D2)를 갖는다. 제3 스위치(V)는, 자기 소호 소자(S3) 및 환류 다이오드(D3)를 갖는다. 제4 스위치(Y)는, 자기 소호 소자(S4) 및 환류 다이오드(D4)를 갖는다.
자기 소호 소자(S1 내지 S4)는, 도통 상태로 하여, 전류가 흐를 수 있는 상태와, 전류가 흐를 수 없는 상태 중 어느 상태를, 외부로부터의 신호에 의해 전환할 수 있다.
환류 다이오드(D1 내지 D4)는, 제1 단부와 제2 단부를 갖는다. 환류 다이오드(D1 내지 D4)는, 도통 상태로 하여, 제1 단부로부터 제2 단부로는 전류를 통과시키지만, 제2 단부로부터 제1 단부로는 전류를 통과시키지 않는 상태만을 갖는다. 환류 다이오드(D1 내지 D4)의 제1 단부로부터 제2 단부로의 방향을, 환류 다이오드(D1 내지 D4)에 있어서의 순방향이라 한다. 환류 다이오드(D1 내지 D4)의 제1 단부를 순방향측의 단부로 한다. 환류 다이오드(D1 내지 D4)의 제2 단부를 순방향과 반대측의 단부라 한다.
자기 소호 소자(S1 내지 S4)는, 제1 단부와 제2 단부를 갖는다. 자기 소호소자(S1 내지 S4)는, 전류가 흐를 수 있는 상태인 경우, 제1 단부로부터 제2 단부로 전류를 통과시킨다. 자기 소호 소자(S1 내지 S4)는, 전류가 흐를 수 없는 상태인 경우, 제1 단부로부터 제2 단부로 전류를 통과시키지 않는다. 또한, 자기 소호 소자(S1 내지 S4)는, 어느 상태라도, 제2 단부로부터 제1 단부로 전류를 통과시키지 않는다. 자기 소호 소자(S1 내지 S4)의 제1 단부로부터 제2 단부로의 방향을, 자기 소호 소자(S1 내지 S4)에 있어서의 순방향이라 한다. 자기 소호 소자(S1 내지 S4)의 제1 단부를, 순방향측의 단부라 한다. 자기 소호 소자(S1 내지 S4)의 제2 단부를, 순방향과 반대측의 단부라 한다. 자기 소호 소자(S1 내지 S4)는, 바이폴라형 트랜지스터에 한정되지 않는다. 예를 들어, 자기 소호 소자(S1 내지 S4)는, 전계 효과 트랜지스터(FET), 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT), 전자 주입 촉진 게이트 트랜지스터(IEGT), 게이트 턴 오프 사이리스터(GTO 사이리스터), 또는 게이트 전류형 턴 오프 사이리스터(GCT 사이리스터)를 채용할 수 있다.
자기 소호 소자(S1) 및 환류 다이오드(D1)는, 순방향이 서로 반대가 되도록 병렬로 접속된다. 이것은, 자기 소호 소자(S2) 및 환류 다이오드(D2)와, 자기 소호 소자(S3) 및 환류 다이오드(D3)와, 자기 소호 소자(S4) 및 환류 다이오드(D4)에 대해서도 동일하다.
환류 다이오드(D1, D2, D3, D4)의 순방향측의 단부와, 자기 소호 소자(S1, S2, S3, S4)의 순방향과 반대측의 단부의 접속점을 부극 단자로 한다. 자기 소호 소자(S1, S2, S3, S4)의 순방향측의 단부와, 환류 다이오드(D1, D2, D3, D4)의 순방향과 반대측의 단부의 접속점을 정극 단자로 한다.
제1 스위치(U)의 부극 단자와, 제2 스위치(X)의 정극 단자가 서로 접속된다. 제1 스위치(U)의 정극 단자와, 제3 스위치(V)의 정극 단자가 서로 접속된다. 제4 스위치(Y)의 부극 단자와, 제2 스위치(X)의 부극 단자가 서로 접속된다. 제4 스위치(Y)의 정극 단자와, 제3 스위치(V)의 부극 단자가 서로 접속된다.
제1 교류 단자(121)는, 제1 스위치(U)의 부극 단자와 제2 스위치(X)의 정극 단자의 접속점에 접속된다. 제2 교류 단자(122)는, 제3 스위치(V)의 부극 단자와 제4 스위치(Y)의 정극 단자의 접속점에 접속된다. 본 실시 형태에서는, 제1 교류 단자(121)와 제2 교류 단자(122)가, 인버터부(120)의 출력단이다.
제1 직류 단자(123)는, 제1 스위치(U)의 정극 단자와 제3 스위치(V)의 정극 단자의 접속점에 접속된다. 제1 직류 단자(123)에는, 리액터(113)의 타단이 접속된다. 제2 직류 단자(124)는, 제2 스위치(X)의 부극 단자와 제4 스위치(Y)의 부극 단자의 접속점에 접속된다. 제2 직류 단자(124)에는, 정류기(112)의 출력측의 타단이 접속된다. 본 실시 형태에서는, 제1 직류 단자(123)와 제2 직류 단자(124)가, 인버터부(120)의 입력단이다.
이상과 같이 제1 직류 단자(123)와 제2 직류 단자(124)의 사이에는 직류 전원부(110)가 접속된다.
제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)는, 전술한 도통 상태를 갖고 있다면, 반드시 환류 다이오드(D1, D2, D3, D4)와, 자기 소호 소자(S1, S2, S3, S4)를 갖고 있지는 않아도 된다. 예를 들어, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)는, 기생 다이오드가 내장되는 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOS 트랜지스터)여도 된다.
제1 콘덴서(125)는, 제1 직류 단자(123)와 제2 직류 단자(124)의 사이에 접속된다. 즉, 제1 콘덴서(125)의 일단과, 제1 직류 단자(123)가 서로 접속된다. 제1 콘덴서(125)의 타단과, 제2 직류 단자(124)가 서로 접속된다. 제1 콘덴서(125)는 극성을 갖는 콘덴서이다.
[의사 공진 소자(130)]
의사 공진 소자(130)는, 인버터부(120)의 출력단으로부터 본 유도성 부하(180)의 인덕턴스를 외관상, 저감시키기 위해 이용된다. 의사 공진 소자(130)는, 제2 콘덴서를 포함하는 적어도 하나의 수동 소자로 이루어진다. 본 실시 형태에서는, 의사 공진 소자(130)는 제2 콘덴서로 이루어진다. 제2 콘덴서는 무극성의 콘덴서이다.
의사 공진 소자(130)는, 인버터부(120)의 제1 교류 단자(121)와 제2 교류 단자(122)의 사이에, 유도성 부하(180)에 대하여 직렬로 접속된다. 도 1에 도시하는 예에서는, 의사 공진 소자(130)의 일단과, 인버터부(120)의 제2 교류 단자(122)가 서로 접속된다.
[유도성 부하(180)]
유도성 부하(180)는, 인버터부(120)의 제1 교류 단자(121)와 제2 교류 단자(122)의 사이에, 제1 콘덴서(125)에 대하여 직렬로 접속된다. 도 1에 도시하는 예에서는, 유도성 부하(180)의 일단과, 의사 공진 소자(130)의 타단이 서로 접속된다. 유도성 부하(180)의 타단과, 인버터부(120)의 제1 교류 단자(121)가 서로 접속된다. 이상과 같이 유도성 부하(180)는, 제1 교류 단자(121)와 제2 교류 단자(122)의 사이에 접속된다. 또한, 의사 공진 소자(130)는, 제1 교류 단자(121)와 제2 교류 단자(122)의 사이에 유도성 부하(180)에 대하여 직렬로 접속된다.
유도성 부하(180)는, 인덕턴스 성분을 갖는 부하이다. 유도성 부하(180)의 유도성 리액턴스는, 유도성 부하(180)의 용량성 리액턴스보다 큰 것으로 한다. 설명을 간단하게 하기 위해, 이하의 설명에서는, 유도성 부하(180)의 용량성 리액턴스는 0(제로)인 것으로 한다. 유도성 부하(180)는, 예를 들어 강판 등의 피가열물을 유도 가열하기 위한 코일과 피가열물이다. 유도성 부하(180)의 피가열물을 유도 가열하는 코일은, 인버터부(120)로부터 교류 전류가 공급되면, 자력선을 발생시킨다. 이 자력선에 의해, 피가열물에 와전류가 흐른다. 이 와전류에 의해, 피가열물이 비접촉으로 가열된다. 또한, 유도성 부하(180)는, 피가열물을 유도 가열하기 위한 코일에 한정되지 않는다. 예를 들어, 유도성 부하(180)는, 저항 스폿 용접이 실시되는 복수의 금속판(예를 들어 강판)이어도 된다. 이 경우, 유도성 부하(180)가 되는 복수의 금속판은 통전 가열된다. 또한, 본 실시 형태에서는, 제1 콘덴서(125)에 대하여 병렬로 접속되는 부하는 없다.
[커런트 트랜스(140)]
커런트 트랜스(140)는, 유도성 부하(180)에 흐르는 교류 전류값을 측정한다.
[주파수 설정 장치(170)]
주파수 설정 장치(170)는, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)를 전환하는 스위칭 주파수를 설정한다. 유도성 부하(180)가, 피가열물을 유도 가열하기 위한 코일인 경우, 피가열물을 유도 가열하기에 적합한 주파수가 스위칭 주파수로서 설정된다. 피가열물을 유도 가열하기에 적합한 주파수는, 예를 들어 유도 가열 장치의 사양과, 피가열물의 형상, 폭, 두께, 가열 온도를 포함하는 조건에 기초하여 정해진다. 예를 들어, 작업원은, 피가열물을 유도 가열하기에 적합한 주파수로서, 유도 가열 장치의 사양과, 피가열물의 형상, 폭, 두께 및 가열 온도를 상이하게 한 경우의 스위칭 주파수를 미리 조사한다. 주파수 설정 장치(170)는, 이와 같이 하여 조사된 주파수를 ROM 등의 기억 장치에 미리 기억할 수 있다. 또한, 주파수 설정 장치(170)는, 주파수를 입력하기 위한 화면 등의 입력 인터페이스를 통한 작업원의 조작에 기초하여, 스위칭 주파수의 정보를 입력할 수도 있다.
[스위치 제어 장치(150)]
스위치 제어 장치(150)는, 주파수 설정 장치(170)에서 설정된 스위칭 주파수로, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)를 전환하기 위한 전환 신호를 생성한다. 그리고, 스위치 제어 장치(150)는, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)에 대하여 전환 신호를 출력한다. 이 전환 신호에 기초하여, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)의 자기 소호 소자(S1, S2, S3, S4)의 도통 상태가 전환된다. 이하에서는, 자기 소호 소자(S1, S2, S3, S4)가, 전류를 흐르게 할 수 있는 상태를 ON이라고 칭한다. 또한, 자기 소호 소자(S1, S2, S3, S4)가, 전류를 흐르게 할 수 없는 상태를 OFF라고 칭한다.
스위치 제어 장치(150)는, 제1 스위치(U)와 제4 스위치(Y)가 ON인 경우, 제2 스위치(X)와 제3 스위치(V)를 OFF로 한다. 또한, 스위치 제어 장치(150)는, 제1 스위치(U)와 제4 스위치(Y)가 OFF인 경우, 제2 스위치(X)와 제3 스위치(V)를 ON으로 한다. 또한, 스위치 제어 장치(150)는, 주파수 설정 장치(170)에서 설정된 스위칭 주파수로, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)의 각각의 ON, OFF를 전환한다. 또한, 인버터부(120)가 출력하는 전류 Iinv의 주파수가 스위칭 주파수로서 설정된다(이 점의 상세에 대해서는 후술함). 본 실시 형태에서는, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)를 전환하는 스위칭 주파수가, 자기 에너지 회생 스위치의 출력 주파수가 된다.
스위치 제어 장치(150)가, 제1 스위치(U), 제2 스위치(X), 제3 스위치(V) 및 제4 스위치(Y)를 전환하는 스위칭 주파수를 f라 한다. 이 경우, 인버터부(120)는, 유도성 부하(180)에 대하여, 주파수 f의 전류 Iinv를 공급한다.
[전류 제어 장치(160)]
전류 제어 장치(160)는, 커런트 트랜스(140)에 의해 측정된 전류를 감시한다. 그리고, 전류 제어 장치(160)는, 커런트 트랜스(140)에 의해 측정되는 전류가 목표값이 되도록, 정류기(112)의 동작을 제어한다. 유도성 부하(180)가, 피가열물을 유도 가열하기 위한 코일인 경우, 목표값은, 피가열물의 물성값 및 사이즈 등에 기초하여 정해진다. 피가열물이 강판인 경우, 물성값에는, 예를 들어 투자율 및 저항률이 포함된다.
<등가 회로>
여기서, 유도성 부하(180)의 유도성 리액턴스로부터, 의사 공진 소자(130)의 용량성 리액턴스를 감산한 리액턴스를 갖는 유도성 부하를, 인버터부(120)로부터 본 외관상의 유도성 부하로서 가정한다. 후술하는 바와 같이, 유도성 부하(180)의 유도성 리액턴스는, 의사 공진 소자(130)의 용량성 리액턴스를 상회한다. 따라서, 외관상의 유도성 부하는 인덕턴스 성분을 갖는다.
각주파수 ω[rad/s]는, 주파수 f[Hz]를 사용하여 2πf로 표시된다. 유도성 부하(180)의 인덕턴스를 L라 한다. 외관상의 유도성 부하의 인덕턴스를 L'라 한다. 또한, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량을 Cr이라 한다. 그렇게 하면, 외관상의 유도성 부하의 리액턴스 ωL'은, 이하의 식 (1)과 같이 된다.
Figure 112017096086315-pct00001
즉, 전원 시스템(100)의 회로 구성은, 인버터부(120)의 제1 교류 단자(121) 및 제2 교류 단자(122)의 사이에, 식 (2)에 나타내는 인덕턴스 L'의 유도성 부하가 접속되어 있는 회로와 등가가 된다.
도 2는, 도 1의 전원 시스템(100)과 등가인 전원 시스템의 구성의 일례를 도시하는 도면이다. 도 2는, 도 1에 도시한 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180) 대신에, 외관상의 유도성 부하(210)를 배치한 도면이다.
도 2에 도시하는 바와 같이, 전원 시스템(200)은, 의사 공진 소자(130)를 갖지 않고, 인덕턴스가 L'인 외관상의 유도성 부하(210)를 갖는다. 이와 같이 도 2에 도시하는 전원 시스템(200)은, 도 1에 도시한 전원 시스템(100)과, 회로를 구성하는 소자는 상이하다. 그러나, 도 2에 도시하는 전원 시스템(200)은, 도 1에 도시한 전원 시스템(100)과 등가이다. 즉, 본 실시 형태의 전원 시스템(100)은, 유도성 부하(180)에 대하여 직렬로 접속되는 의사 공진 소자(130)를 가짐으로써, 유도성 부하(180)의 인덕턴스를 외관상 저감시킨다.
<인버터부(120)의 동작>
이어서, 인버터부(120)의 동작의 일례를 설명한다. 도 3은, 인버터부(120)에 있어서의 전류의 흐름의 일례를 설명하는 도면이다. 도 4a는, 제2 스위치(X) 및 제3 스위치(V)의 전환 신호 V-Xgate와, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc와, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 관계의 제1 예를 설명하는 도면이다. 도 4b는, 제2 스위치(X) 및 제3 스위치(V)의 전환 신호 V-Xgate와, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc와, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 관계의 제2 예를 설명하는 도면이다.
우선, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)인 상태인 기간 T0이 0(제로)을 상회하는 경우의 인버터부(120)의 동작의 일례에 대하여 도 3 및 도 4a를 참조하면서 설명한다.
초기 상태는, 제1 콘덴서(125)가 충전되어 있고, 제1 스위치(U) 및 제4 스위치(Y)가 OFF이고, 제2 스위치(X) 및 제3 스위치(V)가 ON인 상태로 한다.
도 3의 상태 A와 같이, 제1 콘덴서(125)가 방전을 개시하면, 제1 콘덴서(125)로부터 방출되는 전류는, 제1 직류 단자(123)를 향한다. 제1 스위치(U)가 OFF이고, 제3 스위치(V)가 ON이기 때문에, 제1 직류 단자(123)로 유입된 전류는, 제3 스위치(V)를 경유하여, 제2 교류 단자(122)를 향하여 흐른다. 그리고, 제2 교류 단자(122)로 유입된 전류는, 제4 스위치(Y)가 OFF이기 때문에, 제4 스위치(Y)의 정극 단자측으로 흐를 수 없고, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)에 대하여 흐른다. 유도성 부하(180)를 통과한 전류는, 제1 교류 단자(121)를 향한다. 제1 교류 단자(121)로 유입된 전류는, 제2 스위치(X)가 ON이기 때문에, 제2 스위치(X)를 경유하여, 제2 직류 단자(124)를 향한다. 제2 직류 단자(124)로 유입된 전류는, 제1 콘덴서(125)로 복귀된다.
제1 콘덴서(125)가 방전을 개시한 후의 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압의 변천과, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류의 변천을, 도 4a를 사용하여 설명한다. V-Xgate는, 스위치 제어 장치(150)가, 제2 스위치(X) 및 제3 스위치(V)에 대하여 송신하는 신호이며, 제2 스위치(X) 및 제3 스위치(V)의 ON, OFF의 전환 신호이다. 또한, 전환 신호 V-Xgate가 ON의 값을 나타낼 때, 제2 스위치(X) 및 제3 스위치(V)는 ON의 상태이고, 전환 신호 V-Xgate가 OFF의 값을 나타낼 때, 제2 스위치(X) 및 제3 스위치(V)는 OFF의 상태이다. 또한, 여기서는 도시를 생략하지만, 스위치 제어 장치(150)는, 제1 스위치(U) 및 제4 스위치(Y)에도 전환 신호 U-Ygate를 송신한다. 전환 신호 U-Ygate의 값은, 제2 스위치(X) 및 제3 스위치(V)에 대하여 송신되는 전환 신호와 반대의 값을 나타낸다. 즉, 전환 신호 U-Ygate의 값은, 전환 신호 V-Xgate가 ON의 값을 나타낼 때 OFF의 값을 나타내고, 전환 신호 V-Xgate가 OFF의 값을 나타낼 때 ON의 값을 나타낸다. Vmersc는, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압을 나타낸다. Iinv는, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류를 나타낸다. t0은, 제1 콘덴서(125)가 방전을 개시하는 시각을 나타낸다. 제1 콘덴서(125)가 방전을 개시하면, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv가 플러스의 방향으로 증가하고, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 감소하기 시작한다. 제1 콘덴서(125)가 방전을 완료하면, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 된다. t1은, 제1 콘덴서(125)가 방전을 완료한 시각을 나타낸다.
시각 t1에 있어서, 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되면, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv가 피크에 도달하고, 제1 콘덴서(125)의 전압 Vmersc가 0(제로)이 된다. 제1 직류 단자(123)와 제2 직류 단자(124) 사이의 전압이 0(제로)이므로, 제1 직류 단자(123)와 제2 직류 단자(124) 사이에는 전류가 흐르지 않게 된다. 이 경우, 도 3의 상태 B와 같이, 제1 교류 단자(121)로 유입된 전류의 일부는, 제1 스위치 U의 환류 다이오드 D1을 경유하여 제1 직류 단자(123)를 향하고, 제3 스위치 V를 경유하여, 제2 교류 단자(122)를 향한다. 제1 교류 단자(121)로 유입된 전류 중 나머지는, 제2 스위치 X를 경유하여 제2 직류 단자(124)를 향하고, 제4 스위치 Y의 환류 다이오드 D4를 경유하여, 제2 교류 단자(122)를 향한다. 이 경우, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는 0(제로)이다. 따라서, 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제3 스위치 V 및 제4 스위치 Y에 걸리는 전압도 0(제로)이 된다. 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)인 기간을 T0이라고 한다.
도 3의 상태 B에서는, 인버터부(120) 및 유도성 부하(180)에 흐르는 전류는, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 및 저항 성분으로부터 정해지는 시상수에 따라, 서서히 감소한다. 도 4a에 도시한 바와 같이, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t1 내지 시각 t2의 기간에 감소한다.
스위치 제어 장치(150)는 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료된 시각 t1부터 기간 T0이 경과된 시각 t2에 있어서, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y를 ON으로, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V를 OFF로 전환한다. 이때, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이므로 소프트 스위칭이 된다. 또한, 소프트 스위칭이란, 스위치에 걸리는 전압이 이론상 0(제로)일 때에 당해 스위치가 ON으로부터 OFF 또는 OFF로부터 ON으로 전환됨을 의미한다.
제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y가 ON으로 전환되고, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V가 OFF로 전환되면, 도 3의 상태 C와 같이 제1 교류 단자(121)로 유입된 전류는, 제2 스위치 X가 OFF이기 때문에, 제2 스위치 X에 흐를 수 없어, 제1 스위치 U를 경유하여 제1 직류 단자(123)를 향한다. 제1 직류 단자(123)로 유입된 전류는, 제3 스위치 V가 OFF이기 때문에, 제3 스위치 V에 흐를 수 없어, 제1 콘덴서(125)를 향한다. 제1 콘덴서(125)로 유입된 전류는, 제1 콘덴서(125)의 충전에 이용되어, 서서히 감소해 간다. 이 전류는, 제1 콘덴서(125)가 충전을 완료할 때까지, 도 3의 상태 C와 같이 흘러, 제1 콘덴서(125)의 충전이 완료된 시점에서 0(제로)이 된다. 도 4a에 있어서, 제1 콘덴서(125)는 시각 t3에 충전을 완료하는 것으로 한다.
도 4a에 도시한 바와 같이, 시각 t2 내지 시각 t3 동안, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는 상승한다. 또한, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc의 상승에 맞추어, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는 감소한다. 시각 t3에 있어서 제1 콘덴서(125)의 충전이 완료되면, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는 피크에 도달한다. 이때 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는 0(제로)이 된다.
제1 콘덴서(125)의 충전이 완료된 후, 제1 콘덴서(125)는 방전을 개시한다. 도 3의 상태 D와 같이, 제1 콘덴서(125)로부터 방출된 전류는, 제1 직류 단자(123)를 향한다. 이 전류는, 제1 스위치 U가 ON이며, 제3 스위치 V가 OFF이기 때문에, 제1 스위치 U를 경유하여, 제1 교류 단자(121)를 향하여, 유도성 부하(180) 및 의사 공진 소자(130)로 유입된다. 의사 공진 소자(130)로 유입된 전류는, 제2 교류 단자(122)를 향하여, 제4 스위치 Y, 제2 직류 단자(124)를 경유하여, 제1 콘덴서(125)를 향한다. 이와 같이, 초기 상태에서 제2 교류 단자(122)로부터 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)를 경유하여 제1 교류 단자(121)를 향하여 흐르던 전류는, 제1 교류 단자(121)로부터 유도성 부하(180) 및 의사 공진 소자(130)를 경유하여 제2 교류 단자(122)에 흐르게 된다. 즉, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)에 유입되는 전류의 방향이 상태 A 내지 C일 때와는 반대가 된다. 이와 같이, 인버터부(120)는 스위치 제어 장치(150)에 의해 설정된 스위칭 주파수 f에서, 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제3 스위치 V 및 제4 스위치 Y의 ON, OFF를 전환함으로써, 스위칭 주파수 f와 동일한 주파수의 전류 Iinv를 출력한다.
도 4a에 있어서, 제1 콘덴서(125)는 시각 t4에 있어서, 방전을 완료한다. 도 4a에 도시한 바와 같이, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는, 제1 콘덴서(125)의 방전에 맞추어 시각 t3으로부터 감소를 계속하여, 시각 t4에 있어서 0(제로)이 된다. 또한, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 제1 콘덴서(125)의 방전에 맞추어, 시각 t0 내지 시각 t3에 있어서의 방향과는 역방향으로 증가한다. 그리고, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되는 시각 t4에서, 시각 t0 내지 시각 t3에 있어서의 방향과는 역방향의 피크에 도달한다. 시각 t3 내지 시각 t4 동안에 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 방향은, 시각 t0 내지 시각 t1 동안에 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 방향의 반대가 된다. 이로 인해, 도 4a의 그래프에서는, 시각 t3 내지 시각 t4 동안에 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 값이 마이너스의 값으로 된다.
시각 t4에 있어서, 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되면, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는 0(제로)이 된다. 제1 직류 단자(123)와 제2 직류 단자(124) 사이의 전압이 0(제로)이므로, 도 3의 상태 E와 같이 제1 직류 단자(123)와 제2 직류 단자(124) 사이에는 전류가 흐르지 않게 된다. 이 경우, 제2 교류 단자(122)로 유입된 전류의 일부는, 제3 스위치 V의 환류 다이오드 D3을 경유하여 제1 직류 단자(123)를 향하고, 제1 스위치 U를 경유하여, 제1 교류 단자(121)를 향한다. 제2 교류 단자(122)로 유입된 전류 중 나머지는, 제4 스위치 Y를 경유하여 제2 직류 단자(124)를 향하고, 제2 스위치 X의 환류 다이오드 D2를 경유하여, 제1 교류 단자(121)를 향한다.
도 3의 상태 E에서는, 인버터부(120) 및 유도성 부하(180)에 흐르는 전류는, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 및 저항 성분에 의한 시상수에 따라, 서서히 0(제로)에 근접한다. 도 4a에 도시한 바와 같이, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t4 내지 시각 t5의 기간에 있어서 0(제로)에 근접한다.
스위치 제어 장치(150)는 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료된 시각 t4부터 기간 T0이 경과된 시각 t5에 있어서, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y를 OFF로 전환하고, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V를 ON으로 전환한다. 이때, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이므로 소프트 스위칭이 된다.
제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y가 OFF로 전환되고, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V가 ON으로 전환되면, 도 3의 상태 F와 같이, 제2 교류 단자(122)로 유입된 전류는, 제4 스위치 Y가 OFF이기 때문에, 제3 스위치 V를 경유하여 제1 직류 단자(123)를 향한다. 제1 직류 단자(123)로 유입된 전류는, 제1 스위치 U가 OFF이기 때문에, 제1 콘덴서(125)를 향한다. 제1 콘덴서(125)로 유입된 전류는, 더욱 0(제로)에 근접한다. 이 전류는, 제1 콘덴서(125)가 충전을 완료할 때까지, 도 3의 상태 F와 같이 흘러, 제1 콘덴서(125)의 충전이 완료된 시점에서 0(제로)이 된다.
도 4a에 도시한 바와 같이, 시각 t5 내지 시각 t6 동안, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는 상승한다. 또한, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc의 상승에 맞추어, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는 0(제로)에 근접한다. 시각 t6에 있어서 제1 콘덴서(125)의 충전이 완료되면, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는 피크에 도달한다. 이때 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는 0(제로)이 된다.
시각 t6에 있어서, 제1 콘덴서(125)가 충전을 완료하면, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y가 OFF이며, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V가 ON이므로, 초기 상태인 상태 A로 되돌아간다. 인버터부(120)는 이상의 동작을 반복하게 된다.
도 3의 상태 C 및 상태 F에 도시한 바와 같이, 제1 콘덴서(125)의 충전 시에는, 전류는, 제1 직류 단자(123)로부터 제1 콘덴서(125)로 유입된다. 즉, 제1 콘덴서(125)는 반드시 제1 직류 단자(123)측에 정의 전하가 축적되고, 제2 직류 단자(124)측에 부의 전하가 축적된다. 이로 인해, 제1 콘덴서(125)로서, 극성을 갖는 콘덴서가 이용 가능하다. 또한, 의사 공진 소자(130)에 포함되는 제2 콘덴서에 유입하는 전류의 방향은 일정하지 않다. 이로 인해, 제2 콘덴서로서, 극성을 갖는 콘덴서를 이용할 수는 없고, 무극성의 콘덴서를 이용하게 된다.
도 4a에 도시한 바와 같이, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv로서, 교류 전류의 1주기분의 전류가 출력된다. 즉, 인버터부(120)는 스위칭 주파수 f와 동일한 주파수의 교류 전류를 출력한다.
도 4a에서는, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0이 0(제로)을 상회하는 경우에 대하여 도시한다. 이에 반하여, 도 4b에서는, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0이 0(제로)인 경우에 대하여 도시한다. 이하에, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0이 0(제로)인 경우의 인버터부(120)의 동작의 일례에 대하여 도 3 및 도 4b를 참조하면서 설명한다.
초기 상태는, 제1 콘덴서(125)가 충전되어 있으며, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y가 OFF이며, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V가 ON인 상태로 한다.
제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0이 0(제로)인 경우, 도 4b에 도시한 바와 같이 제1 콘덴서(125)는 시각 t0 내지 시각 t1에 방전을 행한다. 그리고, 시각 t1에서 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 된다. 도 4b에 도시하는 시각 t0 내지 시각 t1의 인버터부(120)의 동작은 도 4a에 도시하는 시각 t0 내지 시각 t1의 인버터부(120)의 동작과 동일하다.
도 4a에 도시하는 예에서는, 시각 t1 이후, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0을 설정한다. 이에 반하여, 도 4b에 도시하는 예에서는, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0이 0(제로)이다. 따라서, 스위치 제어 장치(150)는 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되는 시각 t1에 있어서(즉, 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되고 나서 시간을 두지 않고), 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y를 ON으로 전환하고, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V를 OFF로 전환한다.
그렇게 하면, 제1 콘덴서(125)는 시각 t1 내지 시각 t2 동안 충전을 행하고, 시각 t2 내지 시각 t3 동안 방전을 행한다. 그리고, 시각 t3에서, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 된다. 이렇게 도 4b에 도시하는 예에서는, 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제3 스위치 V 및 제4 스위치 Y는, 도 3의 상태 A로부터 상태 C로 천이하고, 상태 B를 취하지 않는다. 도 4b에 도시하는 시각 t1 내지 시각 t3 동안의 인버터부(120)의 동작은, 도 4a에 도시하는 시각 t2 내지 시각 t4 동안의 인버터부(120)의 동작과 동일하다.
그 후, 도 4a에 도시하는 예에서는, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0을 설정한다. 이에 반하여, 도 4b에 도시하는 예에서는, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0이 0(제로)이다. 따라서, 스위치 제어 장치(150)는 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되는 시각 t3에 있어서(즉, 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되고 나서 시간을 두지 않고), 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y를 OFF로 전환하고, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V를 ON으로 전환한다.
그렇게 하면, 제1 콘덴서(125)는 시각 t3 내지 시각 t4 동안 충전을 행한다. 이렇게 도 4b에 도시하는 예에서는, 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제3 스위치 V 및 제4 스위치 Y는, 도 3의 상태 D로부터 상태 F로 천이하고, 상태 E를 취하지 않는다. 도 4b에 도시하는 시각 t3 내지 시각 t4 동안의 인버터부(120)의 동작은, 도 4a에 도시하는 시각 t5 내지 시각 t6 동안의 인버터부(120)의 동작과 동일하다.
도 4b에 도시한 바와 같이, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t0부터, 제1 콘덴서(125)의 방전에 수반하여 플러스의 방향으로 증가한다. 그리고, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되는 시각 t1에 있어서 피크에 도달한다. 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t1부터, 제1 콘덴서(125)의 충전에 수반하여 0(제로)에 근접한다. 그리고, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 제1 콘덴서(125)의 충전이 완료되는 시각 t2에서 0(제로)이 된다.
인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 방향은, 시각 t2부터, 시각 t0 내지 시각 t2에 있어서의 방향과는 반대가 된다. 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t2부터, 제1 콘덴서(125)의 방전에 수반하여, 시각 t0 내지 시각 t2에 있어서의 방향과는 역방향으로 증가한다. 그리고, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 제1 콘덴서(125)의 방전이 완료되는 시각 t3에서, 시각 t0 내지 시각 t2에 있어서의 방향과는 역방향의 피크에 도달한다. 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t3부터, 제1 콘덴서(125)의 충전에 수반하여 0(제로)에 근접한다. 그리고, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 제1 콘덴서(125)의 충전이 완료되는 시각 t4에서 0(제로)이 된다.
스위치 제어 장치(150)는 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 되는 시각 t1 및 시각 t3에 있어서, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V의 ON, OFF를 전환한다. 이와 같이 함으로써, 스위치 제어 장치(150)는 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0이 0(제로)인 경우에도 소프트 스위칭을 실현할 수 있다.
또한, 제1 콘덴서(125)의 충전 및 방전에 걸리는 기간은, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수의 반주기분이다. 이 때문에, 도 4b에 도시한 바와 같이, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0이 0(제로)인 경우, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 주파수는, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수와 동등해진다.
이상의 설명으로부터 명백한 바와 같이, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V의 ON, OFF의 전환에 의해 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제3 스위치 V 및 제4 스위치 Y의 전부 또는 일부를 통하여 흐르는 교류 전류의 경로 상에 제1 콘덴서(125) 및 의사 공진 소자(130)가 직렬로 배치된다. 또한, 본 실시 형태에서는, 이 교류 전류는, 인버터부(120)에 있어서, 도 3에 도시한 상태 B 및 상태 E의 상태인 경우를 제외하고 분류하지 않는다.
또한, 도 1에 도시한 바와 같이, 제1 콘덴서(125)에 전압이 걸려 있는 상태(충방전을 행하고 있는 상태)에 있어서, 인버터부(120), 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)는 제1 콘덴서(125), 의사 공진 소자(130) 및 인덕턴스 L의 유도성 부하(180)가 직렬로 접속된 직렬 공진 회로라고 간주할 수 있다. 또한, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)는 인덕턴스 L'을 갖는 외관상의 유도성 부하(210)와 등가이다. 따라서, 인버터부(120), 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)가 직렬로 접속된 직렬 공진 회로는, 제1 콘덴서(125) 및 외관상의 유도성 부하(210)가 직렬로 접속된 직렬 공진 회로라고 간주할 수 있다.
그로 인해, 제1 콘덴서(125)는 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수 fres(=1/(2π×√(L'×Cm)))의 반주기에서, 충전 및 방전을 행한다. 즉, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는, 제1 콘덴서(125)의 충전의 개시 시에 0(제로)이며, 제1 콘덴서(125)의 충전과 함께 상승하고, 제1 콘덴서(125)의 방전과 함께 감소한다. 그리고, 제1 콘덴서(125)의 충전이 개시된 타이밍부터, 주파수 fres의 반주기가 경과된 시점에서, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는 다시 0(제로)이 된다.
즉, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수 fres에서, 제1 콘덴서(125)와, 외관상의 유도성 부하(210)가 공진한다. 제1 콘덴서(125)와, 외관상의 유도성 부하(210)가 공진하기 위해서는, 제1 콘덴서(125)와, 외관상의 유도성 부하(210)의 합성 리액턴스(=ωL'-1/(ω×Cm))가 0(제로)이 되는 각주파수 ω가 존재할 필요가 있다. ω=1/√(L'×Cm)이 되는 각주파수 ω가 존재하기 위해서는, L'×Cm이 정의 실수일 필요가 있다. 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm은 스칼라값이므로 정의 값이다. 따라서, L'×Cm이 정의 실수이기 위해서는, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'이, 정의 값(즉 0(제로)을 상회하는 값)일 필요가 있다.
제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 되면, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V의 ON, OFF의 전환이 행하여질 때까지, 제1 콘덴서(125)에 전류가 흐르지 않는다. 스위치 제어 장치(150)는 이 타이밍에서, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V의 ON, OFF를 전환함으로써, 소프트 스위칭을 실현할 수 있다.
또한, 스위치 제어 장치(150)는 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 되는 기간을 조정함으로써, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 주파수를 조정할 수 있다. 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 된 시점부터, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V의 ON, OFF의 전환이 행하여지는 시점까지의 기간은, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 되는 기간 T0과 동일하다. 그렇게 하면, 다음 (3) 식의 관계식이 성립된다.
Figure 112017096086315-pct00002
(3) 식으로부터, 공진 주파수 fres의 1주기의 기간은, 다음 (4) 식으로 표현된다.
Figure 112017096086315-pct00003
제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 되는 기간 T0은, 0(제로) 이상의 값이다. 따라서, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수 fres의 1주기는, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f의 1주기 이하가 된다. 즉, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수 fres는, 스위칭 주파수 f보다도 큰 값일 필요가 있다. 따라서, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm은, 다음 (5) 식을 만족시키는 값일 필요가 있다.
Figure 112017096086315-pct00004
가령, 공진 주파수 fres가, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f를 하회하는 경우, 인버터부(120)는 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 되는 경우가 발생하지 않게 되어, 소프트 스위칭을 할 수 없게 된다.
이와 같이, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f가, 제1 콘덴서(125), 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)를 포함하는 공진 회로에 있어서의 공진 주파수 fres 이하가 되도록 한다.
이상에서, 전원 시스템(100)은, 인버터부(120)의 스위칭 주파수가 f인 경우에 있어서, L'>0 및 (5) 식을 만족시키는, 제1 콘덴서(125), 의사 공진 소자(130), 유도성 부하(180)를 가질 필요가 있다. (5) 식을 만족시키는 경우, √(L'×Cm)은 정의 값이 된다. 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm는 정의 값이 된다. 따라서, L'>0의 관계식도 만족한다.
따라서, 전원 시스템(100)은, 인버터부(120)의 스위칭 주파수가 f인 경우에 있어서, (5) 식을 만족시키는, 제1 콘덴서(125), 의사 공진 소자(130), 유도성 부하(180)를 갖고 있으면 되게 된다.
이상 설명한 바와 같이, 전원 시스템(100)은, 인버터부(120)로부터 본 유도성 부하(180)의 외관상 인덕턴스를 저감시킴으로써, 유도성 부하(380)의 외관상 리액턴스를 저감시켜, 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv를 저감시킬 수 있다. 인버터부(120)로부터 출력하는 전류가 동일하면, 의사 공진 소자(130)를 갖는 경우가, 의사 공진 소자(130)를 갖지 않는 경우보다도, 인버터부(120)의 용량이 더 적어도 된다.
또한, 전원 시스템(100)은, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f 이상의 주파수에서, 제1 콘덴서(125)와, 외관상의 유도성 부하(210)를 공진시킴으로써, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로)이 되는 기간을 발생시킬 수 있다. 그리고, 전원 시스템(100)은, 그 기간에, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V의 ON, OFF를 전환함으로써 소프트 스위칭을 실현할 수 있다.
또한, 전원 시스템(100)은, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f로서 취할 수 있는 모든 주파수에 있어서, (5) 식을 만족시키는, 제1 콘덴서(125), 의사 공진 소자(130), 유도성 부하(180)를 갖도록 한다. 이와 같이 함으로써, 전원 시스템(100)은, 스위치 제어 장치(150)에 의해 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f가 변경된 경우에도, 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv의 저감(즉, 인버터부(120)의 용량의 저감) 및 소프트 스위칭을 실현할 수 있다.
또한, 의사 공진 소자(130)가 유도성 부하(180)와 병렬이 아니라, 직렬로 접속되어 있다. 또한, 인버터부(120)보다도 유도성 부하(180)측에, 유도성 부하(180)와 병렬로 접속되는 콘덴서(용량성 리액턴스를 갖는 수동 소자)는 없다. 따라서, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)는 폐회로를 구성하는 일은 없다. 따라서, 진동 전류가 발생하지 않는다. 그로 인해, 유도성 부하(180)에 대하여, 상정 밖의 전류가 유입되는 것을 억제할 수 있다. 이상으로부터, 인버터부(120)는 진동 억제 회로 등의 특정한 장치를 사용하지 않아도, 진동이 억제된 원하는 전류를 유도성 부하(180)에 전송할 수 있다.
인버터부(120)는 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V의 ON, OFF의 전환을 전술한 바와 같이 하여 행한다. 따라서, 인버터부(120)는 유도성 부하(180)에 축적된 자기 에너지를 회수하여 정전 에너지로서 축적하여 제1 콘덴서(125)에 충전하는 것과, 제1 콘덴서(125)에 축적한 정전 에너지를 유도성 부하(180)에 공급하는 것을 반복하여 행한다. 따라서, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc는, 도 4a 및 도 4b에 도시한 바와 같이, 0(제로)이 되는 기간을 포함하는 교류 전압이 된다. 즉, 제1 콘덴서(125)는 정류기(112)로부터 출력되는 직류 전력의 파형을 평활화하기 위한 것은 아니다. 가령, 제1 콘덴서(125)가, 정류기(112)로부터 출력되는 직류 전력의 파형을 평활화하기 위한 것인 경우, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압은, 맥류에 의한 변동이 발생하는 경우가 있기는 하지만, 도 5에 도시한 바와 같이, 대략 일정값 Ed가 되어, 0(제로)의 값을 취하는 일은 없다. 또한, 이 경우, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)만으로 공진시킬 필요가 있다. 그러나, (5) 식으로 표현되는 조건에서는, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)만으로는 공진하지 않는다.
(인버터부(120)의 용량의 저감 방법)
인버터부(120)로부터 출력되는 전압을 Vinv, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류를 Iinv, 의사 공진 소자(130)에 걸리는 전압을 Vr, 유도성 부하(180)에 걸리는 전압을 Vload라고 한다. 인버터부(120)의 용량은 Iinv×Vinv이다. 또한, 유도성 부하(180)에 걸리는 전압 Vload는, 인버터부(120)로부터 공급되는 전압 Vinv와, 의사 공진 소자(130)에 걸리는 전압 Vr의 합이 된다. 따라서, 다음 (6) 식이 성립된다.
Figure 112017096086315-pct00005
즉, 인버터부(120)와 의사 공진 소자(130)가, 유도성 부하(180)에 걸리는 전압을 분담한다.
전류 제어 장치(160)는 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 값이 목표값이 되도록, 정류기(112)의 동작을 제어한다. 이로 인해, 인버터부(120)의 용량(=Iinv×Vinv)의 값을 저감하기 위해서는, 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv를 저감하면 된다. 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv는, 다음 (7) 식으로 표현된다.
Figure 112017096086315-pct00006
그로 인해, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm을 크게 할수록, 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv는 작아진다.
제1 콘덴서(125)에 전압이 걸려 있는 상태에서는, 제1 콘덴서(125), 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)는 공진 주파수 fres에서 공진한다(공진 주파수 fres에 대해서는 (5) 식을 참조). 공진 주파수 fres가 변하지 않는다고 하면, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm을 크게 해 가면, 인덕턴스 L'이 작아진다. 인덕턴스 L'은, 다음 (8) 식으로 표현되므로, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr이 작아질수록, 인덕턴스 L'이 작아진다.
Figure 112017096086315-pct00007
(구체적 설계 방법)
여기서, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm을 설계하는 방법의 구체예에 대하여 설명한다. 여기에서는, 스위치 제어 장치(150)는 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V를, 9.9[㎑] 내지 7.0[㎑]의 스위칭 주파수 f에서 전환하는 것으로 한다. 이 경우, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 주파수는 9.9[㎑] 내지 7.0[㎑]가 된다.
의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은 30[μF]라고 하자. 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 주파수마다의 유도성 부하(180)의 인덕턴스 L은, 사전에 측정되어 있으며, 이하와 같다고 하자.
9.9[㎑] 시; L=23.7[μH]
7.O[㎑] 시; L:24.2[μH]
본 실시 형태에서는, 의사 공진 소자(130)와 유도성 부하(180)의 합성 리액턴스를 갖는 외관상의 유도성 부하(210)와, 제1 콘덴서(125)에 의해 공진이 일어나는 것으로 했다. 그러나, 이 공진은, 제1 콘덴서(125)와 의사 공진 소자(130)의 합성 정전 용량을 정전 용량으로서 갖는 콘덴서와, 유도성 부하(180)의 공진이라고도 간주할 수 있다. 여기서, 제1 콘덴서(125)와 의사 공진 소자(130)의 합성 정전 용량을 정전 용량으로서 갖는 콘덴서를 가정한다. 또한, 이 콘덴서를 합성 콘덴서라고 칭하기로 한다. 또한, 합성 콘덴서의 정전 용량을 Cres라고 한다. 그렇게 하면, 합성 콘덴서의 정전 용량 Cres는, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 L과 공진하기 때문에, 다음 (9) 식과 같이 된다.
Figure 112017096086315-pct00008
인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 주파수가 9.9[㎑] 시의 합성 콘덴서의 정전 용량 Cres는, 약 10[μF](≒1/((2π×9.9×103)2×23.7×10- 6)가 된다. 인버터부(120)로부터 본 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)의 합성 리액턴스(=ω×L')는, 다음 (10) 식으로 표현되므로, 이하의 (11) 식이 성립된다.
Figure 112017096086315-pct00009
외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'은, 0(제로)을 상회하는 값일 필요가 있기 때문에, (11) 식으로부터, 다음 (12) 식의 관계를 만족시키는 것으로 한다.
Figure 112017096086315-pct00010
이상의 조건에서, 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y와, 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V의 ON, OFF의 전환이 소프트 스위칭이 되도록, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm을 설계하면 된다.
인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 주파수가 9.9[㎑]인 경우에 있어서, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0을, 2.5[㎲ec](T0=2.5[㎲ec])로 한다. 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc가 0(제로) 상태인 기간 T0은, (3) 식으로부터, 다음 (13) 식으로 표현할 수 있다.
Figure 112017096086315-pct00011
여기서, f는, 인버터부(120)의 스위칭 주파수(=9.9[kHz])이다. fres는, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수이다.
이 (13)식으로부터, 공진 주파수 fres는, 다음 (14)식으로 표현되고, 약 10.4[kHz](≒1/(1/9.9×103-2×(2.5×10-6))로 된다.
Figure 112017096086315-pct00012
여기서, 주파수가, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수 fres일 때의 각주파수 ωres는, 다음 (15)식으로 표현된다.
Figure 112017096086315-pct00013
제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm은, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'와 공진하기 때문에, 다음 (16)식이 성립한다.
Figure 112017096086315-pct00014
L=23.7[μH], Cr=30[μF]이므로, (16)식으로부터, Cm≒15[μF]로 된다. 즉, 제1 콘덴서(125)로서, 정전 용량이 15[μF]인 콘덴서를 이용하면 되게 된다. 또한, (16)식은, (5)식의 등식 부분을 (8)식을 사용하여 변형한 것이다. 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm은, (5)식으로부터, 다음 (17)식을 만족시키고 있으면 된다.
Figure 112017096086315-pct00015
이어서, Cm=15[μF]로서, 스위치 제어 장치(150)가 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f를 7.0[kHz]으로 변경한 경우에 대하여 설명한다.
L'>0이기 때문에, (8)식으로부터, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr의 값은, 다음 (18)식의 관계식을 만족시킬 필요가 있게 된다. (18)식을 다음 (19)식과 같이 변형한다.
Figure 112017096086315-pct00016
Figure 112017096086315-pct00017
주파수가, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f일 때의 각주파수 ω는, 2π×7.0×103[rad/s]이다. 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f가 7.0[kHz]인 경우에 있어서의 유도성 부하(180)의 인덕턴스 L은, 전술한 바와 같이 24.2[μH]이다.
따라서, (19)식으로부터, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, 약 21.4[μF](≒1/((2π×7×103)2×24.2×10-6))를 상회할 필요가 있다. 여기에서는, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, 30[μF]이기 때문에, (19)식을 만족시킨다. 즉, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'의 값이 정의 값이므로, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)는 제1 콘덴서(125)와 공진한다.
또한, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f가 7.0[kHz]인 경우의 외관상 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'은, (8)식으로부터, 약 7.0[μH](=24.2×10-6-1/((2π×7.0×103)2×30×10-6))으로 된다. 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'와, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm으로부터 정해지는 공진 주파수 fres는, (5)식으로부터, 약 15.5[kHz](=1/(2π×√(7.0×10-6×15×10-6))로 된다. 따라서, 공진 주파수 fres는 7.0[kHz]보다도 높아진다. 따라서, 인버터부(120)는 스위칭 주파수 f가 7.0[kHz]인 경우에 있어서도, 소프트 스위칭을 실현할 수 있다.
의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 L과, 스위칭 주파수 f에 따라, (18)식을 만족시키도록 정해진다. 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm은, 이와 같이 하여 정해진 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr을 사용하여, (17)식을 만족시키도록 정해진다. 예를 들어, 유도성 부하(180)가 강판 등의 피가열물을 유도 가열하기 위한 코일과 피가열물일 경우, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, 예를 들어 6.5[μF] 내지 250[μF]의 범위로부터 적절한 값이 선정되고, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm은, 예를 들어 0.06[μF] 내지 20[μF]의 범위로부터 적절한 값이 선정된다.
(시뮬레이션 결과)
도 6a 및 도 6b는, 본 실시 형태의 전원 시스템(100)의 동작 시뮬레이션 결과의 일례를 도시하는 도면이다. 도 6a의 파형은, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f가 9.9[kHz]이며, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 L이 23.7[μH]일 때의 파형이다. 도 6b의 파형은, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f가 7.0[kHz]이며, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 L이 24.2[μH]일 때의 파형이다. 또한, 도 6a 및 도 6b에 나타내는 파형은, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm이 15[μF]이며, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr이 30[μF]일 때의 파형이다.
Iinv는, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류를 나타낸다. Vinv는, 인버터부(120)로부터 출력되는 전압을 나타낸다. Vmersc는, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압을 나타낸다. 또한, 도 6a 및 도 6b에 있어서, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 파형의 옆에 붙어 있는 Arms는, 당해 파형(전류 Iinv)의 실효값을 나타낸다. 또한, 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv 및 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc의 파형의 옆에 붙어 있는 Vrms는, 당해 파형(전압 Vinv, Vmersc)의 실효값을 나타낸다.
U-Ygate는, 스위치 제어 장치(150)로부터 제1 스위치 U 및 제4 스위치 Y에 대하여 송신되는 전환 신호를 나타낸다. 스위치 제어 장치(150)는 제2 스위치 X 및 제3 스위치 V에 대하여 U-Ygate에 나타나 있는 전환 신호와 역의 전환 신호 V-Xgate를 송신한다.
도 6a 및 도 6b에 있어서, 전환 신호 U-Ygate와 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc을 보면, 어느 스위칭 주파수 f에 있어서도, 제1 콘덴서(125)에 걸리는 전압 Vmersc의 값이 0(제로)인 때에, 전환 신호 U-Ygate의 전환이 행하여지고 있음을 알 수 있다. 즉, 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제3 스위치 V 및 제4 스위치 Y는, 제1 콘덴서(125)에 전압이 가해지지 않는 상태에서 ON, OFF가 전환되어 있음을 알 수 있다. 따라서, 소프트 스위칭이 실현되어 있음을 알 수 있다. 또한, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv로부터, 진동 전류가 발생하지 않음도 알 수 있다.
도 7은, 발명예의 전원 시스템과 비교예의 전원 시스템의 시뮬레이션 결과를 표 형식으로 도시하는 도면이다. 발명예의 전원 시스템은, 본 실시 형태의 전원 시스템(100)이다. 비교예의 전원 시스템은, 본 실시 형태의 전원 시스템(100)으로부터 의사 공진 소자(130)를 제거한 것이다. 의사 공진 소자(130)의 유무 이외에는, 발명예의 전원 시스템과 비교예의 전원 시스템에 있어서 상이한 곳은 없다. 또한, 도 7에 나타내는 Arms, Vrms는, 도 6a 및 도 6b와 마찬가지로, 실효값인 것을 나타낸다.
도 7에서는, 인버터부(120)의 스위칭 주파수 f가 9.9[kHz] 및 7.0[kHz]인 2가지의 시뮬레이션의 결과를 도시한다. 또한, 각 전원 시스템의 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm은, 15[μF]이다. 발명예의 전원 시스템의 의사 공진 소자(130)(제2 콘덴서)의 정전 용량 Cr은, 30[μF]이다. 비교예의 전원 시스템의 제1 콘덴서(125)의 정전 용량은, 9.3[μF]이다. 또한, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 L은, 스위칭 주파수 f가 9.9[kHz]인 경우, 23.7[μH]이며, 7.0[kHz]인 경우, 24.2[μH]이다. 또한, 시뮬레이션에 있어서, 발명예 및 비교예의 인버터부(120)는 동일한 전류를 출력하도록 하였다.
도 7에 도시한 바와 같이, 어느 스위칭 주파수 f에 있어서도, 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv는, 발명예의 전원 시스템(100)쪽이 작게 되어 있는 것이 나타나 있다. 그 결과로서, 발명예의 전원 시스템(100)의 인버터부(120)의 용량은, 비교예의 전원 시스템의 인버터부(120)의 용량보다도 작아진다. 즉, 의사 공진 소자(130)를 사용함으로써, 전원 시스템의 인버터부(120)의 용량을 저감할 수 있다.
<변형예>
본 실시 형태에서는, 의사 공진 소자(130)가 제2 콘덴서로 이루어지는 경우를 예로 들어 설명하였다. 그러나, 의사 공진 소자(130)는 제2 콘덴서로 이루어지고 있으면 된다. 또한, 제2 콘덴서는, 1개의 콘덴서여도 되고, 서로 접속된 복수의 콘덴서여도 된다. 이들 복수의 콘덴서는, 서로 직렬로 접속되어 있어도 되고, 서로 병렬로 접속되어 있어도 되고, 직렬로 접속된 부분과 병렬로 접속된 부분이 혼재하고 있어도 된다. 서로 접속된 복수의 콘덴서에 의해 제2 콘덴서를 구성하는 경우, 본 실시 형태의 설명에 있어서, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, 그 복수의 콘덴서의 합성 정전 용량이 된다.
또한, 의사 공진 소자(130)에 포함되는 제2 콘덴서의 정전 용량에 의한 용량성 리액턴스가, 유도성 부하(180)의 유도성 리액턴스보다도 큰 경우, 의사 공진 소자(130)는 제2 콘덴서에 추가로, 리액터를 갖고 있어도 된다. 단, 본 실시 형태에서 설명한 것과 마찬가지로, 자기 에너지 회생 스위치의 출력단보다도 유도성 부하(180)측의 유도성 리액턴스의 값이, 자기 에너지 회생 스위치의 출력단보다도 유도성 부하(180)측의 용량성 리액턴스의 값을 상회하도록 한다.
이 경우, 본 실시 형태의 설명에 있어서, 예를 들어 유도성 부하(180)의 인덕턴스 L을, 유도성 부하(180)와, 의사 공진 소자(130)에 포함되는 리액터의 합성 인덕턴스로 치환하면 된다. 따라서, 의사 공진 소자(130)의 유도성 리액턴스와 유도성 부하(180)의 유도성 리액턴스의 합성 리액턴스의 값이, 의사 공진 소자(130)의 용량성 리액턴스의 값을 상회하도록 한다. 그렇게 하면, 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, 의사 공진 소자(130)의 인덕턴스와 유도성 부하(180)의 인덕턴스의 합성 인덕턴스와, 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제3 스위치 V 및 제4 스위치 Y를 전환하는 스위칭 주파수 f에 대응하는 각주파수 ω(=2πf)의 2승을 승산한 값의 역수를 상회하는 값이 된다. 즉, 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, (19)식의 L을, 의사 공진 소자(130)의 인덕턴스와 유도성 부하(180)의 인덕턴스의 합성 인덕턴스로 한 조건을 만족시킨다.
또한, 본 실시 형태에서는, 제1 콘덴서(125)가 1개의 콘덴서로 이루어지는 경우를 예로 들어 설명하였다. 그러나, 제1 콘덴서(125)는 적어도 하나의 콘덴서를 사용하여 구성되어 있으면 된다. 복수의 콘덴서를 서로 접속한 것을 제1 콘덴서(125)로서 사용해도 된다. 이들 복수의 콘덴서는, 서로 직렬로 접속되어 있어도 되고, 서로 병렬로 접속되어 있어도 되고, 직렬로 접속된 부분과 병렬로 접속된 부분이 혼재하고 있어도 된다. 이 경우, 본 실시 형태의 설명에 있어서, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm는, 이들 복수의 콘덴서의 합성 정전 용량이 된다.
(제2 실시 형태)
이어서, 제2 실시 형태를 설명한다. 본 실시 형태에서는, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv를 조정할 수 있는 전원 시스템에 대하여 설명한다. 구체적으로는, 인버터부(120)와, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)와의 사이에, 변압기를 배치한다. 이렇게 본 실시 형태는, 제1 실시 형태에 대하여 변압기를 추가한 것이 된다. 따라서, 본 실시 형태의 설명에 있어서, 제1 실시 형태와 동일한 부분에 대해서는, 도 1 내지 도 7에 부여한 부호와 동일한 부호를 부여하는 하거나 하여 상세한 설명을 생략한다. 또한, 본 실시예에서도 제1 실시 형태와 마찬가지로, 의사 공진 소자(130)가 제2 콘덴서로 이루어지는 경우를 예로 들어 설명한다.
도 8은, 전원 시스템(800)의 구성 일례를 도시하는 도면이다. 전원 시스템(800)은 직류 전원부(110), 인버터부(120), 의사 공진 소자(130), 커런트 트랜스(140), 스위치 제어 장치(150), 전류 제어 장치(160) 및 주파수 설정 장치(170)에 추가로, 변압기(810)를 갖는다. 또한, 전원 시스템(800)은 진동 전류를 억제하기 위한 특정한 장치(진동 억제 회로)를 갖고 있지 않다.
변압기(810)는 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv를 승압 또는 강압한다. 변압기(810)에 1차 권선(입력측의 권선)의 일단부와, 제2 교류 단자(122)가 서로 접속된다. 변압기(810)에 1차 권선의 타단부와, 제1 교류 단자(121)가 서로 접속된다. 변압기(810)에 2차 권선(출력측의 권선)의 일단부와, 의사 공진 소자(130)의 일단부가 서로 접속된다. 변압기(810)에 2차 권선의 타단부와, 유도성 부하(180)의 타단부가 서로 접속된다. 또한, 유도성 부하(180)의 일단부는, 의사 공진 소자(130)의 타단부에 접속된다.
여기서, 변압기(810)의 권수비를 n으로 한다. 권수비 n은, 변압기(810)에 1차 권선의 감기수를, 2차 권선의 감기수로 나눈 값(n=1차 권선의 감기수÷2차 권선의 감기수)인 것으로 한다. 변압기(810)가 강압 변압기일 경우, 권수비 n은 1을 상회한다. 변압기(810)가 승압 변압기일 경우, 권수비 n은 1을 하회한다.
이하에서는, 설명을 간단하게 하기 위해서, 변압기(810)가 이상적 변압기인 것으로 한다. 변압기(810)의 1차 전압(1차 권선에 걸리는 전압)은 인버터부(120)로부터 출력되는 전압 Vinv이다. 변압기(810)의 2차 전압(2차 권선에 발생하는 전압)은 1차 전압과 권수비 n의 역수의 곱(=(1/n)Vinv)으로 표현된다. 또한, 변압기(810)의 1차 전류(1차 권선에 흐르는 전류)는 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv이다. 변압기(810)의 2차 전류(2차 권선에 흐르는 전류)는 1차 전류와 권수비 n의 곱(=nIinv)으로 표현된다. 따라서, 유도성 부하(180)에 흐르게 하는 전류는, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv의 n배로 된다.
변압기(810)로서 강압 변압기를 사용하는 경우, 유도성 부하(180)에 흐르는 전류는, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv보다도 커진다. 한편, 변압기(810)로서 승압 변압기를 사용하는 경우, 유도성 부하(380)에 흐르는 전류는, 인버터부(120)로부터 출력되는 전류 Iinv보다도 작아진다. 따라서, 본 실시 형태의 전원 시스템(800)은 변압기(810)의 권수비 n에 의해, 유도성 부하(180)에 흐르게 하는 전류를 조정할 수 있다. 변압기(810)로서 강압 변압기를 사용하는 경우, 인버터부(120)에 대전류를 흘리지 않더라도, 유도성 부하(180)에 대전류를 흐르게 할 수 있다. 따라서, 예를 들어 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제3 스위치 V, 제4 스위치 Y 및 제1 콘덴서(125)로서, 대전류용의 소자를 사용할 필요가 없어진다.
인버터부(120)의 출력단으로부터 유도성 부하(180)측을 보았을 때의 임피던스 Z는, 다음 (20)식으로 표현된다.
Figure 112017096086315-pct00018
여기서, R은, 유도성 부하(180)의 저항[Ω]이다. L은, 유도성 부하(180)의 인덕턴스[H]이다. Cr은, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량[F]이다. n은, 변압기(810)의 권수비이다. j는, 허수 단위이다.
제1 실시 형태에서 설명한 바와 같이, 인버터부(120)로부터 본 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)의 합성 리액턴스(=ω×L')는 (10)식으로 표현된다. 또한, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'이 0(제로)을 상회할 필요가 있기 때문에, (11)식으로부터, (12)식이 성립된다. 한편, 본 실시 형태에서는, 인버터부(120)로부터 본 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)의 합성 리액턴스(=ω×L')는 (20)식의 우변 제2항의 소괄호 내에 나타내는 것이 된다. 따라서, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'이 0(제로)을 상회하기 위해서는, 다음 (21)식을 만족시킬 필요가 있다.
Figure 112017096086315-pct00019
(21)식으로부터, (12)식이 성립된다. 즉, 변압기(810)가 있어도, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, 제1 실시 형태와 동일하게 하여 정해진다.
또한, (20)식으로부터, 본 실시 형태에서는, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'은, 다음 (22)식으로 표현된다.
Figure 112017096086315-pct00020
따라서, (22)식을 (5)식에 대입하면, 이하의 (23)식이 성립한다.
Figure 112017096086315-pct00021
따라서, 본 실시 형태에서는, (17)식 대신에, (23)식을 만족시키도록, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm을 설계하면 된다.
또한, 본 실시 형태에 있어서도, 제1 실시 형태에서 설명한 변형예를 채용할 수 있다.
(제3 실시 형태)
이어서, 제3 실시 형태를 설명한다. 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태에서는, 자기 에너지 회생 스위치를 풀브리지 회로로 구성하는 경우를 예로 들어 설명하였다. 이에 반해, 본 실시 형태에서는, 자기 에너지 회생 스위치를 하프 브리지 회로로 구성하는 경우를 예로 들어 설명한다. 이렇게 본 실시 형태와 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태는, 자기 에너지 회생 스위치의 구성이 주로 상이하다. 따라서, 본 실시 형태의 설명에 있어서, 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태와 동일한 부분에 대해서는, 도 1 내지 도 8에 부여한 부호와 동일한 부호를 부여하거나 하여 상세한 설명을 생략한다.
<회로 구성>
도 9는, 전원 시스템(900)의 구성 일례를 도시하는 도면이다. 전원 시스템(900)은 직류 전원부(110), 인버터부(920), 의사 공진 소자(130), 커런트 트랜스(140), 스위치 제어 장치(150), 전류 제어 장치(160) 및 주파수 설정 장치(170)를 갖는다. 또한, 전원 시스템(900)은 진동 전류를 억제하기 위한 특정한 장치(진동 억제 회로)를 갖고 있지 않다.
[인버터부(920)]
인버터부(920)는 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태의 인버터부(120)와 마찬가지로, 직류 전원부(110)로부터 출력된 직류 전력을, 인버터부(920)의 각 스위치를 전환하는 스위칭 주파수와 동일한 주파수의 교류 전력으로 변환한다. 그리고, 인버터부(920)는 당해 주파수의 교류 전력을 유도성 부하(180)에 대하여 공급한다. 인버터부(920)는 자기 에너지 회생 스위치를 갖는다.
본 실시 형태의 인버터부(920)(자기 에너지 회생 스위치)의 구성의 일례에 대하여 설명한다.
인버터부(920)는 제1 스위치 U, 제2 스위치 X, 제1 다이오드 D5, 제2 다이오드 D6, 제1 교류 단자(921), 제2 교류 단자(922, 925), 제1 직류 단자(923), 제2 직류 단자(924) 및 복수의 제1 콘덴서를 갖는다. 본 실시 형태에서는, 인버터부(920)는 복수의 제1 콘덴서로서, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)를 갖는다.
제1 스위치 U는, 제1 실시 형태에서 설명한 제1 스위치 U와 동일하다. 제2 스위치 X는, 제1 실시 형태에서 설명한 제2 스위치 X와 동일하다. 따라서, 여기서는, 제1 스위치 U 및 제2 스위치 X의 상세한 설명을 생략한다. 제1 실시 형태와 마찬가지로, 환류 다이오드 D1, D2의 순방향측의 단부와, 자기 소호 소자 S1, S2의 순방향과 반대측의 단부의 접속점을 부극 단자로 한다. 자기 소호 소자 S1, S2의 순방향측의 단부와, 환류 다이오드 D1, D2의 순방향과 반대측의 단부의 접속점을 정극 단자로 한다.
다이오드 D5, D6은, 제1 단부와 제2 단부를 갖는다. 다이오드 D5, D6은, 도통 상태로 하고, 제1 단부로부터 제2 단부에는 전류를 통과시키지만, 제2 단부로부터 제1 단부에는 전류를 통과시키지 않는 상태만을 갖는다. 다이오드 D5, D6의 제1 단부로부터 제2 단부에의 방향을, 다이오드 D5, D6에 있어서의 순방향으로 한다. 다이오드 D5, D6의 제1 단부를 부극 단자로 한다. 다이오드 D5, D6의 제2 단부를 정극 단자로 한다.
인버터부(920)의 각 부의 접속 형태에 대하여 설명한다.
제1 스위치 U의 부극 단자와, 제2 스위치 X의 정극 단자가 서로 접속된다. 제1 다이오드 D5의 부극 단자와, 제2 다이오드 D6의 정극 단자가 서로 접속된다. 제1 스위치 U의 정극 단자와, 제1 다이오드 D5의 정극 단자가 서로 접속된다. 제2 스위치 X의 부극 단자와, 제2 다이오드 D6의 부극 단자가 서로 접속된다.
제1 교류 단자(921)는 제1 스위치 U의 부극 단자와 제2 스위치 X의 정극 단자의 접속점에 접속된다. 제2 교류 단자(922, 925)는, 제1 다이오드 D5의 부극 단자와, 제2 다이오드 D6의 정극 단자의 접속점에 접속된다. 제2 교류 단자(922, 925)에는, 의사 공진 소자(130)의 일단부가 접속된다. 본 실시 형태에서는, 제1 교류 단자(921) 및 제2 교류 단자(922, 925)가, 인버터부(920)의 출력단이다. 또한, 도 9에서는, 표기의 사정상, 2개의 제2 교류 단자(922, 925)를 나타내고 있지만, 이들은 1개의 단자라고 간주할 수 있다.
제1 직류 단자(923)는 제1 스위치 U의 정극 단자와, 제1 다이오드 D5의 정극 단자의 접속점에 접속된다. 제1 직류 단자(923)에는, 리액터(113)의 타단부가 접속된다. 제2 직류 단자(924)는 제2 스위치 X의 부극 단자와, 제2 다이오드 D6의 부극 단자의 접속점에 접속된다. 제2 직류 단자(924)에는, 정류기(112)의 출력측의 타단부가 접속된다. 본 실시 형태에서는, 제1 직류 단자(923) 및 제2 직류 단자(924)가 인버터부(920)의 입력단이다. 이상과 같이 제1 직류 단자(923)와 제2 직류 단자(924) 사이에는 직류 전원부(110)가 접속된다.
하이 사이드 콘덴서(926)는 제1 스위치 U의 정극 단자 및 제1 다이오드 D5의 정극 단자의 접속점과, 제1 다이오드 D5의 부극 단자 및 제2 다이오드 D6의 정극 단자의 접속점 사이에 접속된다. 전술한 바와 같이, 제1 스위치 U의 정극 단자와, 제1 다이오드 D5의 정극 단자의 접속점에는, 제1 직류 단자(923)도 접속된다. 또한, 제1 다이오드 D5의 부극 단자와, 제2 다이오드 D6의 정극 단자의 접속점에는, 제2 교류 단자(922)도 접속된다. 하이 사이드 콘덴서(926)는, 극성을 갖는 콘덴서이다.
로우 사이드 콘덴서(927)는, 제2 스위치 X의 부극 단자 및 제2 다이오드 D6의 부극 단자의 접속점과, 제1 다이오드 D5의 부극 단자 및 제2 다이오드 D6의 정극 단자의 접속점 사이에 접속된다. 전술한 바와 같이, 제2 스위치 X의 부극 단자와, 제2 다이오드 D6의 부극 단자의 접속점에는, 제2 직류 단자(924)도 접속된다. 또한, 제1 다이오드 D5의 부극 단자와, 제2 다이오드 D6의 정극 단자의 접속점에는, 하이 사이드 콘덴서(926)의 일단부가 접속된다. 즉, 복수의 제1 콘덴서를 구성하는 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927) 중, 한쪽 제1 콘덴서인 하이 사이드 콘덴서(926)의 일단부와, 다른 쪽 제1 콘덴서인 로우 사이드 콘덴서(927)의 일단부가 서로 접속된다. 로우 사이드 콘덴서(927)는, 극성을 갖는 콘덴서이다.
[유도성 부하(180)]
유도성 부하(180)는 인버터부(920)의 제1 교류 단자(921)와 제2 교류 단자(922, 925) 사이에, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 대하여 직렬로 접속된다. 도 9에 나타내는 예에서는, 유도성 부하(180)의 일단부와, 의사 공진 소자(130)의 타단부가 서로 접속된다. 유도성 부하(180)의 타단부와, 인버터부(920)의 제1 교류 단자(921)가 서로 접속된다. 이상과 같이 유도성 부하(180)는 제1 교류 단자(921)와 제2 교류 단자(922, 925) 사이에 접속된다. 또한, 의사 공진 소자(130)는 제1 교류 단자(921)와 제2 교류 단자(922, 925) 사이에 유도성 부하(180)에 대하여 직렬로 접속된다.
<인버터부(920)의 동작>
이어서, 인버터부(920)의 동작의 일례를 설명한다. 도 10은, 인버터부(920)에 있어서의 전류의 흐름의 일례를 설명하는 도면이다. 도 11a는, 제1 스위치 U의 전환 신호 Ugate와, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1과, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2와, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv의 관계의 제1 예를 설명하는 도면이다. 도 11b는, 제1 스위치 U의 전환 신호 Ugate와, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1과, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2와, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv의 관계의 제2 예를 설명하는 도면이다.
먼저, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0가 0(제로)을 상회하는 경우의 인버터부(920)의 동작의 일례에 대하여 설명한다.
초기 상태는, 하이 사이드 콘덴서(926)가 충전되어 있고, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료되어 있고, 제1 스위치 U가 ON이며, 제2 스위치 X가 OFF인 상태로 한다.
도 10의 상태 A와 같이, 하이 사이드 콘덴서(926)가 방전을 개시하면, 하이 사이드 콘덴서(926)로부터 방출되는 전류는, 제1 직류 단자(923)를 향한다. 제1 스위치 U가 ON이기 때문에, 제1 직류 단자(923)에 유입된 전류는, 제1 스위치 U를 경유하여, 제1 교류 단자(921)를 향하여 흐른다. 그리고, 제1 교류 단자(921)에 유입된 전류는, 제2 스위치 X가 OFF이기 때문에, 제2 스위치 X의 정극 단자측에 흘러들 수 없고, 유도성 부하(180) 및 의사 공진 소자(130)에 대하여 흐른다. 의사 공진 소자(130)를 통한 전류는, 제2 교류 단자(922)에 유입되고, 하이 사이드 콘덴서(926)로 복귀된다.
하이 사이드 콘덴서(926)가 방전을 개시한 후의 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압의 변천과, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류의 변천을, 도 11a를 사용하여 설명한다. Ugate는, 스위치 제어 장치(150)가 제1 스위치 U에 대하여 송신하는 신호이며, 제1 스위치 U의 ON, OFF의 전환 신호이다. 또한, 전환 신호 Ugate가 ON의 값을 나타낼 때, 제1 스위치 U는 ON의 상태이며, 전환 신호 Ugate가 OFF의 값을 나타낼 때, 제1 스위치 U는 OFF의 상태이다. 또한, 여기서는 도시를 생략하지만, 스위치 제어 장치(150)는 제2 스위치 X에도 전환 신호 Xgate를 송신한다. 전환 신호 Xgate의 값은, 제1 스위치 U에 대하여 송신되는 전환 신호와 역의 값을 나타낸다. 즉, 전환 신호 Xgate의 값은, 전환 신호 Ugate가 ON의 값을 나타낼 때에 OFF의 값을 나타내고, 전환 신호 Ugate가 OFF의 값을 나타내는 때에 ON의 값을 나타낸다. Vmersc1은, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압을 나타낸다. Vmersc2는, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압을 나타낸다. Iinv는, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류를 나타낸다. t0는, 하이 사이드 콘덴서(926)가 방전을 개시하는 시각을 나타낸다.
하이 사이드 콘덴서(926)가 방전을 개시하면, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv가 마이너스의 방향으로 증가하고, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1이 감소하기 시작한다. 하이 사이드 콘덴서(926)가 방전을 완료하면, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1이 0(제로)으로 된다. t1은, 하이 사이드 콘덴서(926)가 방전을 완료한 시각을 나타낸다. 시각 t0에 있어서, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료되어 있다. 또한, 시각 t0 내지 시각 t1의 기간에는, 로우 사이드 콘덴서(927)에 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 이 기간에 있어서의 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2는 0(제로)이다.
시각 t1에 있어서, 하이 사이드 콘덴서(926)의 방전이 완료되면, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv이 피크에 달하고, 하이 사이드 콘덴서(926)의 전압 Vmersc1이 0(제로)으로 된다. 따라서, 제1 직류 단자(923)와 제2 직류 단자(924) 간의 전압이 0(제로)으로 된다. 이 경우, 도 10의 상태 B와 같이, 제2 교류 단자(922)에 유입된 전류는, 다이오드 D5를 경유하여 제1 직류 단자(923)를 향하고, 제1 스위치 U를 경유하여, 제1 교류 단자(921)를 향한다. 이 경우, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2는 0(제로)이다. 따라서, 제1 스위치 U 및 제2 스위치 X에 걸리는 전압도 0(제로)으로 된다. 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2이 0(제로)인 기간을 T0로 한다.
도 10의 상태 B에서는, 인버터부(920) 및 유도성 부하(180)에 흐르는 전류는, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 및 저항 성분으로부터 정해지는 시상수에 따라, 서서히 감소한다. 도 11a에 도시한 바와 같이, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t1 내지 시각 t2의 기간에 감소한다.
스위치 제어 장치(150)는, 하이 사이드 콘덴서(926)의 방전이 완료된 시각 t1로부터 기간 T0이 경과한 시각 t2에 있어서, 제1 스위치(U)를 OFF로, 제2 스위치(X)를 ON으로 전환한다. 이 때, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)이므로 소프트 스위칭이 된다.
제1 스위치(U)가 OFF로 전환되고, 제2 스위치(X)가 ON으로 전환되면, 도 10의 상태 C와 같이, 제2 교류 단자(922, 925)에 유입된 전류는, 제1 스위치(U)가 OFF이기 때문에, 로우 사이드 콘덴서(927)로 향한다. 로우 사이드 콘덴서(927)에 유입된 전류는, 로우 사이드 콘덴서(927)의 충전에 이용되고, 서서히 감소해간다. 이 전류는, 로우 사이드 콘덴서(927)가 충전을 완료할 때까지, 도 10의 상태 C와 같이 흐르고, 로우 사이드 콘덴서(927)의 충전이 완료된 시점에서 0(제로)이 된다. 도 11a에 있어서, 로우 사이드 콘덴서(927)는, 시각 t3에 충전을 완료하게 된다.
도 11a에 도시한 바와 같이, 시각 t2 내지 시각 t3의 사이, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2는 상승한다. 또한, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2의 상승에 맞추어, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는 감소한다. 시각 t3에 있어서 로우 사이드 콘덴서(927)의 충전이 완료되면, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2는 피크에 달한다. 이 때 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는 0(제로)이 된다. 시각 t1에 있어서, 하이 사이드 콘덴서(926)의 방전이 완료되었다. 또한, 시각 t1 내지 시각 t3의 기간에서는, 하이 사이드 콘덴서(926)에 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 이 기간에 있어서의 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1은 0(제로)이다.
로우 사이드 콘덴서(927)의 충전이 완료된 후, 로우 사이드 콘덴서(927)는, 방전을 개시한다. 도 10의 상태 D와 같이, 로우 사이드 콘덴서(927)로부터 방출된 전류는, 제2 교류 단자(922, 925)를 향한다. 이 전류는, 제1 스위치(U)가 OFF이기 때문에, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)에 유입된다. 유도성 부하(180)에 유입된 전류는, 제1 교류 단자(921)를 향하며, 제1 교류 단자(921)에 유입된다. 제1 교류 단자(921)에 유입된 전류는, 제1 스위치(U)가 OFF이며, 제2 스위치(X)가 ON이기 때문에, 제2 스위치(X)를 경유하여 로우 사이드 콘덴서(927)로 복귀된다. 즉, 의사 공진 소자(130) 및 유도성 부하(180)에 유입되는 전류의 방향이 상태 A 내지 C일 때와는 반대가 된다. 이와 같이, 인버터부(920)는, 스위치 제어 장치(150)에 의해 설정된 스위칭 주파수 f에서, 제1 스위치(U) 및 제2 스위치(X)의 ON, OFF를 전환함으로써, 스위칭 주파수 f와 동일한 주파수의 전류 Iinv를 출력한다.
도 11a에 있어서, 로우 사이드 콘덴서(927)는, 시각 t4에 있어서, 방전을 완료한다. 도 11a에 도시한 바와 같이, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2는, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전에 맞추어 시각 t3으로부터 감소를 계속하며, 시각 t4에 있어서 0(제로)이 된다. 또한, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전에 맞추어, 시각 t0 내지 시각 t3에 있어서의 방향과는 역방향으로 증가한다. 그리고, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료되는 시각 t4에서, 시각 t0 내지 시각 t3에 있어서의 방향과는 역방향의 피크에 달한다.
시각 t3 내지 시각 t4의 사이에 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv의 방향은, 시각 t0 내지 시각 t1의 사이에 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv와 비교하면 반대가 된다. 이 때문에, 도 11a의 그래프에서는, 시각 t3 내지 시각 t4의 사이에 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv의 값이 플러스의 값이 된다. 또한, 시각 t3 내지 시각 t4의 기간에 있어서도, 하이 사이드 콘덴서(926)에 전류는 흐르지 않으므로, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1은 0(제로)이다.
시각 t4에 있어서, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료되면, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2는, 0(제로)이 된다. 따라서, 제1 직류 단자(923)와 제2 직류 단자(924) 사이의 전압이 0(제로)이 된다. 이 경우, 도 10의 상태 E와 같이, 제1 교류 단자(921)에 유입된 전류는, 제2 스위치(X)를 경유하여 제2 직류 단자(924)를 향하며, 제2 다이오드(D6)를 경유하여, 제2 교류 단자(922)를 향한다.
도 10의 상태 E에서는, 인버터부(920) 및 유도성 부하(180)에 흐르는 전류는, 유도성 부하(180)의 인덕턴스 및 저항 성분에 의한 시상수에 따라서, 서서히 0(제로)에 가까워진다. 도 11a에 도시한 바와 같이, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t4 내지 시각 t5의 기간에 있어서 0(제로)에 가까워진다.
스위치 제어 장치(150)는, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료된 시각 t4로부터 기간 T0이 경과된 시각 t5에 있어서, 제1 스위치(U)를 ON으로 전환하고, 제2 스위치(X)를 OFF로 전환한다. 이 때, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)이므로 소프트 스위칭이 된다.
제1 스위치(U)가 ON으로 전환되고, 제2 스위치(X)가 OFF로 전환되면, 도 10의 상태 F와 같이, 제1 교류 단자(921)에 유입된 전류는, 제1 스위치(U)가 ON이며, 제2 스위치(X)가 OFF이기 때문에, 제1 스위치(U)를 경유하여 제1 직류 단자(923)로 향한다. 제1 직류 단자(923)에 유입된 전류는, 하이 사이드 콘덴서(926)로 향한다. 하이 사이드 콘덴서(926)에 유입된 전류는, 또한 O(제로)에 가까워진다. 이 전류는, 하이 사이드 콘덴서(926)의 충전이 완료될 때까지, 도 10의 상태 F와 같이 흐르고, 하이 사이드 콘덴서(926)의 충전이 완료된 시점에서 0(제로)이 된다.
도 11a에 도시한 바와 같이, 시각 t5 내지 시각 t6의 사이, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1은 상승한다. 또한, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1의 상승에 맞추어, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는 0(제로)에 가까워진다. 시각 t6에 있어서 하이 사이드 콘덴서(926)의 충전이 완료되면, 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1은 피크에 달한다. 이 때 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는 0(제로)이 된다. 시각 t4에 있어서, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료된다. 또한, 시각 t4 내지 시각 t6의 기간에서는, 로우 사이드 콘덴서(927)에 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 이 기간에 있어서의 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2는 0(제로)이다.
시각 t6에 있어서, 하이 사이드 콘덴서(926)가 충전을 완료하면, 제1 스위치(U)가 ON이며, 제2 스위치(X)가 OFF이므로, 초기 상태인 상태 A로 복귀된다. 인버터부(920)는, 이상의 동작을 반복하게 된다.
도 10의 상태 C에 도시한 바와 같이, 로우 사이드 콘덴서(927)의 충전 시에는, 전류는, 제2 교류 단자(922, 925)로부터 로우 사이드 콘덴서(927)에 유입된다. 또한, 도 10의 상태 F에 도시한 바와 같이, 하이 사이드 콘덴서(926)의 충전 시에는, 전류는, 제1 직류 단자(923)로부터 하이 사이드 콘덴서(926)에 유입된다. 즉, 하이 사이드 콘덴서(926)는, 반드시 제1 직류 단자(923)측에 정의 전하가 모이고, 제2 교류 단자(922, 925)측에 부의 전하가 모인다. 로우 사이드 콘덴서(927)는, 반드시 제2 교류 단자(922, 925)측에 정의 전하가 모이고, 제2 직류 단자(924)측에 부의 전하가 모인다. 이 때문에, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)로서, 극성을 갖는 콘덴서가 이용 가능하다. 또한, 의사 공진 소자(130)에 포함되는 제2 콘덴서에 유입되는 전류의 방향은 일정하지 않다. 이 때문에, 제2 콘덴서로서, 극성을 갖는 콘덴서를 이용할 수는 없고, 무극성의 콘덴서를 이용하게 된다.
도 11a에 도시한 바와 같이, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv로서, 교류 전류의 1 주기분의 전류가 출력된다. 즉, 인버터부(920)는, 스위칭 주파수 f와 동일한 주파수의 교류 전류를 출력한다. 본 실시 형태에서는, 제1 스위치(U) 및 제2 스위치(X)를 전환하는 스위칭 주파수가, 자기 에너지 회생 스위치의 출력 주파수가 된다.
도 11a에서는, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0이 0(제로)을 상회하는 경우에 대하여 나타낸다. 이에 비해, 도 11b에서는, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0이 0(제로)인 경우에 대하여 나타낸다. 이하에, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0이 0(제로)인 경우의 인버터부(920)의 동작의 일례에 대하여 설명한다.
초기 상태는, 하이 사이드 콘덴서(926)가 충전되어 있고, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료되어 있으며, 제1 스위치(U)가 ON이고, 제2 스위치(X)가 OFF인 상태로 한다.
하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0이 0(제로)인 경우, 도 11b에 도시한 바와 같이, 하이 사이드 콘덴서(926)는, 시각 t0 내지 시각 t1에 방전을 행한다. 그리고, 시각 t1에서 하이 사이드 콘덴서(926)에 걸리는 전압 Vmersc1이 0(제로)이 된다. 도 11b에 나타내는 시각 t0으로부터 시각 t1 사이의 인버터부(920)의 동작은, 도 11a에 나타내는 시각 t0 내지 시각 t1 사이의 인버터부(920)의 동작과 동일하다.
도 11a에 나타내는 예에서는, 시각 t1 이후, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0을 설정한다. 이에 비해, 도 11b에 나타내는 예에서는, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0이 0(제로)이다. 따라서, 스위치 제어 장치(150)는, 하이 사이드 콘덴서(926)의 방전이 완료되는 시각 t1에 있어서(즉, 하이 사이드 콘덴서(926)의 방전이 완료되고 나서 시간을 두지 않음), 제1 스위치(U)를 OFF로 전환하고, 제2 스위치(X)를 ON으로 전환한다.
그렇게 하면, 로우 사이드 콘덴서(927)는, 시각 t1로부터 시각 t2의 사이에 충전을 행하고, 시각 t2로부터 시각 t3의 사이에 방전을 행한다. 그리고, 시각 t3에서, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2가 0(제로)이 된다. 이렇게 도 11b에 나타내는 예에서는, 제1 스위치(U) 및 제2 스위치(X)는, 도 10의 상태 A로부터 상태 C로 천이하고, 상태 B를 취하지 않는다. 도 11b에 나타내는 시각 t1 내지 시각 t3 사이의 인버터부(920)의 동작은, 도 11a에 나타내는 시각 t2 내지 시각 t4 사이의 인버터부(920)의 동작과 동일하다.
그 후, 도 11a에 나타내는 예에서는, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0를 설정한다. 이에 비해, 도 11b에 나타내는 예에서는, 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0이 0(제로)이다. 따라서, 스위치 제어 장치(150)는 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료되는 시각 t3에 있어서(즉, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료되고 나서 시간을 두지 않고), 제1 스위치(U)를 ON으로 전환하고, 제2 스위치(X)를 OFF로 전환한다.
그렇게 하면, 하이 사이드 콘덴서(926)는, 시각 t3 내지 시각 t4의 사이에 충전을 행한다. 이렇게 도 11b에 나타내는 예에서는, 제1 스위치(U) 및 제2 스위치(X)는, 도 10의 상태 D로부터 상태 F로 천이하고, 상태 E를 취하지 않는다. 도 11b에 나타내는 시각 t3 내지 시각 t4 사이의 인버터부(920)의 동작은, 도 11a에 나타내는 시각 t5 내지 시각 t6 사이의 인버터부(920)의 동작과 동일하다.
도 11b에 도시한 바와 같이, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t0으로부터, 하이 사이드 콘덴서(926)의 방전에 수반하여 마이너스의 방향으로 증가한다. 그리고, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 하이 사이드 콘덴서(926)의 방전이 완료되는 시각 t1에 있어서 피크에 달한다. 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t1로부터, 로우 사이드 콘덴서(927)의 충전에 수반하여 0(제로)에 가까워진다. 그리고, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 로우 사이드 콘덴서(927)의 충전이 완료되는 시각 t2에서 0(제로)이 된다.
인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv의 방향은, 시각 t2로부터, 시각 t0 내지 시각 t2에 있어서의 방향과는 반대로 된다. 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t2로부터, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전에 수반하여, 시각 t0으로부터 시각 t2에 있어서의 방향과는 역방향으로 증가한다. 그리고, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv 는, 로우 사이드 콘덴서(927)의 방전이 완료되는 시각 t3에서, 시각 t0 내지 시각 t2에 있어서의 방향과는 역방향의 피크에 달한다. 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 시각 t3으로부터, 하이 사이드 콘덴서(926)의 충전에 수반하여 0(제로)에 가까워진다. 그리고, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv는, 하이 사이드 콘덴서(926)의 충전이 완료되는 시각 t4에서 0(제로)이 된다.
스위치 제어 장치(150)는, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)이 되는 시각 t1 및 시각 t3에 있어서, 제1 스위치(U)와, 제2 스위치(X)의 ON, OFF를 전환한다. 이렇게 함으로써, 스위치 제어 장치(150)는, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0이 0(제로)인 경우에도, 소프트 스위칭을 실현할 수 있다.
또한, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 충전에 걸리는 기간 및 방전에 걸리는 기간은, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2와, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수의 반주기분이다. 이 때문에, 도 11b에 도시한 바와 같이, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)에 걸리는 전압 Vmersc1, Vmersc2가 0(제로)인 채인 기간 T0이 0(제로)인 경우, 인버터부(920)로부터 출력되는 전류 Iinv의 주파수는, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2 각각과, 외관상의 유도성 부하(210)의 인덕턴스 L'로부터 정해지는 공진 주파수와 동등해진다.
이상의 설명으로부터 명백해진 바와 같이, 제1 스위치(U)와, 제2 스위치(X)의 ON, OFF의 전환에 의해 제1 스위치(U) 및 제2 스위치(X)의 일부를 통과하여 흐르는 교류 전류의 경로 상에, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927) 및 의사 공진 소자(130)가 직렬로 배치된다.
하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2의 설계는, 제1 실시 형태에서 설명한 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm을, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2로 각각 치환함으로써 실현할 수 있다. 예를 들어, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2를 모두 Cm으로 할 경우에는, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2는, 제1 실시 형태에서 설명한 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm과 동일하게 하여 정해진다.
즉, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2는, 이하의 (24)식, (25)식을 만족시킬 필요가 있다. 전원 시스템(900)은, 인버터부(920)의 스위칭 주파수가 f인 경우에 있어서, (24)식 및 (25)식을 만족시키는, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927), 의사 공진 소자(130), 유도성 부하(180)를 가질 필요가 있다.
Figure 112017096086315-pct00022
Figure 112017096086315-pct00023
(인버터부(920)의 용량의 저감 방법)
의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr과, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2는, 제1 실시 형태에서 설명한 (인버터부(120)의 용량의 저감 방법)의 란에 있어서, 제1 콘덴서(125)의 정전 용량 Cm을, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2로 각각 치환한 것이 된다.
즉, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2는, 다음 (26)식, (27)식을 만족시키면 된다.
Figure 112017096086315-pct00024
Figure 112017096086315-pct00025
바꾸어 말하면, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2의 각각에 대해서, 제1 실시 형태에서 설명한 (17)식을 만족시키면 된다. 또한, 의사 공진 소자(130)의 제2 콘덴서의 정전 용량 Cr은, 제1 실시 형태에서 설명한 (19)식을 만족시키면 된다.
이상과 같이, 자기 에너지 회생 스위치를 하프 브리지 회로로 구성해도, 제1 실시 형태에서 설명한 효과를 얻을 수 있다.
또한, 본 실시 형태에 있어서도, 제1 실시 형태에서 설명한 변형예를 채용할 수 있다. 또한, 본 실시 형태를 제2 실시 형태에 적용해도 된다. 이 경우, 하이 사이드 콘덴서(926) 및 로우 사이드 콘덴서(927)의 정전 용량 Cm1, Cm2의 각각에 대해서, 제2 실시 형태에서 설명한 (23)식을 만족시키도록 한다.
이상 설명한 본 발명의 실시 형태는, 모두 본 발명을 실시하는 데 있어서의 구체화의 예를 나타낸 것에 지나지 않고, 이들에 의해 본 발명의 기술적 범위가 한정적으로 해석되어서는 안되는 것이다. 즉, 본 발명은 그 기술 사상, 또는 그 주요한 특징으로부터 벗어나지 않고, 각종 형태로 실시할 수 있다.
본 발명은, 교류 전력에 의한 통전 또는 가열 등에 이용할 수 있다.

Claims (10)

  1. 자기 에너지 회생 스위치와, 주파수 설정 장치와, 제어 장치와, 의사 공진 소자를 갖고, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 당해 교류 전력을 유도성 부하에 공급하는 전원 시스템이며,
    상기 자기 에너지 회생 스위치는, 1개 또는 복수의 제1 콘덴서와, 복수의 스위치를 갖고,
    상기 주파수 설정 장치는, 상기 자기 에너지 회생 스위치의 출력 주파수를 설정하고,
    상기 제어 장치는, 상기 복수의 스위치의 온ㆍ오프의 동작을, 상기 주파수 설정 장치에서 설정된 출력 주파수에 기초하여 제어하고,
    상기 자기 에너지 회생 스위치는, 상기 복수의 스위치의 온ㆍ오프에 의해, 상기 유도성 부하에 축적된 자기 에너지를 회수하여 상기 제1 콘덴서에 정전 에너지로서 축적하는 것과, 당해 축적한 정전 에너지를 상기 유도성 부하에 공급하는 것을 행하고,
    상기 의사 공진 소자는, 제2 콘덴서를 포함하는 적어도 하나의 수동 소자로 이루어지고,
    상기 제1 콘덴서는, 상기 유도성 부하에 대하여 직렬로 배치되고,
    상기 제2 콘덴서는, 상기 자기 에너지 회생 스위치의 출력단 사이에 상기 유도성 부하에 대하여 직렬로 접속되는 것이며,
    상기 유도성 부하의 유도성 리액턴스의 값은 상기 유도성 부하의 용량성 리액턴스의 값을 상회하고,
    상기 복수의 스위치는, 상기 제1 콘덴서의 양단의 전압이 0(제로)일 때, 온ㆍ오프의 전환을 행하는 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 의사 공진 소자의 유도성 리액턴스와 상기 유도성 부하의 유도성 리액턴스의 합성 리액턴스의 값은, 상기 의사 공진 소자의 용량성 리액턴스의 값을 상회하는 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제2 콘덴서의 정전 용량의 값은, 상기 의사 공진 소자의 인덕턴스와 상기 유도성 부하의 인덕턴스의 합성 인덕턴스와, 상기 스위치의 온ㆍ오프의 주파수가 상기 출력 주파수일 때의 각 주파수의 2승을 승산한 값의 역수를 상회하는 값인 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 출력 주파수는, 공진 주파수 이하이고,
    상기 공진 주파수는, 상기 제1 콘덴서와, 상기 의사 공진 소자와, 상기 유도성 부하를 포함하는 공진 회로에 있어서의 공진 주파수인 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제1 콘덴서의 정전 용량을 Cm[F], 상기 의사 공진 소자의 인덕턴스와 상기 유도성 부하의 인덕턴스의 합성 인덕턴스를 L[H], 상기 제2 콘덴서의 정전 용량을 Cr[F], 상기 스위치의 온ㆍ오프의 주파수가 상기 출력 주파수일 때의 각 주파수를 ω[rad/s]로 한 경우에, 이하의 (A)식이 성립되는 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
    Figure 112017096302451-pct00026
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 자기 에너지 회생 스위치의 출력단과, 상기 의사 공진 소자 및 상기 유도성 부하의 사이에 배치된 변압기를 더 갖고,
    상기 제1 콘덴서의 정전 용량을 Cm[F], 상기 의사 공진 소자의 인덕턴스와 상기 유도성 부하의 인덕턴스의 합성 인덕턴스를 L[H], 상기 제2 콘덴서의 정전 용량을 Cr[F], 상기 스위치의 온ㆍ오프의 주파수가 상기 출력 주파수일 때의 각 주파수를 ω[rad/s], 상기 변압기의 1차 권선의 감기수를 상기 변압기의 2차 권선의 감기수로 나눈 값인 권수비를 n으로 한 경우에, 이하의 (B)식이 성립되는 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
    Figure 112017096302451-pct00027
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 의사 공진 소자는, 제2 콘덴서로 이루어지고,
    상기 의사 공진 소자의 유도성 리액턴스 및 인덕턴스는 0(제로)인 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 자기 에너지 회생 스위치는, 제1 교류 단자, 제2 교류 단자, 제1 직류 단자 및 제2 직류 단자를 더 갖고,
    상기 복수의 스위치는, 제1 스위치, 제2 스위치, 제3 스위치 및 제4 스위치의 4개의 스위치이며,
    상기 4개의 스위치 각각은, 정극 단자와 부극 단자를 갖고, 상기 4개의 스위치 각각의 상기 부극 단자로부터 상기 정극 단자로의 도통 상태는, 항상 전류가 흐를 수 있는 상태이며,
    상기 4개의 스위치 각각의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태는, 상기 제어 장치로부터의 신호에 의한 상기 스위치의 온ㆍ오프에 의해, 전류가 흐를 수 있는 상태와 흐를 수 없는 상태 중 어느 상태로 되고,
    상기 제1 스위치의 상기 부극 단자와 상기 제2 스위치의 상기 정극 단자가 서로 접속되며, 상기 제1 스위치의 상기 정극 단자와 상기 제3 스위치의 상기 정극 단자가 서로 접속되고,
    상기 제4 스위치의 상기 부극 단자와 상기 제2 스위치의 상기 부극 단자가 서로 접속되며, 상기 제4 스위치의 상기 정극 단자와 상기 제3 스위치의 상기 부극 단자가 서로 접속되고,
    상기 제1 교류 단자는, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치의 접속점에 접속되고,
    상기 제2 교류 단자는, 상기 제3 스위치와 상기 제4 스위치의 접속점에 접속되고,
    상기 제1 직류 단자는, 상기 제1 스위치의 상기 정극 단자와 상기 제3 스위치의 상기 정극 단자에 접속되고,
    상기 제2 직류 단자는, 상기 제2 스위치의 상기 부극 단자와 상기 제4 스위치의 상기 부극 단자에 접속되고,
    상기 제1 콘덴서는, 상기 제1 직류 단자와 상기 제2 직류 단자의 사이에 접속되고,
    상기 제1 직류 단자와 상기 제2 직류 단자의 사이에는 직류 전원이 접속되고,
    상기 유도성 부하는, 상기 제1 교류 단자와 상기 제2 교류 단자의 사이에 접속되고,
    상기 제2 콘덴서는, 상기 제1 교류 단자와 상기 제2 교류 단자의 사이에 상기 유도성 부하에 대하여 직렬로 접속되고,
    상기 제어 장치는, 상기 제1 스위치 및 상기 제4 스위치의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태가, 전류가 흐를 수 있는 상태이며, 또한 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태가, 전류가 흐를 수 없는 상태인 시간과, 상기 제1 스위치 및 상기 제4 스위치의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태가, 전류가 흐를 수 없는 상태이며, 또한 상기 제2 스위치 및 상기 제3 스위치의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태가, 전류가 흐를 수 있는 상태인 시간을, 상기 주파수 설정 장치에서 설정된 출력 주파수에 기초하여 제어하는 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
  9. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 자기 에너지 회생 스위치는, 제1 정류 소자, 제2 정류 소자, 제1 교류 단자, 제2 교류 단자, 제1 직류 단자 및 제2 직류 단자를 더 갖고,
    상기 제1 콘덴서는 2개 있으며,
    상기 복수의 스위치는, 제1 스위치 및 제2 스위치의 2개의 스위치이며,
    상기 2개의 스위치 각각은, 정극 단자와 부극 단자를 갖고,
    상기 2개의 스위치 각각의 상기 부극 단자로부터 상기 정극 단자로의 도통 상태는, 항상 전류가 흐를 수 있는 상태이며,
    상기 2개의 스위치 각각의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태는, 상기 제어 장치로부터의 신호에 의한 상기 스위치의 온ㆍ오프에 의해, 전류가 흐를 수 있는 상태와 흐를 수 없는 상태 중 어느 상태로 되고,
    상기 제1 정류 소자 및 상기 제2 정류 소자 각각은, 정극 단자와 부극 단자를 갖고,
    상기 제1 정류 소자 및 상기 제2 정류 소자의 각각의 상기 부극 단자로부터 상기 정극 단자로의 도통 상태는, 항상 전류가 흐를 수 있는 상태이며,
    상기 제1 정류 소자 및 상기 제2 정류 소자의 각각의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태는, 항상 전류가 흐를 수 없는 상태이며,
    상기 제1 스위치의 상기 부극 단자와, 상기 제2 스위치의 상기 정극 단자가 서로 접속되고,
    상기 제1 정류 소자의 상기 부극 단자와, 상기 제2 정류 소자의 상기 정극 단자가 서로 접속되고,
    상기 제1 스위치의 상기 정극 단자와, 상기 제1 정류 소자의 상기 정극 단자가 서로 접속되고,
    상기 제2 스위치의 상기 부극 단자와, 상기 제2 정류 소자의 상기 부극 단자가 서로 접속되고,
    상기 2개의 상기 제1 콘덴서 중 한쪽은, 상기 제1 스위치 및 상기 제1 정류 소자의 접속점과, 상기 제1 정류 소자 및 상기 제2 정류 소자의 접속점의 사이에 접속되고,
    상기 2개의 상기 제1 콘덴서 중 다른 쪽은, 상기 제2 스위치 및 상기 제2 정류 소자의 접속점과, 상기 제1 정류 소자 및 상기 제2 정류 소자의 접속점의 사이에 접속되고,
    상기 제1 교류 단자는, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치의 접속점에 접속되고,
    상기 제2 교류 단자는, 상기 제1 정류 소자와 상기 제2 정류 소자의 접속점에 접속되고,
    상기 제1 직류 단자는, 상기 제1 스위치의 상기 정극 단자와, 상기 제1 정류 소자의 상기 정극 단자에 접속되고,
    상기 제2 직류 단자는, 상기 제2 스위치의 상기 부극 단자와, 상기 제2 정류 소자의 상기 부극 단자에 접속되고,
    상기 제1 직류 단자와 상기 제2 직류 단자의 사이에는 직류 전원이 접속되고,
    상기 유도성 부하는, 상기 제1 교류 단자와 상기 제2 교류 단자의 사이에 접속되고,
    상기 제2 콘덴서는, 상기 제1 교류 단자와 상기 제2 교류 단자의 사이에 상기 유도성 부하에 대하여 직렬로 접속되고,
    상기 제어 장치는, 상기 제1 스위치의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태가, 전류가 흐를 수 있는 상태이며, 또한 상기 제2 스위치의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태가, 전류가 흐를 수 없는 상태인 시간과, 상기 제1 스위치의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태가, 전류가 흐를 수 없는 상태이며, 또한 상기 제2 스위치의 상기 정극 단자로부터 상기 부극 단자로의 도통 상태가, 전류가 흐를 수 있는 상태인 시간을, 상기 주파수 설정 장치에서 설정된 출력 주파수에 기초하여 제어하는 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 유도성 부하는, 피가열물을 유도 가열하기 위한 코일, 또는 통전 가열되는 적어도 하나의 피가열물을 포함하는 것을 특징으로 하는, 전원 시스템.
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