JPWO2017203828A1 - 電源システム - Google Patents

Abstract

疑似共振素子（１３０）は、磁気エネルギー回生スイッチからなるインバータ部（１２０）の出力端よりも誘導性負荷（１８０）側に、誘導性負荷（１８０）に対して直列に配置される。

Description

本発明は、電源システムに関し、特に、直流電力を交流電力に変換するために用いて好適なものである。

直流電力を交流電力に変換する装置として、磁気エネルギー回生スイッチを用いた装置がある（特許文献１を参照）。特許文献１に記載の磁気エネルギー回生スイッチは、４個のスイッチと、コンデンサとを有する。４個のスイッチは、フルブリッジ回路が構成されるように接続される。コンデンサは、フルブリッジ回路の直流端子間に接続される。負荷は、フルブリッジ回路の出力端子間に接続される。４個のスイッチは、正極端子と負極端子とを有する。４個のスイッチの負極端子から正極端子への導通状態は、常に電流が流れる状態である。一方、４個のスイッチの正極端子から負極端子への導通状態は、電流が流れる状態と電流が流れない状態とが外部からの信号により切り替えられる。このような磁気エネルギー回生スイッチ回路は、４個のスイッチのＯＮ、ＯＦＦを切り替える周波数を変更することにより、直流電力から変換される交流電力の周波数を変更することができる。

また、特許文献２には、磁気エネルギー回生スイッチの入力側に、磁気エネルギー回生スイッチの入力側の力率を改善するコンデンサを設けることが記載されている。また、特許文献２には、磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサの両端にトランスを接続すると共に、トランスと磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサとに直列にコンデンサを接続することが記載されている。このコンデンサは、トランスの入力電圧を大きくするためのものである。

また、特許文献３には、２つの磁気エネルギー回生スイッチを用いて、ＤＣＤＣ変換装置を構成することが開示されている。
また、特許文献４には、磁気エネルギー回生スイッチの交流端子間に、誘導性負荷と並列にコンデンサを接続することが記載されている。特許文献４では、誘導性負荷と並列にコンデンサを接続することで、磁気エネルギー回生スイッチを流れる電流を小さくすることができるとされている。

国際公開第２０１１／７４３８３号 日本国特開２０１２−１２５０６４号公報 日本国特開２０１２−３４５２２号公報 日本国特許第４４６０６５０号公報

以上のように磁気エネルギー回生スイッチとしては、種々のものが提案されている。しかしながら、磁気エネルギー回生スイッチをインバータとして利用して、誘導性負荷に交流電力を供給する場合、インバータの出力側から見た誘導性負荷のインピーダンスは、誘導性負荷のインダクタンスによるリアクタンスと抵抗とにより定められる。そのため、磁気エネルギー回生スイッチは、有効電力に加えて無効電力を誘導性負荷に供給する必要がある。このため、磁気エネルギー回生スイッチの容量（定格出力）が増大する。

特許文献４に記載の技術では、インバータ（磁気エネルギー回生スイッチ）の出力側から見た誘導性負荷のリアクタンスが減少する。しかしながら、特許文献４に記載の技術では、磁気エネルギー回生スイッチを流れる電流を小さくすることを目的としている。その目的を達成するために、磁気エネルギー回生スイッチの交流端子間に、誘導性負荷と並列にコンデンサが接続される。そうすると、誘導性負荷と、当該誘導性負荷に接続されたコンデンサとにより閉回路が形成される。このような状態で磁気エネルギー回生スイッチを動作させると、その閉回路に振動電流が流れる。その結果、誘導性負荷には、磁気エネルギー回生スイッチから出力される電流と、その閉回路に流れる振動電流とが重ね合わさった電流が流れる。従って、想定外の電流が誘導性負荷に流れる。このため、誘導性負荷に流れる電流を安定させることができない。そこで、その閉回路に流れる振動電流を抑制するための回路を追加するが考えられる。しかしながら、このような回路の追加はコストの増大を招く。

本発明は、以上の課題に鑑みてなされたものであり、特定の装置を用いずに負荷に伝送する電流を安定させることと、磁気エネルギー回生スイッチの容量を低減させることとを実現することを目的とする。

本発明の電力システムの一例は、磁気エネルギー回生スイッチと、周波数設定装置と、制御装置と、疑似共振素子とを有し、直流電力を交流電力に変換し、当該交流電力を誘導性負荷に供給する電源システムであって、前記磁気エネルギー回生スイッチは、１つ又は複数の第１のコンデンサと、複数のスイッチと、を有し、前記周波数設定装置は、前記磁気エネルギー回生スイッチの出力周波数を設定し、前記制御装置は、前記複数のスイッチのオン・オフの動作を、前記周波数設定装置で設定された出力周波数に基づいて制御し、前記磁気エネルギー回生スイッチは、前記複数のスイッチのオン・オフにより、前記誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回収して前記第１のコンデンサに静電エネルギーとして蓄積することと、当該蓄積した静電エネルギーを前記誘導性負荷に供給することとを行い、前記疑似共振素子は、第２のコンデンサを含む少なくとも１つの受動素子からなり、前記第１のコンデンサは、前記誘導性負荷に対して直列に配置され、前記第２のコンデンサは、前記磁気エネルギー回生スイッチの出力端よりも前記誘導性負荷側に、前記誘導性負荷に対して直列に接続されるものであり、前記磁気エネルギー回生スイッチの出力端よりも前記誘導性負荷側の誘導性リアクタンスの値は、前記磁気エネルギー回生スイッチの出力端よりも前記誘導性負荷側の容量性リアクタンスの値を上回り、前記複数のスイッチは、前記第１のコンデンサの両端の電圧が０（ゼロ）であるときに、オン・オフの切り替えを行う電力システムである。

図１は、第１実施形態に係る電源システムの構成を示す図である。 図２は、図１の電源システムと等価な電源システムの構成の一例を示す図である。 図３は、第１実施形態に係る電源システムについて、インバータ部における電流の流れを説明する図である。 図４Ａは、第１実施形態に係る電源システムについて、第２のスイッチおよび第３のスイッチの切り替え信号と、第１のコンデンサにかかる電圧と、インバータ部から出力される電流との関係の第１の例を説明する図である。 図４Ｂは、第１実施形態に係る電源システムについて、第２のスイッチおよび第３のスイッチの切り替え信号と、第１のコンデンサにかかる電圧と、インバータ部から出力される電流との関係の第２の例を説明する図である。 図５は、第１実施形態に係る電源システムについて、平滑コンデンサにかかる電圧の一例を示す図である。 図６Ａは、第１実施形態に係る電源システムについて、電源システムの動作シミュレーション結果の第１の例を示す図である。 図６Ｂは、第１実施形態に係る電源システムについて、電源システムの動作シミュレーション結果の第２の例を示す図である。 図７は、発明例の電源システムと比較例の電源システムのシミュレーション結果を表形式で示す図である。 図８は、第２実施形態に係る電源システムの構成を示す図である。 図９は、第３実施形態に係る電源システムの構成を示す図である。 図１０は、第３実施形態に係る電源システムについて、インバータ部における電流の流れを説明する図である。 図１１Ａは、第１のスイッチの切り替え信号と、ハイサイドコンデンサにかかる電圧と、ローサイドコンデンサにかかる電圧と、インバータ部から出力される電流との関係の第１の例を説明する図である。 図１１Ｂは、第１のスイッチの切り替え信号と、ハイサイドコンデンサにかかる電圧と、ローサイドコンデンサにかかる電圧と、インバータ部から出力される電流との関係の第２の例を説明する図である。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。
（第１実施形態）
まず、第１実施形態を説明する。
＜回路構成＞
図１は、第１実施形態に係る電源システム１００の構成を示す図である。電源システム１００は、直流電源部１１０、インバータ部１２０、疑似共振素子１３０、カレントトランス１４０、スイッチ制御装置１５０、電流制御装置１６０、および周波数設定装置１７０を有する。電源システム１００の各構成は、例えば、通信部を介して通信可能に接続することで分散して配置してもよい。尚、電源システム１００は、振動電流を抑制するための特定の装置（振動抑制回路）を有していない。

［直流電源部１１０］
直流電源部１１０は、インバータ部１２０に対して直流電力を供給する。直流電源部１１０は、交流電源１１１、整流器１１２、およびリアクトル１１３を有する。交流電源１１１は、交流電力を出力する。整流器１１２の入力端には、交流電源１１１が接続される。整流器１１２の出力側の一端にはリアクトル１１３の一端が接続される。整流器１１２は、交流電源１１１から供給される交流電力を整流して直流電力を出力する。整流器１１２として、例えば、サイリスタ整流器が用いられる。しかしながら、整流器１１２は、このようなものに限定されない。例えば、整流器１１２は、ダイオード整流器と電圧制御回路（昇・降圧チョッパ等）等を用いて構成されてもよい。リアクトル１１３は、整流器１１２から出力される直流電力の波形を平滑化するためのものである。本実施形態では、直流電源部１１０は、交流電力を直流電力に変換する構成とした。しかしながら、直流電源部１１０は、このようなものに限定されない。例えば、直流電源部１１０は、直接、直流電流を供給する電源装置であってもよい。例えば、直流電源部１１０は、電池と、電流制御回路等を用いて構成されてもよい。

［インバータ部１２０］
インバータ部１２０は、直流電源部１１０から出力された直流電力を、インバータ部１２０の各スイッチを切り替えるスイッチング周波数と同じ周波数の交流電力に変換する。そして、インバータ部１２０は、当該周波数の交流電力を誘導性負荷１８０に対して供給する。インバータ部１２０は、磁気エネルギー回生スイッチ（ＭＥＲＳ；Magnetic Energy Recovery Switch）を有する。
本実施形態のインバータ部１２０（磁気エネルギー回生スイッチ）の構成の一例について説明する。
インバータ部１２０は、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、第４のスイッチＹ、第１の交流端子１２１、第２の交流端子１２２、第１の直流端子１２３、第２の直流端子１２４、および第１のコンデンサ１２５を有する。

まず、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹについて説明する。
本実施形態では、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹは、同じ構成を有する。第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹによりフルブリッジ回路が構成される。

第１のスイッチＵは、自己消弧素子Ｓ１および還流ダイオードＤ１を有する。第２のスイッチＸは、自己消弧素子Ｓ２および還流ダイオードＤ２を有する。第３のスイッチＶは、自己消弧素子Ｓ３および還流ダイオードＤ３を有する。第４のスイッチＹは、自己消弧素子Ｓ４および還流ダイオードＤ４を有する。

自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４は、導通状態として、電流が流れることができる状態と、電流が流れることができない状態との何れかの状態を、外部からの信号により切り替えることができる。

還流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、第１の端部と第２の端部とを有する。還流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、導通状態として、第１の端部から第２の端部へは電流を通すが、第２の端部から第１の端部へは電流を通さない状態のみを有する。還流ダイオードＤ１〜Ｄ４の第１の端部から第２の端部への方向を、還流ダイオードＤ１〜Ｄ４における順方向とする。還流ダイオードＤ１〜Ｄ４の第１の端部を順方向側の端部とする。還流ダイオードＤ１〜Ｄ４の第２の端部を順方向と逆側の端部とする。

自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４は、第１の端部と第２の端部とを有する。自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４は、電流を流すことができる状態である場合、第１の端部から第２の端部へ電流を通す。自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４は、電流を流すことができない状態である場合、第１の端部から第２の端部へ電流を通さない。また、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４は、どの状態であっても、第２の端部から第１の端部へ電流を通さない。自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４の第１の端部から第２の端部への方向を、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４における順方向とする。自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４の第１の端部を、順方向側の端部とする。自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４の第２の端部を、順方向と逆側の端部とする。自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４は、バイポーラ型トランジスタに限定されない。例えば、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、電子注入促進ゲートトランジスタ（ＩＥＧＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯサイリスタ）、またはゲート転流型ターンオフサイリスタ（ＧＣＴサイリスタ）を採用することができる。

自己消弧素子Ｓ１および還流ダイオードＤ１は、順方向が相互に逆になるように並列に接続される。このことは、自己消弧素子Ｓ２および還流ダイオードＤ２と、自己消弧素子Ｓ３および還流ダイオードＤ３と、自己消弧素子Ｓ４および還流ダイオードＤ４についても同じである。

還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４の順方向側の端部と、自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の順方向と逆側の端部と、の接続点を負極端子とする。自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の順方向側の端部と、還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４の順方向と逆側の端部と、の接続点を正極端子とする。

第１のスイッチＵの負極端子と、第２のスイッチＸの正極端子とが相互に接続される。第１のスイッチＵの正極端子と、第３のスイッチＶの正極端子とが相互に接続される。第４のスイッチＹの負極端子と、第２のスイッチＸの負極端子とが相互に接続される。第４のスイッチＹの正極端子と、第３のスイッチＶの負極端子とが相互に接続される。

第１の交流端子１２１は、第１のスイッチＵの負極端子と第２のスイッチＸの正極端子との接続点に接続される。第２の交流端子１２２は、第３のスイッチＶの負極端子と第４のスイッチＹの正極端子との接続点に接続される。本実施形態では、第１の交流端子１２１と第２の交流端子１２２が、インバータ部１２０の出力端である。

第１の直流端子１２３は、第１のスイッチＵの正極端子と第３のスイッチＶの正極端子との接続点に接続される。第１の直流端子１２３には、リアクトル１１３の他端が接続される。第２の直流端子１２４は、第２のスイッチＸの負極端子と第４のスイッチＹの負極端子との接続点に接続される。第２の直流端子１２４には、整流器１１２の出力側の他端が接続される。本実施形態では、第１の直流端子１２３と第２の直流端子１２４が、インバータ部１２０の入力端である。
以上のように第１の直流端子１２３と第２の直流端子１２４との間には直流電源部１１０が接続される。

第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹは、前述した導通状態を有していれば、必ずしも、還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４と、自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とを有していなくてもよい。例えば、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹは、寄生ダイオードが内蔵される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）であってもよい。

第１のコンデンサ１２５は、第１の直流端子１２３と第２の直流端子１２４との間に接続される。即ち、第１のコンデンサ１２５の一端と、第１の直流端子１２３とが相互に接続される。第１のコンデンサ１２５の他端と、第２の直流端子１２４とが相互に接続される。第１のコンデンサ１２５は、極性を有するコンデンサである。

［疑似共振素子１３０］
疑似共振素子１３０は、インバータ部１２０の出力端から見た誘導性負荷１８０のインダクタンスを見かけ上、低減させるために利用される。疑似共振素子１３０は、第２のコンデンサを含む少なくとも１つの受動素子からなる。本実施形態では、疑似共振素子１３０は、第２のコンデンサからなる。第２のコンデンサは、無極性のコンデンサである。
疑似共振素子１３０は、インバータ部１２０の第１の交流端子１２１と第２の交流端子１２２との間に、誘導性負荷１８０に対して直列に接続される。図１に示す例では、疑似共振素子１３０の一端と、インバータ部１２０の第２の交流端子１２２とが相互に接続される。

［誘導性負荷１８０］
誘導性負荷１８０は、インバータ部１２０の第１の交流端子１２１と第２の交流端子１２２との間に、第１のコンデンサ１２５に対して直列に接続される。図１に示す例では、誘導性負荷１８０の一端と、疑似共振素子１３０の他端とが相互に接続される。誘導性負荷１８０の他端と、インバータ部１２０の第１の交流端子１２１とが相互に接続される。以上のように誘導性負荷１８０は、第１の交流端子１２１と第２の交流端子１２２との間に接続される。また、疑似共振素子１３０は、第１の交流端子１２１と第２の交流端子１２２との間に誘導性負荷１８０に対して直列に接続される。

誘導性負荷１８０は、インダクタンス成分を有する負荷である。誘導性負荷１８０の誘導性リアクタンスは、誘導性負荷１８０の容量性リアクタンスよりも大きいものとする。説明を簡単にするため、以下の説明では、誘導性負荷１８０の容量性リアクタンスは０（ゼロ）であるものとする。誘導性負荷１８０は、例えば、鋼板等の被加熱物を誘導加熱するためのコイルと被加熱物である。誘導性負荷１８０の被加熱物を誘導加熱するコイルは、インバータ部１２０から交流電流が供給されると、磁力線を発生させる。この磁力線により、被加熱物に渦電流が流れる。この渦電流により、被加熱物が非接触で加熱される。尚、誘導性負荷１８０は、被加熱物を誘導加熱するためのコイルに限定されない。例えば、誘導性負荷１８０は、抵抗スポット溶接が施される複数の金属板（例えば鋼板）であってもよい。この場合、誘導性負荷１８０となる複数の金属板は通電加熱される。また、本実施形態では、第１のコンデンサ１２５に対して並列に接続される負荷はない。

［カレントトランス１４０］
カレントトランス１４０は、誘導性負荷１８０に流れる交流電流値を測定する。
［周波数設定装置１７０］
周波数設定装置１７０は、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹを切り替えるスイッチング周波数を設定する。誘導性負荷１８０が、被加熱物を誘導加熱するためのコイルである場合、被加熱物を誘導加熱するのに適した周波数がスイッチング周波数として設定される。被加熱物を誘導加熱するのに適した周波数は、例えば、誘導加熱装置の仕様と、被加熱物の形状、幅、厚み、加熱温度とを含む条件に基づいて定められる。例えば、作業員は、被加熱物を誘導加熱するのに適した周波数として、誘導加熱装置の仕様と、被加熱物の形状、幅、厚み、および加熱温度とを異ならせた場合のスイッチング周波数を予め調査する。周波数設定装置１７０は、このようにして調査された周波数をＲＯＭ等の記憶装置に予め記憶することができる。また、周波数設定装置１７０は、周波数を入力するための画面等の入力インターフェースを介した作業員の操作に基づいて、スイッチング周波数の情報を入力することもできる。

［スイッチ制御装置１５０］
スイッチ制御装置１５０は、周波数設定装置１７０で設定されたスイッチング周波数で、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹを切り替えるための切り替え信号を生成する。そして、スイッチ制御装置１５０は、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹに対して切り替え信号を出力する。この切り替え信号に基づいて、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹの自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の導通状態が切り替わる。以下では、自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４が、電流を流すことができる状態をＯＮと称する。また、自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４が、電流を流すことができない状態をＯＦＦと称する。

スイッチ制御装置１５０は、第１のスイッチＵと第４のスイッチＹとがＯＮである場合、第２のスイッチＸと第３のスイッチＶとをＯＦＦにする。また、スイッチ制御装置１５０は、第１のスイッチＵと第４のスイッチＹとがＯＦＦである場合、第２のスイッチＸと第３のスイッチＶとをＯＮにする。また、スイッチ制御装置１５０は、周波数設定装置１７０で設定されたスイッチング周波数で、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹのそれぞれのＯＮ、ＯＦＦを切り替える。尚、インバータ部１２０が出力する電流Ｉ_ｉｎｖの周波数がスイッチング周波数として設定される（この点の詳細については後述する）。本実施形態では、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹを切り替えるスイッチング周波数が、磁気エネルギー回生スイッチの出力周波数になる。

スイッチ制御装置１５０が、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹを切り替えるスイッチング周波数をｆとする。この場合、インバータ部１２０は、誘導性負荷１８０に対して、周波数ｆの電流Ｉ_ｉｎｖを供給する。

［電流制御装置１６０］
電流制御装置１６０は、カレントトランス１４０により測定された電流を監視する。そして、電流制御装置１６０は、カレントトランス１４０により測定される電流が目標値になるように、整流器１１２の動作を制御する。誘導性負荷１８０が、被加熱物を誘導加熱するためのコイルである場合、目標値は、被加熱物の物性値およびサイズ等に基づいて定められる。被加熱物が鋼板である場合、物性値には、例えば、透磁率および抵抗率が含まれる。

＜等価回路＞
ここで、誘導性負荷１８０の誘導性リアクタンスから、疑似共振素子１３０の容量性リアクタンスを減算したリアクタンスを有する誘導性負荷を、インバータ部１２０から見た見かけ上の誘導性負荷として仮定する。後述するように、誘導性負荷１８０の誘導性リアクタンスは、疑似共振素子１３０の容量性リアクタンスを上回る。従って、見かけ上の誘導性負荷は、インダクタンス成分を有する。

角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］は、周波数ｆ［Ｈｚ］を用いて２πｆで表される。誘導性負荷１８０のインダクタンスをＬとする。見かけ上の誘導性負荷のインダクタンスをＬ’とする。また、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量をＣ_ｒとする。そうすると、見かけ上の誘導性負荷のリアクタンスωＬ’は、以下の（１）式のようになる。

即ち、電源システム１００の回路構成は、インバータ部１２０の第１の交流端子１２１および第２の交流端子１２２の間に、（２）式に示すインダクタンスＬ’の誘導性負荷が接続されている回路と等価となる。
図２は、図１の電源システム１００と等価な電源システムの構成の一例を示す図である。図２は、図１に示した疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０の代わりに、見かけ上の誘導性負荷２１０を配置した図である。
図２に示すように、電源システム２００は、疑似共振素子１３０を有さず、インダクタンスがＬ’である見かけ上の誘導性負荷２１０を有する。このように図２に示す電源システム２００は、図１に示した電源システム１００と、回路を構成する素子は異なる。しかしながら、図２に示す電源システム２００は、図１に示した電源システム１００と等価である。即ち、本実施形態の電源システム１００は、誘導性負荷１８０に対して直列に接続される疑似共振素子１３０を有することで、誘導性負荷１８０のインダクタンスを見かけ上、低減させる。

＜インバータ部１２０の動作＞
次に、インバータ部１２０の動作の一例を説明する。図３は、インバータ部１２０における電流の流れの一例を説明する図である。図４Ａは、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶの切り替え信号Ｖ−Ｘ_ｇａｔｅと、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}と、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖとの関係の第１の例を説明する図である。図４Ｂは、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶの切り替え信号Ｖ−Ｘ_ｇａｔｅと、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}と、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖとの関係の第２の例を説明する図である。

まず、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）を上回る場合のインバータ部１２０の動作の一例について図３及び図４Ａを参照しながら説明する。
初期状態は、第１のコンデンサ１２５が充電されており、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹがＯＦＦであり、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶがＯＮである状態とする。

図３の状態Ａのように、第１のコンデンサ１２５が放電を開始すると、第１のコンデンサ１２５から放出される電流は、第１の直流端子１２３に向かう。第１のスイッチＵがＯＦＦであり、第３のスイッチＶがＯＮであるため、第１の直流端子１２３に流れ込んだ電流は、第３のスイッチＶを経由して、第２の交流端子１２２に向かって流れる。そして、第２の交流端子１２２に流れ込んだ電流は、第４のスイッチＹがＯＦＦであるため、第４のスイッチＹの正極端子側に流れることができず、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０に対して流れる。誘導性負荷１８０を通った電流は、第１の交流端子１２１に向かう。第１の交流端子１２１に流れ込んだ電流は、第２のスイッチＸがＯＮであるため、第２のスイッチＸを経由して、第２の直流端子１２４に向かう。第２の直流端子１２４に流れ込んだ電流は、第１のコンデンサ１２５へ戻る。

第１のコンデンサ１２５が放電を開始した後の第１のコンデンサ１２５にかかる電圧の変遷と、インバータ部１２０から出力される電流の変遷とを、図４Ａを用いて説明する。Ｖ−Ｘ_ｇａｔｅは、スイッチ制御装置１５０が、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶに対して送信する信号であり、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶのＯＮ、ＯＦＦの切り替え信号である。尚、切り替え信号Ｖ−Ｘ_ｇａｔｅがＯＮの値を示すとき、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶはＯＮの状態であり、切り替え信号Ｖ−Ｘ_ｇａｔｅがＯＦＦの値を示すとき、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶはＯＦＦの状態である。また、ここでは図示を省略するが、スイッチ制御装置１５０は、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹにも切り替え信号Ｕ−Ｙ_ｇａｔｅを送信する。切り替え信号Ｕ−Ｙ_ｇａｔｅの値は、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶに対して送信される切り替え信号と逆の値を示す。即ち、切り替え信号Ｕ−Ｙ_ｇａｔｅの値は、切り替え信号Ｖ−Ｘ_ｇａｔｅがＯＮの値を示すときにＯＦＦの値を示し、切り替え信号Ｖ−Ｘ_ｇａｔｅがＯＦＦの値を示す時にＯＮの値を示す。Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧を示す。Ｉ_ｉｎｖは、インバータ部１２０から出力される電流を示す。ｔ_０は、第１のコンデンサ１２５が放電を開始する時刻を示す。第１のコンデンサ１２５が放電を開始すると、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖがプラスの方向に増加し、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が減少し始める。第１のコンデンサ１２５が放電を完了すると、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる。ｔ_１は、第１のコンデンサ１２５が放電を完了した時刻を示す。

時刻ｔ_１において、第１のコンデンサ１２５の放電が完了すると、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖがピークに達し、第１のコンデンサ１２５の電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる。第１の直流端子１２３と第２の直流端子１２４との間の電圧が０（ゼロ）なので、第１の直流端子１２３と第２の直流端子１２４との間には、電流が流れなくなる。この場合、図３の状態Ｂのように、第１の交流端子１２１に流れ込んだ電流の一部は、第１のスイッチＵの還流ダイオードＤ１を経由して第１の直流端子１２３に向かい、第３のスイッチＶを経由して、第２の交流端子１２２に向かう。第１の交流端子１２１に流れ込んだ電流のうち残りは、第２のスイッチＸを経由して第２の直流端子１２４に向かい、第４のスイッチＹの還流ダイオードＤ４を経由して、第２の交流端子１２２に向かう。この場合、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は０（ゼロ）である。よって、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹにかかる電圧も０（ゼロ）となる。第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）である期間をＴ_０とする。

図３の状態Ｂでは、インバータ部１２０および誘導性負荷１８０に流れる電流は、誘導性負荷１８０のインダクタンスおよび抵抗成分から定まる時定数に従って、徐々に減少する。図４Ａに示すように、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２の期間に減少する。

スイッチ制御装置１５０は、第１のコンデンサ１２５の放電が完了した時刻ｔ_１から期間Ｔ_０が経過した時刻ｔ_２において、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹをＯＮに、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶをＯＦＦに切り替える。このとき、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）であるのでソフトスイッチングとなる。尚、ソフトスイッチングとは、スイッチにかかる電圧が理論上０（ゼロ）であるときに当該スイッチがＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮに切り替わることをいう。

第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹがＯＮに切り替わり、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶがＯＦＦに切り替わると、図３の状態Ｃのように、第１の交流端子１２１に流れ込んだ電流は、第２のスイッチＸがＯＦＦであるため、第２のスイッチＸに流れることができず、第１のスイッチＵを経由して第１の直流端子１２３へ向かう。第１の直流端子１２３に流れ込んだ電流は、第３のスイッチＶがＯＦＦであるため、第３のスイッチＶに流れることができず、第１のコンデンサ１２５へ向かう。第１のコンデンサ１２５へ流れ込んだ電流は、第１のコンデンサ１２５の充電に利用され、徐々に減少していく。この電流は、第１のコンデンサ１２５が充電を完了するまで、図３の状態Ｃのように流れ、第１のコンデンサ１２５の充電が完了した時点で０（ゼロ）となる。図４Ａにおいて、第１のコンデンサ１２５は、時刻ｔ_３に充電を完了することとする。

図４Ａに示すように、時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３の間、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は上昇する。また、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}の上昇に合わせて、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは減少する。時刻ｔ_３において第１のコンデンサ１２５の充電が完了すると、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}はピークに達する。このときインバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは０（ゼロ）となる。

第１のコンデンサ１２５の充電が完了した後、第１のコンデンサ１２５は、放電を開始する。図３の状態Ｄのように、第１のコンデンサ１２５から放出された電流は、第１の直流端子１２３に向かう。この電流は、第１のスイッチＵがＯＮであり、第３のスイッチＶがＯＦＦであるため、第１のスイッチＵを経由して、第１の交流端子１２１に向かい、誘導性負荷１８０および疑似共振素子１３０に流れ込む。疑似共振素子１３０に流れ込んだ電流は、第２の交流端子１２２に向かい、第４のスイッチＹ、第２の直流端子１２４を経由して、第１のコンデンサ１２５に向かう。このように、初期状態で第２の交流端子１２２から疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０を経由して第１の交流端子１２１に向かって流れていた電流は、第１の交流端子１２１から誘導性負荷１８０および疑似共振素子１３０を経由して第２の交流端子１２２に流れるようになる。即ち、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０に流れ込む電流の向きが状態Ａ〜Ｃのときとは逆になる。このように、インバータ部１２０は、スイッチ制御装置１５０により設定されたスイッチング周波数ｆで、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹのＯＮ、ＯＦＦを切り替えることで、スイッチング周波数ｆと同じ周波数の電流Ｉ_ｉｎｖを出力する。

図４Ａにおいて、第１のコンデンサ１２５は、時刻ｔ_４において、放電を完了する。図４Ａに示すように、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は、第１のコンデンサ１２５の放電に合わせて時刻ｔ_３から減少を続け、時刻ｔ_４において０（ゼロ）となる。また、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、第１のコンデンサ１２５の放電に合わせて、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_３における向きとは逆方向に増加する。そして、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、第１のコンデンサ１２５の放電が完了する時刻ｔ_４で、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_３における向きとは逆方向のピークに達する。時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の間にインバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの方向は、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１の間にインバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの方向の逆になる。このため、図４Ａのグラフでは、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の間にインバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの値がマイナスの値となる。

時刻ｔ_４において、第１のコンデンサ１２５の放電が完了すると、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は、０（ゼロ）となる。第１の直流端子１２３と第２の直流端子１２４との間の電圧が０（ゼロ）なので、図３の状態Ｅのように、第１の直流端子１２３と第２の直流端子１２４との間には、電流が流れなくなる。この場合、第２の交流端子１２２に流れ込んだ電流の一部は、第３のスイッチＶの還流ダイオードＤ３を経由して第１の直流端子１２３に向かい、第１のスイッチＵを経由して、第１の交流端子１２１に向かう。第２の交流端子１２２に流れ込んだ電流のうち残りは、第４のスイッチＹを経由して第２の直流端子１２４に向かい、第２のスイッチＸの還流ダイオードＤ２を経由して、第１の交流端子１２１に向かう。

図３の状態Ｅでは、インバータ部１２０および誘導性負荷１８０に流れる電流は、誘導性負荷１８０のインダクタンスおよび抵抗成分による時定数に従って、徐々に０（ゼロ）に近づく。図４Ａに示すように、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_４〜時刻ｔ_５の期間において０（ゼロ）に近づく。

スイッチ制御装置１５０は、第１のコンデンサ１２５の放電が完了した時刻ｔ_４から期間Ｔ_０が経過した時刻ｔ_５において、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹをＯＦＦに切り替え、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶをＯＮに切り替える。このとき、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）であるのでソフトスイッチングとなる。

第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹがＯＦＦに切り替わり、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶがＯＮに切り替わると、図３の状態Ｆのように、第２の交流端子１２２に流れ込んだ電流は、第４のスイッチＹがＯＦＦであるため、第３のスイッチＶを経由して第１の直流端子１２３へ向かう。第１の直流端子１２３に流れ込んだ電流は、第１のスイッチＵがＯＦＦであるため、第１のコンデンサ１２５へ向かう。第１のコンデンサ１２５へ流れ込んだ電流は、更に０（ゼロ）に近づく。この電流は、第１のコンデンサ１２５が充電を完了するまで、図３の状態Ｆのように流れ、第１のコンデンサ１２５の充電が完了した時点で０（ゼロ）となる。

図４Ａに示すように、時刻ｔ_５〜時刻ｔ_６の間、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は上昇する。また、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}の上昇に合わせて、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは０（ゼロ）に近づく。時刻ｔ_６において第１のコンデンサ１２５の充電が完了すると、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}はピークに達する。このときインバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは０（ゼロ）となる。

時刻ｔ_６において、第１のコンデンサ１２５が充電を完了すると、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹがＯＦＦであり、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶがＯＮであるので、初期状態である状態Ａに戻る。インバータ部１２０は、以上の動作を繰り返すことになる。

図３の状態Ｃおよび状態Ｆに示すように、第１のコンデンサ１２５の充電の際には、電流は、第１の直流端子１２３から第１のコンデンサ１２５に流れ込む。即ち、第１のコンデンサ１２５は、必ず、第１の直流端子１２３側に正の電荷がたまり、第２の直流端子１２４側に負の電荷がたまる。このため、第１のコンデンサ１２５として、極性を有するコンデンサが利用可能である。また、疑似共振素子１３０に含まれる第２のコンデンサに流れ込む電流の方向は一定ではない。このため、第２のコンデンサとして、極性を有するコンデンサを利用することはできず、無極性のコンデンサを利用することとなる。

図４Ａに示すように、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖとして、交流電流の１周期分の電流が出力される。即ち、インバータ部１２０は、スイッチング周波数ｆと同じ周波数の交流電流を出力する。

図４Ａでは、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）を上回る場合について示す。これに対し、図４Ｂでは、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である場合について示す。以下に、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である場合のインバータ部１２０の動作の一例について図３及び図４Ｂを参照しながら説明する。

初期状態は、第１のコンデンサ１２５が充電されており、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹがＯＦＦであり、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶがＯＮである状態とする。

第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である場合、図４Ｂに示すように、第１のコンデンサ１２５は、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１に放電を行う。そして、時刻ｔ_１で第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる。図４Ｂに示す時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１のインバータ部１２０の動作は、図４Ａに示す時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１のインバータ部１２０の動作と同じである。

図４Ａに示す例では、時刻ｔ_１の後、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０を設ける。これに対し、図４Ｂに示す例では、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である。従って、スイッチ制御装置１５０は、第１のコンデンサ１２５の放電が完了する時刻ｔ_１において（即ち、第１のコンデンサ１２５の放電が完了してから時間を空けずに）、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹをＯＮに切り替え、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶをＯＦＦに切り替える。

そうすると、第１のコンデンサ１２５は、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２の間に充電を行い、時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３の間に放電を行う。そして、時刻ｔ_３で、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる。このように図４Ｂに示す例では、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹは、図３の状態Ａから状態Ｃに遷移し、状態Ｂをとらない。図４Ｂに示す時刻ｔ_１〜時刻ｔ_３の間のインバータ部１２０の動作は、図４Ａに示す時刻ｔ_２〜時刻ｔ_４の間のインバータ部１２０の動作と同じである。

その後、図４Ａに示す例では、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０を設ける。これに対し、図４Ｂに示す例では、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である。従って、スイッチ制御装置１５０は、第１のコンデンサ１２５の放電が完了する時刻ｔ_３において（即ち、第１のコンデンサ１２５の放電が完了してから時間を空けずに）、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹをＯＦＦに切り替え、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶをＯＮに切り替える。

そうすると、第１のコンデンサ１２５は、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の間に充電を行う。このように図４Ｂに示す例では、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹは、図３の状態Ｄから状態Ｆに遷移し、状態Ｅをとらない。図４Ｂに示す時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の間のインバータ部１２０の動作は、図４Ａに示す時刻ｔ_５〜時刻ｔ_６の間のインバータ部１２０の動作と同じである。

図４Ｂに示すように、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_０から、第１のコンデンサ１２５の放電に伴いプラスの方向に増加する。そして、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、第１のコンデンサ１２５の放電が完了する時刻ｔ_１においてピークに達する。インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_１から、第１のコンデンサ１２５の充電に伴い０（ゼロ）に近づく。そして、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、第１のコンデンサ１２５の充電が完了する時刻ｔ_２で０（ゼロ）となる。

インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの向きは、時刻ｔ_２から、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_２における向きとは逆になる。インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_２から、第１のコンデンサ１２５の放電に伴い、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_２における向きとは逆方向に増加する。そして、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、第１のコンデンサ１２５の放電が完了する時刻ｔ_３で、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_２における向きとは逆方向のピークに達する。インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_３から、第１のコンデンサ１２５の充電に伴い０（ゼロ）に近づく。そして、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、第１のコンデンサ１２５の充電が完了する時刻ｔ_４で０（ゼロ）となる。

スイッチ制御装置１５０は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる時刻ｔ_１および時刻ｔ_３において、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦを切り替える。このようにすることで、スイッチ制御装置１５０は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である場合でも、ソフトスイッチングを実現できる。

また、第１のコンデンサ１２５の充電および放電にかかる期間は、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数の半周期分である。このため、図４Ｂに示すように、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）の場合、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの周波数は、第１のコンデンサ１２５の静電容量と、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数と等しくなる。

以上の説明から明らかなように、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦの切り替えにより第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹの全部または一部を通って流れる交流電流の経路上に、第１のコンデンサ１２５および疑似共振素子１３０が直列に配置される。尚、本実施形態では、この交流電流は、インバータ部１２０において、図３に示した状態Ｂおよび状態Ｅの状態である場合を除き分流しない。

また、図１に示すように、第１のコンデンサ１２５に電圧がかかっている状態（充放電を行っている状態）において、インバータ部１２０、疑似共振素子１３０、および誘導性負荷１８０は、第１のコンデンサ１２５、疑似共振素子１３０、およびインダクタンスＬの誘導性負荷１８０が直列に接続された直列共振回路とみなすことができる。また、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０は、インダクタンスＬ’を有する見かけ上の誘導性負荷２１０と等価である。よって、インバータ部１２０、疑似共振素子１３０、および誘導性負荷１８０が直列に接続された直列共振回路は、第１のコンデンサ１２５、および、見かけ上の誘導性負荷２１０が直列に接続された直列共振回路とみなすことができる。

そのため、第１のコンデンサ１２５は、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数ｆ_ｒｅｓ（＝１／（２π×√（Ｌ’×Ｃ_ｍ）））の半周期で、充電および放電を行う。即ち、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は、第１のコンデンサ１２５の充電の開始の際に０（ゼロ）であり、第１のコンデンサ１２５の充電とともに上昇し、第１のコンデンサ１２５の放電と共に減少する。そして、第１のコンデンサ１２５の充電が開始したタイミングから、周波数ｆ_ｒｅｓの半周期が経過した時点で、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は、再度０（ゼロ）となる。

即ち、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数ｆ_ｒｅｓで、第１のコンデンサ１２５と、見かけ上の誘導性負荷２１０とが共振する。第１のコンデンサ１２５と、見かけ上の誘導性負荷２１０とが共振するためには、第１のコンデンサ１２５と、見かけ上の誘導性負荷２１０との合成リアクタンス（＝ωＬ’−１／（ω×Ｃ_ｍ））が０（ゼロ）となる角周波数ωが存在する必要がある。ω＝１／√（Ｌ’×Ｃ_ｍ）となる角周波数ωが存在するためには、Ｌ’×Ｃ_ｍが正の実数である必要がある。第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは、スカラ値なので正の値である。よって、Ｌ’×Ｃ_ｍが正の実数であるためには、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’が、正の値（即ち０（ゼロ）を上回る値）である必要がある。

第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）になると、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦの切り替えが行われるまで、第１のコンデンサ１２５に電流が流れない。スイッチ制御装置１５０は、このタイミングで、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦを切り替えることで、ソフトスイッチングを実現することができる。

また、スイッチ制御装置１５０は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる期間を調整することにより、インバータ部１２０から出力される電圧Ｉ_ｉｎｖの周波数を調整することができる。第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となった時点から、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦの切り替えが行われる時点までの期間は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる期間Ｔ_０と同じである。そうすると、次の（３）式の関係式が成り立つ。

（３）式より、共振周波数ｆ_ｒｅｓの１周期の期間は、次の（４）式で表される。

第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる期間Ｔ_０は、０（ゼロ）以上の値である。よって、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数ｆ_ｒｅｓの１周期は、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆの１周期以下となる。即ち、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数ｆ_ｒｅｓは、スイッチング周波数ｆよりも大きな値である必要がある。よって、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは、次の（５）式を満足する値である必要がある。

仮に、共振周波数ｆ_ｒｅｓが、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆを下回る場合、インバータ部１２０は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）となる場合が発生しないことになり、ソフトスイッチングができなくなる。

このように、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆが、第１のコンデンサ１２５、疑似共振素子１３０、および誘導性負荷１８０を含む共振回路における共振周波数ｆ_ｒｅｓ以下になるようにする。
以上より、電源システム１００は、インバータ部１２０のスイッチング周波数がｆである場合において、Ｌ’＞０、および、（５）式を満足するような、第１のコンデンサ１２５、疑似共振素子１３０、誘導性負荷１８０を有する必要がある。（５）式が満足する場合、√（Ｌ’×Ｃ_ｍ）は正の値となる。第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは正の値となる。従って、Ｌ’＞０の関係式も満足する。

よって、電源システム１００は、インバータ部１２０のスイッチング周波数がｆである場合において、（５）式を満足するような、第１のコンデンサ１２５、疑似共振素子１３０、誘導性負荷１８０を有していればよいことになる。

以上説明したように、電源システム１００は、インバータ部１２０から見た誘導性負荷１８０の見かけ上のインダクタンスを低減させることで、誘導性負荷１８０の見かけ上のリアクタンスを低減させ、インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖを低減させることができる。インバータ部１２０から出力する電流が同じならば、疑似共振素子１３０を有する場合の方が、疑似共振素子１３０を有しない場合よりも、インバータ部１２０の容量が少なくて済む。

また、電源システム１００は、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆ以上の周波数で、第１のコンデンサ１２５と、見かけ上の誘導性負荷２１０と、を共振させることで、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）になる期間を発生させることができる。そして、電源システム１００は、その期間に、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦを切り替えることでソフトスイッチングを実現できる。

また、電源システム１００は、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆとして取り得る全ての周波数において、（５）式を満足するような、第１のコンデンサ１２５、疑似共振素子１３０、誘導性負荷１８０を有するようにする。このようにすることで、電源システム１００は、スイッチ制御装置１５０によりインバータ部１２０のスイッチング周波数ｆが変更された場合でも、インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖの低減（即ち、インバータ部１２０の容量の低減）およびソフトスイッチングを実現できる。

また、疑似共振素子１３０が誘導性負荷１８０と並列にではなく、直列に接続されている。また、インバータ部１２０よりも誘導性負荷１８０側に、誘導性負荷１８０と並列に接続されるコンデンサ（容量性リアクタンスを有する受動素子）はない。従って、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０は、閉回路を構成することない。よって、振動電流が発生しない。そのため、誘導性負荷１８０に対して、想定外の電流が流れ込むことを抑制することができる。以上のことから、インバータ部１２０は、振動抑制回路等の特定の装置を用いずとも、振動が抑制された所望の電流を誘導性負荷１８０に伝送することができる。

インバータ部１２０は、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦの切り替えを前述したようにして行う。従って、インバータ部１２０は、誘導性負荷１８０に蓄積された磁気エネルギーを回収して静電エネルギーとして蓄積して第１のコンデンサ１２５に充電することと、第１のコンデンサ１２５に蓄積した静電エネルギーを誘導性負荷１８０に供給することとを繰り返し行う。よって、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は、図４Ａおよび図４Ｂに示すように、０（ゼロ）となる期間を含む交流電圧となる。即ち、第１のコンデンサ１２５は、整流器１１２から出力される直流電力の波形を平滑化するためのものではない。仮に、第１のコンデンサ１２５が、整流器１１２から出力される直流電力の波形を平滑化するためのものである場合、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧は、脈流による変動が生じることはあるものの、図５に示すように、概ね一定値Ｅ_ｄになり、０（ゼロ）の値をとることはない。更に、この場合、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０のみで共振させる必要がある。しかしながら、（５）式に示す条件では、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０のみでは共振しない。

（インバータ部１２０の容量の低減方法）
インバータ部１２０から出力される電圧をＶ_ｉｎｖ、インバータ部１２０から出力される電流をＩ_ｉｎｖ、疑似共振素子１３０にかかる電圧をＶ_ｒ、誘導性負荷１８０にかかる電圧をＶ_ｌｏａｄとする。インバータ部１２０の容量は、Ｉ_ｉｎｖ×Ｖ_ｉｎｖである。また、誘導性負荷１８０にかかる電圧Ｖ_ｌｏａｄは、インバータ部１２０から供給される電圧Ｖ_ｉｎｖと、疑似共振素子１３０にかかる電圧Ｖ_ｒとの和になる。よって、次の（６）式が成り立つ
Ｖ_ｌｏａｄ＝Ｖ_ｉｎｖ＋Ｖ_ｒ ・・・（６）
即ち、インバータ部１２０と疑似共振素子１３０とが、誘導性負荷１８０にかかる電圧を分担する。

電流制御装置１６０は、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの値が目標値になるように、整流器１１２の動作を制御する。このため、インバータ部１２０の容量（＝Ｉ_ｉｎｖ×Ｖ_ｉｎｖ）の値を低減するためには、インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖを低減すればよい。インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖは、次の（７）式で表される。

そのため、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍを大きくするほど、インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖは小さくなる。
第１のコンデンサ１２５に電圧がかかっている状態では、第１のコンデンサ１２５、疑似共振素子１３０、および誘導性負荷１８０は、共振周波数ｆ_ｒｅｓで共振する（共振周波数ｆ_ｒｅｓについては（５）式を参照）。共振周波数ｆ_ｒｅｓが変わらないとすると、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍを大きくしていくと、インダクタンスＬ’が小さくなる。インダクタンスＬ’は、次の（８）式で表されるので、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒが小さくなる程、インダクタンスＬ’が小さくなる。

（具体的設計方法）
ここで、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍを設計する方法の具体例について説明する。ここでは、スイッチ制御装置１５０は、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとを、９．９［ｋＨｚ］〜７．０［ｋＨｚ］のスイッチング周波数ｆで切り替えることとする。この場合、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの周波数は、９．９［ｋＨｚ］〜７．０［ｋＨｚ］となる。

疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、３０［μＦ］であるとする。インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの周波数毎の誘導性負荷１８０のインダクタンスＬは、事前に測定されており、以下の通りであるとする。
９．９［ｋＨｚ］時；Ｌ＝２３．７［μＨ］
７．０［ｋＨｚ］時；Ｌ＝２４．２［μＨ］

本実施形態では、疑似共振素子１３０と誘導性負荷１８０との合成リアクタンスを有する見かけ上の誘導性負荷２１０と、第１のコンデンサ１２５とによって共振が起こることとした。しかしながら、この共振は、第１のコンデンサ１２５と疑似共振素子１３０との合成静電容量を静電容量として有するコンデンサと、誘導性負荷１８０との共振であるともみなすことができる。ここで、第１のコンデンサ１２５と疑似共振素子１３０との合成静電容量を静電容量として有するコンデンサを仮定する。また、このコンデンサを合成コンデンサと称することとする。また、合成コンデンサの静電容量をＣ_ｒｅｓとする。そうすると、合成コンデンサの静電容量Ｃ_ｒｅｓは、誘導性負荷１８０のインダクタンスＬと共振するため、次の（９）式のようになる。

インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの周波数が９．９［ｋＨｚ］の際の合成コンデンサの静電容量Ｃ_ｒｅｓは、約１０［μＦ］（≒１／（（２π×９．９×１０^３）^２×２３．７×１０^−６）となる。インバータ部１２０から見た疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０の合成リアクタンス（＝ω×Ｌ’）は、次の（１０）式で表されるので、以下の（１１）式が成り立つ。

見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’は、０（ゼロ）を上回る値である必要があるため、（１１）式より、次の（１２）式の関係を満足することとする。

以上の条件で、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦの切り替えがソフトスイッチングとなるように、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍを設計すればよい。

インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの周波数が９．９［ｋＨｚ］である場合において、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０を、２．５［μｓｅｃ］（Ｔ_０＝２．５［μｓｅｃ］）とする。第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０は、（３）式より、次の（１３）式で表すことができる。

ここで、ｆは、インバータ部１２０のスイッチング周波数（＝９．９［ｋＨｚ］）である。ｆ_ｒｅｓは、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数である。
この（１３）式より、共振周波数ｆ_ｒｅｓは、次の（１４）式で表され、約１０．４［ｋＨｚ］（≒１／（１／９．９×１０^３−２×（２．５×１０^−６））になる。

ここで、周波数が、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数ｆ_ｒｅｓであるときの角周波数ω_ｒｅｓは、次の（１５）式で表される。
ω_ｒｅｓ＝２πｆ_ｒｅｓ ・・・（１５）
第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’と共振するため、次の（１６）式が成り立つ。

Ｌ＝２３．７［μＨ］、Ｃr＝３０［μＦ］なので、（１６）式より、Ｃ_ｍ≒１５［μＦ］となる。即ち、第１のコンデンサ１２５として、静電容量が１５［μＦ］のコンデンサを利用すればよいこととなる。尚、（１６）式は、（５）式の等式の部分を（８）式を使って変形したものである。第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは、（５）式より、次の（１７）式を満足していればよい。

次に、Ｃ_ｍ＝１５［μＦ］として、スイッチ制御装置１５０が、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆを７．０［ｋＨｚ］に変更した場合について説明する。
Ｌ’＞０であるから、（８）式より、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒの値は、次の（１８）式の関係式を満足することが必要となる。（１８）式を次の（１９）式のように変形する。

周波数が、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆであるときの角周波数ωは、２π×７．０×１０^３［ｒａｄ／ｓ］である。インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆが７．０［ｋＨｚ］の場合における誘導性負荷１８０のインダクタンスＬは、前述したように２４．２［μＨ］である。

よって、（１９）式より、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、約２１．４［μＦ］（≒１／（（２π×７×１０^３）^２×２４．２×１０^−６））を上回る必要がある。ここでは、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、３０［μＦ］であるから、（１９）式を満足する。即ち、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’の値が正の値なので、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０は、第１のコンデンサ１２５と共振する。

また、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆが７．０［ｋＨｚ］の場合の見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’は、（８）式より、約７．０［μＨ］（＝２４．２×１０^−６−１／（（２π×７．０×１０^３）^２×３０×１０^−６））となる。見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’と、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍとから定まる共振周波数ｆ_ｒｅｓは、（５）式より、約１５．５［ｋＨｚ］（＝１／（２π×√（７．０×１０^−６×１５×１０^−６））となる。従って、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆは７．０［ｋＨｚ］よりも高くなる。よって、インバータ部１２０は、スイッチング周波数ｆが７．０［ｋＨｚ］の場合においても、ソフトスイッチングを実現できる。

疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、誘導性負荷１８０のインダクタンスＬと、スイッチング周波数ｆとに応じて、（１８）式を満足するように定められる。第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは、このようにして定められた疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒを用いて、（１７）式を満足するように定められる。例えば、誘導性負荷１８０が鋼板等の被加熱物を誘導加熱するためのコイルと被加熱物である場合、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、例えば、６．５［μＦ］〜２５０［μＦ］の範囲から適切な値が選定され、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは、例えば、０．０６［μＦ］〜２０［μＦ］の範囲から適切な値が選定される。

（シミュレーション結果）
図６Ａおよび図６Ｂは、本実施形態の電源システム１００の動作シミュレーション結果の一例を示す図である。図６Ａの波形は、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆが９．９［ｋＨｚ］であり、誘導性負荷１８０のインダクタンスＬが２３．７［μＨ］であるときの波形である。図６Ｂの波形は、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆが７．０［ｋＨｚ］であり、誘導性負荷１８０のインダクタンスＬが２４．２［μＨ］であるときの波形である。また、図６Ａおよび図６Ｂに示す波形は、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍが１５［μＦ］であり、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒが３０［μＦ］であるときの波形である。

Ｉ_ｉｎｖは、インバータ部１２０から出力される電流を示す。Ｖ_ｉｎｖは、インバータ部１２０から出力される電圧を示す。Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧を示す。尚、図６Ａおよび図６Ｂにおいて、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの波形の傍らにふされているＡｒｍｓは、当該波形（電流Ｉ_ｉｎｖ）の実効値を示す。また、インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖおよび第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}の波形の傍らに付されているＶｒｍｓは、当該波形（電圧Ｖ_ｉｎｖ、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}）の実効値を示す。

Ｕ−Ｙ_ｇａｔｅは、スイッチ制御装置１５０から第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹに対して送信される切り替え信号を示す。スイッチ制御装置１５０は、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶに対して、Ｕ−Ｙ_ｇａｔｅに示されている切り替え信号と逆の切り替え信号Ｖ−Ｘ_ｇａｔｅを送信する。

図６Ａおよび図６Ｂにおいて、切り替え信号Ｕ−Ｙ_ｇａｔｅと第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}とを見てみると、何れのスイッチング周波数ｆにおいても、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ}の値が０（ゼロ）の際に、切り替え信号Ｕ−Ｙ_ｇａｔｅの切り替えが行われていることが分かる。即ち、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹは、第１のコンデンサ１２５に電圧がかからない状態でＯＮ、ＯＦＦの切り替えられていることが分かる。従って、ソフトスイッチングが実現されていることが分かる。また、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖより、振動電流が発生していないことも分かる。

図７は、発明例の電源システムと比較例の電源システムのシミュレーション結果を表形式で示す図である。発明例の電源システムは、本実施形態の電源システム１００である。比較例の電源システムは、本実施形態の電源システム１００から疑似共振素子１３０を除いたものである。疑似共振素子１３０の有無以外は、発明例の電源システムと比較例の電源システムとで異なるところはない。尚、図７に示すＡｒｍｓ、Ｖｒｍｓは、図６Ａおよび図６Ｂと同様に、実効値であることを表す。

図７では、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆが９．９［ｋＨｚ］および７．０［ｋＨｚ］の２通りのシミュレーションの結果を示す。また、各電源システムの第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは、１５［μＦ］である。発明例の電源システムの疑似共振素子１３０（第２のコンデンサ）の静電容量Ｃ_ｒは、３０［μＦ］である。比較例の電源システムの第１のコンデンサ１２５の静電容量は、９．３［μＦ］である。また、誘導性負荷１８０のインダクタンスＬは、スイッチング周波数ｆが９．９［ｋＨｚ］の場合、２３．７［μＨ］であるり、７．０［ｋＨｚ］の場合、２４．２［μＨ］である。また、シミュレーションにおいて、発明例および比較例のインバータ部１２０は、同じ電流を出力することとした。

図７に示すように、何れのスイッチング周波数ｆにおいても、インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖは、発明例の電源システム１００の方が小さくなっていることが示されている。その結果として、発明例の電源システム１００のインバータ部１２０の容量は、比較例の電源システムのインバータ部１２０の容量よりも小さくなる。即ち、疑似共振素子１３０を用いることにより、電源システムのインバータ部１２０の容量を低減することができる。

＜変形例＞
本実施形態では、疑似共振素子１３０が、第２のコンデンサからなる場合を例に挙げて説明した。しかしながら、疑似共振素子１３０は、第２のコンデンサを含んでいればよい。また、第２のコンデンサは、１つのコンデンサであっても、相互に接続された複数のコンデンサであってもよい。これら複数のコンデンサは、相互に直列に接続されていても、相互に並列に接続されていても、直列に接続された部分と並列に接続された部分とが混在していてもよい。相互に接続された複数のコンデンサにより第２のコンデンサを構成する場合、本実施形態の説明において、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、それら複数のコンデンサの合成静電容量となる。

また、疑似共振素子１３０に含まれる第２のコンデンサの静電容量による容量性リアクタンスが、誘導性負荷１８０の誘導性リアクタンスよりも大きい場合、疑似共振素子１３０は、第２のコンデンサに加えて、リアクトルを有していてもよい。ただし、本実施形態で説明したのと同様に、磁気エネルギー回生スイッチの出力端よりも誘導性負荷１８０側の誘導性リアクタンスの値が、磁気エネルギー回生スイッチの出力端よりも誘導性負荷１８０側の容量性リアクタンスの値を上回るようにする。

この場合、本実施形態の説明において、例えば、誘導性負荷１８０のインダクタンスＬを、誘導性負荷１８０と、疑似共振素子１３０に含まれるリアクトルとの合成インダクタンスに置き換えればよい。よって、疑似共振素子１３０の誘導性リアクタンスと誘導性負荷１８０の誘導性リアクタンスとの合成リアクタンスの値が、疑似共振素子１３０の容量性リアクタンスの値を上回るようにする。そうすると、第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、疑似共振素子１３０のインダクタンスと誘導性負荷１８０のインダクタンスとの合成インダクタンスと、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、および第４のスイッチＹを切り替えるスイッチング周波数ｆに対応する角周波数ω（＝２πｆ）の２乗とを乗算した値の逆数を上回る値となる。即ち、第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、（１９）式のＬを、疑似共振素子１３０のインダクタンスと誘導性負荷１８０のインダクタンスとの合成インダクタンスとした条件を満足する。

また、本実施形態では、第１のコンデンサ１２５が１つのコンデンサからなる場合を例に挙げて説明した。しかしながら、第１のコンデンサ１２５は、少なくとも１つのコンデンサを用いて構成されていればよい。複数のコンデンサを相互に接続したものを第１のコンデンサ１２５として用いてもよい。これら複数のコンデンサは、相互に直列に接続されていても、相互に並列に接続されていても、直列に接続された部分と並列に接続された部分とが混在していてもよい。この場合、本実施形態の説明において、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍは、これら複数のコンデンサの合成静電容量になる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態を説明する。本実施形態では、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖを調整することができる電源システムについて説明する。具体的には、インバータ部１２０と、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０との間に、変圧器を配置する。このように本実施形態は、第１実施形態に対し、変圧器を追加したものとなる。従って、本実施形態の説明において、第１実施形態と同一の部分については、図１〜図７に付した符号と同一の符号を付す等して詳細な説明を省略する。また、本実施形態でも、第１実施形態と同様に、疑似共振素子１３０が、第２のコンデンサからなる場合を例に挙げて説明する。

図８は、電源システム８００の構成の一例を示す図である。電源システム８００は、直流電源部１１０、インバータ部１２０、疑似共振素子１３０、カレントトランス１４０、スイッチ制御装置１５０、電流制御装置１６０、および周波数設定装置１７０に加え、変圧器８１０を有する。尚、電源システム８００は、振動電流を抑制するための特定の装置（振動抑制回路）を有していない。

変圧器８１０は、インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖを昇圧または降圧する。変圧器８１０の１次巻線（入力側の巻線）の一端と、第２の交流端子１２２とが相互に接続される。変圧器８１０の１次巻線の他端と、第１の交流端子１２１とが相互に接続される。変圧器８１０の２次巻線（出力側の巻線）の一端と、疑似共振素子１３０の一端とが相互に接続される。変圧器８１０の２次巻線の他端と、誘導性負荷１８０の他端とが相互に接続される。尚、誘導性負荷１８０の一端は、疑似共振素子１３０の他端に接続される。

ここで、変圧器８１０の巻数比をｎとする。巻数比ｎは、変圧器８１０の１次巻線の巻き数を、２次巻線の巻き数で割った値（ｎ＝１次巻線の巻き数÷２次巻線の巻き数）であるとする。変圧器８１０が降圧変圧器である場合、巻数比ｎは１を上回る。変圧器８１０が昇圧変圧器である場合、巻数比ｎは１を下回る。

以下では、説明を簡単にするため、変圧器８１０が理想変圧器であるとする。変圧器８１０の１次電圧（１次巻線にかかる電圧）は、インバータ部１２０から出力される電圧Ｖ_ｉｎｖである。変圧器８１０の２次電圧（２次巻線に発生する電圧）は、１次電圧と巻数比ｎの逆数との積（＝（１／ｎ）Ｖ_ｉｎｖ）で表される。また、変圧器８１０の１次電流（１次巻線に流れる電流）は、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖである。変圧器８１０の２次電流（２次巻線に流れる電流）は、１次電流と巻数比ｎとの積（＝ｎＩ_ｉｎｖ）で表される。よって、誘導性負荷１８０に流す電流は、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖのｎ倍になる。

変圧器８１０として降圧変圧器を用いる場合、誘導性負荷１８０に流れる電流は、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖよりも大きくなる。一方、変圧器８１０として昇圧変圧器を用いる場合、誘導性負荷１８０に流れる電流は、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖよりも小さくなる。よって、本実施形態の電源システム８００は、変圧器８１０の巻数比ｎにより、誘導性負荷１８０に流す電流を調整することができる。変圧器８１０として降圧変圧器を用いる場合、インバータ部１２０に大電流を流さなくても、誘導性負荷１８０に大電流を流すことができる。よって、例えば、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第３のスイッチＶ、第４のスイッチＹ、および第１のコンデンサ１２５として、大電流用の素子を用いる必要がなくなる。

インバータ部１２０の出力端から誘導性負荷１８０側を見たときのインピーダンスＺは、次の（２０）式で表される。

ここで、Ｒは、誘導性負荷１８０の抵抗［Ω］である。Ｌは、誘導性負荷１８０のインダクタンス［Ｈ］である。Ｃ_ｒは、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量［Ｆ］である。ｎは、変圧器８１０の巻数比である。ｊは、虚数単位である。

第１実施形態で説明したように、インバータ部１２０から見た疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０の合成リアクタンス（＝ω×Ｌ’）は、（１０）式で表される。また、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’が０（ゼロ）を上回る必要があることから、（１１）式より、（１２）式が成り立つ。一方、本実施形態では、インバータ部１２０から見た疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０の合成リアクタンス（＝ω×Ｌ’）は、（２０）式の右辺第２項の小括弧内に示すものとなる。よって、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’が０（ゼロ）を上回るためには、次の（２１）式を満足する必要がある。

（２１）式より、（１２）式が成り立つ。即ち、変圧器８１０があっても、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、第１実施形態と同じようにして定められる。
また、（２０）式より、本実施形態では、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’は、次の（２２）式で表される。

従って、（２２）式を（５）式に代入すると、以下の（２３）式が成り立つ。

よって、本実施形態では、（１７）式に代えて、（２３）式を満足するように、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍを設計すればよい。
尚、本実施形態においても、第１実施形態で説明した変形例を採用することができる。

（第３実施形態）
次に、第３実施形態を説明する。第１実施形態および第２実施形態では、磁気エネルギー回生スイッチをフルブリッジ回路で構成する場合を例に挙げて説明した。これに対し、本実施形態では、磁気エネルギー回生スイッチをハーフブリッジ回路で構成する場合を例に挙げて説明する。このように本実施形態と第１実施形態および第２実施形態とは、磁気エネルギー回生スイッチの構成が主として異なる。従って、本実施形態の説明において、第１実施形態および第２実施形態と同一の部分については、図１〜図８に付した符号と同一の符号を付す等して詳細な説明を省略する。

＜回路構成＞
図９は、電源システム９００の構成の一例を示す図である。電源システム９００は、直流電源部１１０、インバータ部９２０、疑似共振素子１３０、カレントトランス１４０、スイッチ制御装置１５０、電流制御装置１６０、および周波数設定装置１７０を有する。尚、電源システム９００は、振動電流を抑制するための特定の装置（振動抑制回路）を有していない。

［インバータ部９２０］
インバータ部９２０は、第１実施形態および第２実施形態のインバータ部１２０と同様に、直流電源部１１０から出力された直流電力を、インバータ部９２０の各スイッチを切り替えるスイッチング周波数と同じ周波数の交流電力に変換する。そして、インバータ部９２０は、当該周波数の交流電力を誘導性負荷１８０に対して供給する。インバータ部９２０は、磁気エネルギー回生スイッチを有する。

本実施形態のインバータ部９２０（磁気エネルギー回生スイッチ）の構成の一例について説明する。
インバータ部９２０は、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第１の還流ダイオードＤ５、第２の還流ダイオードＤ６、第１の交流端子９２１、第２の交流端子９２２、９２５、第１の直流端子９２３、第２の直流端子９２４、および複数の第１のコンデンサを有する。本実施形態では、インバータ部９２０は、複数の第１のコンデンサとして、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７を有する。

第１のスイッチＵは、第１実施形態で説明した第１のスイッチＵと同じである。第２のスイッチＸは、第１実施形態で説明した第２のスイッチＸと同じである。従って、ここでは、第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸの詳細な説明を省略する。第１実施形態と同様に、還流ダイオードＤ１、Ｄ２の順方向側の端部と、自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２の順方向と逆側の端部と、の接続点を負極端子とする。自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２の順方向側の端部と、還流ダイオードＤ１、Ｄ２の順方向と逆側の端部と、の接続点を正極端子とする。

還流ダイオードＤ５、Ｄ６は、第１の端部と第２の端部とを有する。還流ダイオードＤ５、Ｄ６は、導通状態として、第１の端部から第２の端部へは電流を通すが、第２の端部から第１の端部へは電流を通さない状態のみを有する。還流ダイオードＤ５、Ｄ６の第１の端部から第２の端部への方向を、還流ダイオードＤ５、Ｄ６における順方向とする。還流ダイオードＤ５、Ｄ６の第１の端部を負極端子とする。還流ダイオードＤ５、Ｄ６の第２の端部を正極端子とする。

インバータ部９２０の各部の接続形態について説明する。
第１のスイッチＵの負極端子と、第２のスイッチＸの正極端子とが相互に接続される。第１の還流ダイオードＤ５の負極端子と、第２の還流ダイオードＤ６の正極端子とが相互に接続される。第１のスイッチＵの正極端子と、第１の還流ダイオードＤ５の正極端子とが相互に接続される。第２のスイッチＸの負極端子と、第２の還流ダイオードＤ６の負極端子とが相互に接続される。

第１の交流端子９２１は、第１のスイッチＵの負極端子と第２のスイッチＸの正極端子との接続点に接続される。第２の交流端子９２２、９２５は、第１の還流ダイオードＤ５の負極端子と、第２の還流ダイオードＤ６の正極端子との接続点に接続される。第２の交流端子９２２、９２５には、疑似共振素子１３０の一端が接続される。本実施形態では、第１の交流端子９２１および第２の交流端子９２２、９２５が、インバータ部１２０の出力端である。尚、図９では、表記の都合上、２つの第２の交流端子９２２、９２５を示しているが、これらは１つの端子とみなすことができる。

第１の直流端子９２３は、第１のスイッチＵの正極端子と、第１の還流ダイオードＤ５の正極端子との接続点に接続される。第１の直流端子９２３には、リアクトル１１３の他端が接続される。第２の直流端子９２４は、第２のスイッチＸの負極端子と、第２の還流ダイオードＤ６の負極端子との接続点に接続される。第２の直流端子９２４には、整流器１１２の出力側の他端が接続される。本実施形態では、第１の直流端子９２３および第２の直流端子９２４が、インバータ部１２０の入力端である。以上のように第１の直流端子９２３と第２の直流端子９２４との間には直流電源部１１０が接続される。

ハイサイドコンデンサ９２６は、第１のスイッチＵの正極端子および第１の還流ダイオードＤ５の正極端子の接続点と、第１の還流ダイオードＤ５の負極端子および第２の還流ダイオードＤ６の正極端子の接続点との間に接続される。前述したように、第１のスイッチＵの正極端子と、第１の還流ダイオードＤ５の正極端子との接続点には、第１の直流端子９２３も接続される。また、第１の還流ダイオードＤ５の負極端子と、第２の還流ダイオードＤ６の正極端子との接続点には、第２の交流端子９２２も接続される。ハイサイドコンデンサ９２６は、極性を有するコンデンサである。

ローサイドコンデンサ９２７は、第２のスイッチＸの負極端子および第２の還流ダイオードＤ６の負極端子の接続点と、第１の還流ダイオードＤ５の負極端子および第２の還流ダイオードＤ６の正極端子の接続点との間に接続される。前述したように、第２のスイッチＸの負極端子と、第２の還流ダイオードＤ６の負極端子との接続点には、第２の直流端子９２４も接続される。また、第１の還流ダイオードＤ５の負極端子と、第２の還流ダイオードＤ６の正極端子との接続点には、ハイサイドコンデンサ９２６の一端が接続される。即ち、複数の第１のコンデンサを構成するハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７のうち、一方の第１のコンデンサであるハイサイドコンデンサ９２６の一端と、他方の第１のコンデンサであるローサイドコンデンサ９２７の一端とが相互に接続される。ローサイドコンデンサ９２７は、極性を有するコンデンサである。

［誘導性負荷１８０］
誘導性負荷１８０は、インバータ部９２０の第１の交流端子９２１と第２の交流端子９２２、９２５との間に、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７に対して直列に接続される。図９に示す例では、誘導性負荷１８０の一端と、疑似共振素子１３０の他端とが相互に接続される。誘導性負荷１８０の他端と、インバータ部９２０の第１の交流端子９２１とが相互に接続される。以上のように誘導性負荷１８０は、第１の交流端子９２１と第２の交流端子９２２、９２５との間に接続される。また、疑似共振素子１３０は、第１の交流端子９２１と第２の交流端子９２２、９２５との間に誘導性負荷１８０に対して直列に接続される。

＜インバータ部９２０の動作＞
次に、インバータ部９２０の動作の一例を説明する。図１０は、インバータ部９２０における電流の流れの一例を説明する図である。図１１Ａは、第１のスイッチＵの切り替え信号Ｕ_ｇａｔｅと、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}と、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}と、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖとの関係の第１の例を説明する図である。図１１Ｂは、第１のスイッチＵの切り替え信号Ｕ_ｇａｔｅと、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}と、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}と、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖとの関係の第２の例を説明する図である。

まず、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）を上回る場合のインバータ部９２０の動作の一例について説明する。
初期状態は、ハイサイドコンデンサ９２６が充電されており、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了しており、第１のスイッチＵがＯＮであり、第２のスイッチＸがＯＦＦである状態とする。

図１０の状態Ａのように、ハイサイドコンデンサ９２６が放電を開始すると、ハイサイドコンデンサ９２６から放出される電流は、第１の直流端子９２３に向かう。第１のスイッチＵがＯＮであるため、第１の直流端子９２３に流れ込んだ電流は、第１のスイッチＵを経由して、第１の交流端子９２１に向かって流れる。そして、第１の交流端子９２１に流れ込んだ電流は、第２のスイッチＸがＯＦＦであるため、第２のスイッチＸの正極端子側に流れることができず、誘導性負荷１８０および疑似共振素子１３０に対して流れる。疑似共振素子１３０を通った電流は、第２の交流端子９２２に流れ込み、ハイサイドコンデンサ９２６へ戻る。

ハイサイドコンデンサ９２６が放電を開始した後のハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧の変遷と、インバータ部９２０から出力される電流の変遷とを、図１１Ａを用いて説明する。Ｕ_ｇａｔｅは、スイッチ制御装置１５０が、第１のスイッチＵに対して送信する信号であり、第１のスイッチＵのＯＮ、ＯＦＦの切り替え信号である。尚、切り替え信号Ｕ_ｇａｔｅがＯＮの値を示すとき、第１のスイッチＵはＯＮの状態であり、切り替え信号Ｕ_ｇａｔｅがＯＦＦの値を示すとき、第１のスイッチＵはＯＦＦの状態である。また、ここでは図示を省略するが、スイッチ制御装置１５０は、第２のスイッチＸにも切り替え信号Ｘ_ｇａｔｅを送信する。切り替え信号Ｘ_ｇａｔｅの値は、第１のスイッチＵに対して送信される切り替え信号と逆の値を示す。即ち、切り替え信号Ｘ_ｇａｔｅの値は、切り替え信号Ｕ_ｇａｔｅがＯＮの値を示すときにＯＦＦの値を示し、切り替え信号Ｕ_ｇａｔｅがＯＦＦの値を示す時にＯＮの値を示す。Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}は、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧を示す。Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}は、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧を示す。Ｉ_ｉｎｖは、インバータ部９２０から出力される電流を示す。ｔ_０は、ハイサイドコンデンサ９２６が放電を開始する時刻を示す。

ハイサイドコンデンサ９２６が放電を開始すると、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖがマイナスの方向に増加し、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}が減少し始める。ハイサイドコンデンサ９２６が放電を完了すると、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}が０（ゼロ）となる。ｔ_１は、ハイサイドコンデンサ９２６が放電を完了した時刻を示す。時刻ｔ_０において、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了している。また、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１の期間には、ローサイドコンデンサ９２７に電流は流れない。よって、この期間におけるローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}は０（ゼロ）である。

時刻ｔ_１において、ハイサイドコンデンサ９２６の放電が完了すると、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖがピークに達し、ハイサイドコンデンサ９２６の電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}が０（ゼロ）となる。よって、第１の直流端子９２３と第２の直流端子９２４との間の電圧が０（ゼロ）になる。この場合、図１０の状態Ｂのように、第２の交流端子９２２に流れ込んだ電流は、還流ダイオードＤ５を経由して第１の直流端子９２３に向かい、第１のスイッチＵを経由して、第１の交流端子９２１に向かう。この場合、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}は０（ゼロ）である。よって、第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸにかかる電圧も０（ゼロ）となる。ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）である期間をＴ_０とする。

図１０の状態Ｂでは、インバータ部９２０および誘導性負荷１８０に流れる電流は、誘導性負荷１８０のインダクタンスおよび抵抗成分から定まる時定数に従って、徐々に減少する。図１１Ａに示すように、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２の期間に減少する。

スイッチ制御装置１５０は、ハイサイドコンデンサ９２６の放電が完了した時刻ｔ_１から期間Ｔ_０が経過した時刻ｔ_２において、第１のスイッチＵをＯＦＦに、第２のスイッチＸをＯＮに切り替える。このとき、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）であるのでソフトスイッチングとなる。

第１のスイッチＵがＯＦＦに切り替わり、第２のスイッチＸがＯＮに切り替わると、図１０の状態Ｃのように、第２の交流端子９２２、９２５に流れ込んだ電流は、第１のスイッチＵがＯＦＦであるため、ローサイドコンデンサ９２７へ向かう。ローサイドコンデンサ９２７へ流れ込んだ電流は、ローサイドコンデンサ９２７の充電に利用され、徐々に減少していく。この電流は、ローサイドコンデンサ９２７が充電を完了するまで、図１０の状態Ｃのように流れ、ローサイドコンデンサ９２７の充電が完了した時点で０（ゼロ）となる。図１１Ａにおいて、ローサイドコンデンサ９２７は、時刻ｔ_３に充電を完了することとする。

図１１Ａに示すように、時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３の間、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}は上昇する。また、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}の上昇に合わせて、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは減少する。時刻ｔ_３においてローサイドコンデンサ９２７の充電が完了すると、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}はピークに達する。このときインバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは０（ゼロ）となる。時刻ｔ_１において、ハイサイドコンデンサ９２６の放電が完了している。また、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_３の期間では、ハイサイドコンデンサ９２６に電流は流れない。よって、この期間におけるハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}は０（ゼロ）である。

ローサイドコンデンサ９２７の充電が完了した後、ローサイドコンデンサ９２７は、放電を開始する。図１０の状態Ｄのように、ローサイドコンデンサ９２７から放出された電流は、第２の交流端子９２２、９２５に向かう。この電流は、第１のスイッチＵがＯＦＦであるため、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０に流れ込む。誘導性負荷１８０に流れ込んだ電流は、第１の交流端子９２１に向かい、第１の交流端子９２１に流れ込む。第１の交流端子９２１に流れ込んだ電流は、第１のスイッチＵがＯＦＦであり、第２のスイッチＸがＯＮであるため、第２のスイッチＸを経由してローサイドコンデンサ９２７に戻る。即ち、疑似共振素子１３０および誘導性負荷１８０に流れ込む電流の向きが状態Ａ〜Ｃのときとは逆になる。このように、インバータ部９２０は、スイッチ制御装置１５０により設定されたスイッチング周波数ｆで、第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸのＯＮ、ＯＦＦを切り替えることで、スイッチング周波数ｆと同じ周波数の電流Ｉ_ｉｎｖを出力する。

図１１Ａにおいて、ローサイドコンデンサ９２７は、時刻ｔ_４において、放電を完了する。図１１Ａに示すように、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}は、ローサイドコンデンサ９２７の放電に合わせて時刻ｔ_３から減少を続け、時刻ｔ_４において０（ゼロ）となる。また、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、ローサイドコンデンサ９２７の放電に合わせて、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_３における向きとは逆方向に増加する。そして、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了する時刻ｔ_４で、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_３における向きとは逆方向のピークに達する。

時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の間にインバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの方向は、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１の間にインバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖと比べると逆になる。このため、図１１Ａのグラフでは、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の間にインバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの値がプラスの値となる。尚、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の期間においても、ハイサイドコンデンサ９２６に電流は流れないので、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}は０（ゼロ）である。

時刻ｔ_４において、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了すると、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}は、０（ゼロ）となる。よって、第１の直流端子９２３と第２の直流端子９２４との間の電圧が０（ゼロ）になる。この場合、図１０の状態Ｅのように、第１の交流端子９２１に流れ込んだ電流は、第２のスイッチＸを経由して第２の直流端子９２４に向かい、第２の還流ダイオードＤ６を経由して、第２の交流端子９２２に向かう。

図１０の状態Ｅでは、インバータ部９２０および誘導性負荷１８０に流れる電流は、誘導性負荷１８０のインダクタンスおよび抵抗成分による時定数に従って、徐々に０（ゼロ）に近づく。図１１Ａに示すように、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_４〜時刻ｔ_５の期間において０（ゼロ）に近づく。

スイッチ制御装置１５０は、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了した時刻ｔ_４から期間Ｔ_０が経過した時刻ｔ_５において、第１のスイッチＵをＯＮに切り替え、第２のスイッチＸをＯＦＦに切り替える。このとき、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）であるのでソフトスイッチングとなる。

第１のスイッチＵがＯＮに切り替わり、第２のスイッチＸがＯＦＦに切り替わると、図１０の状態Ｆのように、第１の交流端子９２１に流れ込んだ電流は、第１のスイッチＵがＯＮであり、第２のスイッチＸがＯＦＦであるため、第１のスイッチＵを経由して第１の直流端子９２３へ向かう。第１の直流端子９２３に流れ込んだ電流は、ハイサイドコンデンサ９２６へ向かう。ハイサイドコンデンサ９２６へ流れ込んだ電流は、更に０（ゼロ）に近づく。この電流は、ハイサイドコンデンサ９２６の充電が完了するまで、図１０の状態Ｆのように流れ、ハイサイドコンデンサ９２６の充電が完了した時点で０（ゼロ）となる。

図１１Ａに示すように、時刻ｔ_５〜時刻ｔ_６の間、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}は上昇する。また、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}の上昇に合わせて、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは０（ゼロ）に近づく。時刻ｔ_６においてハイサイドコンデンサ９２６の充電が完了すると、ハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}はピークに達する。このときインバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは０（ゼロ）となる。時刻ｔ_４において、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了している。また、時刻ｔ_４〜時刻ｔ_６の期間では、ローサイドコンデンサ９２７に電流は流れない。よって、この期間におけるローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}は０（ゼロ）である。

時刻ｔ_６において、ハイサイドコンデンサ９２６が充電を完了すると、第１のスイッチＵがＯＮであり、第２のスイッチＸがＯＦＦであるので、初期状態である状態Ａに戻る。インバータ部９２０は、以上の動作を繰り返すことになる。

図１０の状態Ｃに示すように、ローサイドコンデンサ９２７の充電の際には、電流は、第２の交流端子９２２、９２５からローサイドコンデンサ９２７に流れ込む。また、図１０の状態Ｆに示すように、ハイサイドコンデンサ９２６の充電の際には、電流は、第１の直流端子９２３からハイサイドコンデンサ９２６に流れ込む。即ち、ハイサイドコンデンサ９２６は、必ず、第１の直流端子９２３側に正の電荷がたまり、第２の交流端子９２２、９２５側に負の電荷がたまる。ローサイドコンデンサ９２７は、必ず、第２の交流端子９２２、９２５側に正の電荷がたまり、第２の直流端子９２４側に負の電荷がたまる。このため、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７として、極性を有するコンデンサが利用可能である。また、疑似共振素子１３０に含まれる第２のコンデンサに流れ込む電流の方向は一定ではない。このため、第２のコンデンサとして、極性を有するコンデンサを利用することはできず、無極性のコンデンサを利用することとなる。

図１１Ａに示すように、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖとして、交流電流の１周期分の電流が出力される。即ち、インバータ部９２０は、スイッチング周波数ｆと同じ周波数の交流電流を出力する。本実施形態では、第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸを切り替えるスイッチング周波数が、磁気エネルギー回生スイッチの出力周波数になる。

図１１Ａでは、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）を上回る場合について示す。これに対し、図１１Ｂでは、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である場合について示す。以下に、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である場合のインバータ部９２０の動作の一例について説明する。

初期状態は、ハイサイドコンデンサ９２６が充電されており、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了しており、第１のスイッチＵがＯＮであり、第２のスイッチＸがＯＦＦである状態とする。

ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である場合、図１１Ｂに示すように、ハイサイドコンデンサ９２６は、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１に放電を行う。そして、時刻ｔ_１でハイサイドコンデンサ９２６にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}が０（ゼロ）となる。図１１Ｂに示す時刻ｔ_０から時刻ｔ_１の間のインバータ部９２０の動作は、図１１Ａに示す時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１の間のインバータ部９２０の動作と同じである。

図１１Ａに示す例では、時刻ｔ_１の後、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０を設ける。これに対し、図１１Ｂに示す例では、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である。従って、スイッチ制御装置１５０は、ハイサイドコンデンサ９２６の放電が完了する時刻ｔ_１において（即ち、ハイサイドコンデンサ９２６の放電が完了してから時間を空けずに）、第１のスイッチＵをＯＦＦに切り替え、第２のスイッチＸをＯＮに切り替える。

そうすると、ローサイドコンデンサ９２７は、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の間に充電を行い、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の間に放電を行う。そして、時刻ｔ_３で、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）となる。このように図１１Ｂに示す例では、第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸは、図１０の状態Ａから状態Ｃに遷移し、状態Ｂをとらない。図１１Ｂに示す時刻ｔ_１〜時刻ｔ_３の間のインバータ部９２０の動作は、図１１Ａに示す時刻ｔ_２〜時刻ｔ_４の間のインバータ部９２０の動作と同じである。

その後、図１１Ａに示す例では、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０を設ける。これに対し、図１１Ｂに示す例では、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である。従って、スイッチ制御装置１５０は、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了する時刻ｔ_３において（即ち、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了してから時間を空けずに）、第１のスイッチＵをＯＮに切り替え、第２のスイッチＸをＯＦＦに切り替える。

そうすると、ハイサイドコンデンサ９２６は、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の間に充電を行う。このように図１１Ｂに示す例では、第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸは、図１０の状態Ｄから状態Ｆに遷移し、状態Ｅをとらない。図１１Ｂに示す時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の間のインバータ部９２０の動作は、図１１Ａに示す時刻ｔ_５〜時刻ｔ_６の間のインバータ部９２０の動作と同じである。

図１１Ｂに示すように、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_０から、ハイサイドコンデンサ９２６の放電に伴いマイナスの方向に増加する。そして、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、ハイサイドコンデンサ９２６の放電が完了する時刻ｔ_１においてピークに達する。インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_１から、ローサイドコンデンサ９２７の充電に伴い０（ゼロ）に近づく。そして、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、ローサイドコンデンサ９２７の充電が完了する時刻ｔ_２で０（ゼロ）となる。

インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの向きは、時刻ｔ_２から、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_２における向きとは逆になる。インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_２から、ローサイドコンデンサ９２７の放電に伴い、時刻ｔ_０から時刻ｔ_２における向きとは逆方向に増加する。そして、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了する時刻ｔ_３で、時刻ｔ_０〜時刻ｔ_２における向きとは逆方向のピークに達する。インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、時刻ｔ_３から、ハイサイドコンデンサ９２６の充電に伴い０（ゼロ）に近づく。そして、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖは、ハイサイドコンデンサ９２６の充電が完了する時刻ｔ_４で０（ゼロ）となる。

スイッチ制御装置１５０は、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）となる時刻ｔ_１および時刻ｔ_３において、第１のスイッチＵと、第２のスイッチＸとのＯＮ、ＯＦＦを切り替える。このようにすることで、スイッチ制御装置１５０は、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）である場合でも、ソフトスイッチングを実現できる。

また、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の充電にかかる期間および放電にかかる期間は、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２と、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数の半周期分である。このため、図１１Ｂに示すように、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_{ｍｅｒｓｃ１}、Ｖ_{ｍｅｒｓｃ２}が０（ゼロ）のままである期間Ｔ_０が０（ゼロ）の場合、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_ｉｎｖの周波数は、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２のそれぞれと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ’とから定まる共振周波数と等しくなる。

以上の説明から明らかなように、第１のスイッチＵと、第２のスイッチＸとのＯＮ、ＯＦＦの切り替えにより第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸの一部を通って流れる交流電流の経路上に、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７および疑似共振素子１３０が直列に配置される。

ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２の設計は、第１実施形態で説明した第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍを、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２にそれぞれ置き換えることにより実現できる。例えば、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２を共にＣ_ｍとする場合には、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２は、第１実施形態で説明した第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍと同じようにして定められる。

即ち、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２は、以下の（２４）式、（２５）式を満足する必要がある。電源システム９００は、インバータ部９２０のスイッチング周波数がｆである場合において、（２４）式および（２５）式を満足するような、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７、疑似共振素子１３０、誘導性負荷１８０を有する必要がある。

（インバータ部９２０の容量の低減方法）
疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒと、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２は、第１実施形態で説明した（インバータ部１２０の容量の低減方法）の欄において、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_ｍを、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２にそれぞれ置き換えたものとなる。

即ち、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２は、次の（２６）式、（２７）式を満足していればよい。

言い換えると、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２のそれぞれについて、第１実施形態で説明した（１７）式を満足していればよい。また、疑似共振素子１３０の第２のコンデンサの静電容量Ｃ_ｒは、第１実施形態で説明した（１９）式を満足していればよい。
以上のように、磁気エネルギー回生スイッチをハーフブリッジ回路で構成しても、第１実施形態で説明した効果を得ることができる。

尚、本実施形態においても、第１実施形態で説明した変形例を採用することができる。また、本実施形態を第２実施形態に適用してもよい。この場合、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７の静電容量Ｃ_ｍ１、Ｃ_ｍ２のそれぞれについて、第２実施形態で説明した（２３）式を満足するようにする。

以上説明した本発明の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明は、交流電力による通電または加熱などに利用できる。

また、第１のコンデンサ１２５の充電および放電にかかる期間は、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_mと、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ'とから定まる共振周波数の半周期分である。このため、図４Ｂに示すように、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_merscが０（ゼロ）のままである期間Ｔ₀が０（ゼロ）の場合、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_invの周波数は、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ _m と、見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ'とから定まる共振周波数と等しくなる。

また、スイッチ制御装置１５０は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_merscが０（ゼロ）となる期間を調整することにより、インバータ部１２０から出力される電流Ｉ_invの周波数を調整することができる。第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_merscが０（ゼロ）となった時点から、第１のスイッチＵおよび第４のスイッチＹと、第２のスイッチＸおよび第３のスイッチＶとのＯＮ、ＯＦＦの切り替えが行われる時点までの期間は、第１のコンデンサ１２５にかかる電圧Ｖ_merscが０（ゼロ）となる期間Ｔ₀と同じである。そうすると、次の（３）式の関係式が成り立つ。

また、インバータ部１２０のスイッチング周波数ｆが７．０［ｋＨｚ］の場合の見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ'は、（８）式より、約７．０［μＨ］（＝２４．２×１０^-6−１／（（２π×７．０×１０³）²×３０×１０^-6））となる。見かけ上の誘導性負荷２１０のインダクタンスＬ'と、第１のコンデンサ１２５の静電容量Ｃ_mとから定まる共振周波数ｆ_resは、（５）式より、約１５．５［ｋＨｚ］（＝１／（２π×√（７．０×１０^-6×１５×１０^-6））となる。従って、共振周波数ｆ _res は７．０［ｋＨｚ］よりも高くなる。よって、インバータ部１２０は、スイッチング周波数ｆが７．０［ｋＨｚ］の場合においても、ソフトスイッチングを実現できる。

本実施形態のインバータ部９２０（磁気エネルギー回生スイッチ）の構成の一例について説明する。
インバータ部９２０は、第１のスイッチＵ、第２のスイッチＸ、第１のダイオードＤ５、第２のダイオードＤ６、第１の交流端子９２１、第２の交流端子９２２、９２５、第１の直流端子９２３、第２の直流端子９２４、および複数の第１のコンデンサを有する。本実施形態では、インバータ部９２０は、複数の第１のコンデンサとして、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７を有する。

ダイオードＤ５、Ｄ６は、第１の端部と第２の端部とを有する。ダイオードＤ５、Ｄ６は、導通状態として、第１の端部から第２の端部へは電流を通すが、第２の端部から第１の端部へは電流を通さない状態のみを有する。ダイオードＤ５、Ｄ６の第１の端部から第２の端部への方向を、ダイオードＤ５、Ｄ６における順方向とする。ダイオードＤ５、Ｄ６の第１の端部を負極端子とする。ダイオードＤ５、Ｄ６の第２の端部を正極端子とする。

インバータ部９２０の各部の接続形態について説明する。
第１のスイッチＵの負極端子と、第２のスイッチＸの正極端子とが相互に接続される。第１のダイオードＤ５の負極端子と、第２のダイオードＤ６の正極端子とが相互に接続される。第１のスイッチＵの正極端子と、第１のダイオードＤ５の正極端子とが相互に接続される。第２のスイッチＸの負極端子と、第２のダイオードＤ６の負極端子とが相互に接続される。

第１の交流端子９２１は、第１のスイッチＵの負極端子と第２のスイッチＸの正極端子との接続点に接続される。第２の交流端子９２２、９２５は、第１のダイオードＤ５の負極端子と、第２のダイオードＤ６の正極端子との接続点に接続される。第２の交流端子９２２、９２５には、疑似共振素子１３０の一端が接続される。本実施形態では、第１の交流端子９２１および第２の交流端子９２２、９２５が、インバータ部９２０の出力端である。尚、図９では、表記の都合上、２つの第２の交流端子９２２、９２５を示しているが、これらは１つの端子とみなすことができる。

第１の直流端子９２３は、第１のスイッチＵの正極端子と、第１のダイオードＤ５の正極端子との接続点に接続される。第１の直流端子９２３には、リアクトル１１３の他端が接続される。第２の直流端子９２４は、第２のスイッチＸの負極端子と、第２のダイオードＤ６の負極端子との接続点に接続される。第２の直流端子９２４には、整流器１１２の出力側の他端が接続される。本実施形態では、第１の直流端子９２３および第２の直流端子９２４が、インバータ部９２０の入力端である。以上のように第１の直流端子９２３と第２の直流端子９２４との間には直流電源部１１０が接続される。

ハイサイドコンデンサ９２６は、第１のスイッチＵの正極端子および第１のダイオードＤ５の正極端子の接続点と、第１のダイオードＤ５の負極端子および第２のダイオードＤ６の正極端子の接続点との間に接続される。前述したように、第１のスイッチＵの正極端子と、第１のダイオードＤ５の正極端子との接続点には、第１の直流端子９２３も接続される。また、第１のダイオードＤ５の負極端子と、第２のダイオードＤ６の正極端子との接続点には、第２の交流端子９２２も接続される。ハイサイドコンデンサ９２６は、極性を有するコンデンサである。

ローサイドコンデンサ９２７は、第２のスイッチＸの負極端子および第２のダイオードＤ６の負極端子の接続点と、第１のダイオードＤ５の負極端子および第２のダイオードＤ６の正極端子の接続点との間に接続される。前述したように、第２のスイッチＸの負極端子と、第２のダイオードＤ６の負極端子との接続点には、第２の直流端子９２４も接続される。また、第１のダイオードＤ５の負極端子と、第２のダイオードＤ６の正極端子との接続点には、ハイサイドコンデンサ９２６の一端が接続される。即ち、複数の第１のコンデンサを構成するハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７のうち、一方の第１のコンデンサであるハイサイドコンデンサ９２６の一端と、他方の第１のコンデンサであるローサイドコンデンサ９２７の一端とが相互に接続される。ローサイドコンデンサ９２７は、極性を有するコンデンサである。

時刻ｔ₁において、ハイサイドコンデンサ９２６の放電が完了すると、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_invがピークに達し、ハイサイドコンデンサ９２６の電圧Ｖ_mersc1が０（ゼロ）となる。よって、第１の直流端子９２３と第２の直流端子９２４との間の電圧が０（ゼロ）になる。この場合、図１０の状態Ｂのように、第２の交流端子９２２に流れ込んだ電流は、ダイオードＤ５を経由して第１の直流端子９２３に向かい、第１のスイッチＵを経由して、第１の交流端子９２１に向かう。この場合、ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_mersc1、Ｖ_mersc2は０（ゼロ）である。よって、第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸにかかる電圧も０（ゼロ）となる。ハイサイドコンデンサ９２６及びローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_mersc1、Ｖ_mersc2が０（ゼロ）である期間をＴ₀とする。

時刻ｔ₄において、ローサイドコンデンサ９２７の放電が完了すると、ローサイドコンデンサ９２７にかかる電圧Ｖ_mersc2は、０（ゼロ）となる。よって、第１の直流端子９２３と第２の直流端子９２４との間の電圧が０（ゼロ）になる。この場合、図１０の状態Ｅのように、第１の交流端子９２１に流れ込んだ電流は、第２のスイッチＸを経由して第２の直流端子９２４に向かい、第２のダイオードＤ６を経由して、第２の交流端子９２２に向かう。

図１１Ａに示すように、インバータ部９２０から出力される電流Ｉ_invとして、交流電流の１周期分の電流が出力される。即ち、インバータ部９２０は、スイッチング周波数ｆと同じ周波数の交流電流を出力する。本実施形態では、第１のスイッチＵおよび第２のスイッチＸを切り替えるスイッチング周波数が、磁気エネルギー回生スイッチの出力周波数になる。

Claims (10)

1. 磁気エネルギー回生スイッチと、周波数設定装置と、制御装置と、疑似共振素子とを有し、直流電力を交流電力に変換し、当該交流電力を誘導性負荷に供給する電源システムであって、
   前記磁気エネルギー回生スイッチは、１つ又は複数の第１のコンデンサと、複数のスイッチと、を有し、
   前記周波数設定装置は、前記磁気エネルギー回生スイッチの出力周波数を設定し、
   前記制御装置は、前記複数のスイッチのオン・オフの動作を、前記周波数設定装置で設定された出力周波数に基づいて制御し、
   前記磁気エネルギー回生スイッチは、前記複数のスイッチのオン・オフにより、前記誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回収して前記第１のコンデンサに静電エネルギーとして蓄積することと、当該蓄積した静電エネルギーを前記誘導性負荷に供給することとを行い、
   前記疑似共振素子は、第２のコンデンサを含む少なくとも１つの受動素子からなり、
   前記第１のコンデンサは、前記誘導性負荷に対して直列に配置され、
   前記第２のコンデンサは、前記磁気エネルギー回生スイッチの出力端よりも前記誘導性負荷側に、前記誘導性負荷に対して直列に接続されるものであり、
   前記磁気エネルギー回生スイッチの出力端よりも前記誘導性負荷側の誘導性リアクタンスの値は、前記磁気エネルギー回生スイッチの出力端よりも前記誘導性負荷側の容量性リアクタンスの値を上回り、
   前記複数のスイッチは、前記第１のコンデンサの両端の電圧が０（ゼロ）であるときに、オン・オフの切り替えを行うことを特徴とする電源システム。
2. 前記疑似共振素子の誘導性リアクタンスと前記誘導性負荷の誘導性リアクタンスとの合成リアクタンスの値は、前記疑似共振素子の容量性リアクタンスの値を上回ることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
3. 前記第２のコンデンサの静電容量の値は、前記疑似共振素子のインダクタンスと前記誘導性負荷のインダクタンスとの合成インダクタンスと、前記スイッチのオン・オフの周波数が前記出力周波数であるときの角周波数の２乗とを乗算した値の逆数を上回る値であることを特徴とする請求項１または２に記載の電源システム。
4. 前記出力周波数は、共振周波数以下であり、
   前記共振周波数は、前記第１のコンデンサと、前記疑似共振素子と、前記誘導性負荷とを含む共振回路における共振周波数であることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の電源システム。
5. 前記第１のコンデンサの静電容量をＣ_ｍ［Ｆ］、前記疑似共振素子のインダクタンスと前記誘導性負荷のインダクタンスとの合成インダクタンスをＬ［Ｈ］、前記第２のコンデンサの静電容量をＣ_ｒ［Ｆ］、前記スイッチのオン・オフの周波数が前記出力周波数であるときの角周波数をω［ｒａｄ／ｓ］とした場合に、以下の（Ａ）式が成り立つことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電源システム。
   

   
6. 前記磁気エネルギー回生スイッチの出力端と、前記疑似共振素子および前記誘導性負荷との間に配置された変圧器を更に有し、
   前記第１のコンデンサの静電容量をＣ_ｍ［Ｆ］、前記疑似共振素子のインダクタンスと前記誘導性負荷のインダクタンスとの合成インダクタンスをＬ［Ｈ］、前記第２のコンデンサの静電容量をＣ_ｒ［Ｆ］、前記スイッチのオン・オフの周波数が前記出力周波数であるときの角周波数をω［ｒａｄ／ｓ］、前記変圧器の１次巻線の巻き数を前記変圧器の２次巻線の巻き数で割った値である巻数比をｎとした場合に、以下の（Ｂ）式が成り立つことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電源システム。
   

   
7. 前記疑似共振素子は、第２のコンデンサからなり、
   前記疑似共振素子の誘導性リアクタンスおよびインダクタンスは０（ゼロ）であることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の電源システム。
8. 前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１の交流端子、第２の交流端子、第１の直流端子、および第２の直流端子を更に有し、
   前記複数のスイッチは、第１のスイッチ、第２のスイッチ、第３のスイッチ、および第４のスイッチの４つのスイッチであり、
   前記４つのスイッチのそれぞれは、正極端子と負極端子とを有し、
   前記４つのスイッチのそれぞれの前記負極端子から前記正極端子への導通状態は、常に電流が流れることができる状態であり、
   前記４つのスイッチのそれぞれの前記正極端子から前記負極端子への導通状態は、前記制御装置からの信号による前記スイッチのオン・オフにより、電流が流れることができる状態とできない状態との何れかの状態になり、
   前記第１のスイッチの前記負極端子と前記第２のスイッチの前記正極端子とが相互に接続され、前記第１のスイッチの前記正極端子と前記第３のスイッチの前記正極端子とが相互に接続され、
   前記第４のスイッチの前記負極端子と前記第２のスイッチの前記負極端子とが相互に接続され、前記第４のスイッチの前記正極端子と前記第３のスイッチの前記負極端子とが相互に接続され、
   前記第１の交流端子は、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点に接続され、
   前記第２の交流端子は、前記第３のスイッチと前記第４のスイッチとの接続点に接続され、
   前記第１の直流端子は、前記第１のスイッチの前記正極端子と前記第３のスイッチの前記正極端子とに接続され、
   前記第２の直流端子は、前記第２のスイッチの前記負極端子と前記第４のスイッチの前記負極端子とに接続され、
   前記第１のコンデンサは、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子の間に接続され、
   前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間には直流電源が接続され、
   前記誘導性負荷は、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に接続され、
   前記第２のコンデンサは、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に前記誘導性負荷に対して直列に接続され、
   前記制御装置は、前記第１のスイッチおよび前記第４のスイッチの前記正極端子から前記負極端子への導通状態が、電流が流れることができる状態であり、且つ、前記第２のスイッチおよび前記第３のスイッチの前記正極端子から前記負極端子への導通状態が、電流が流れることができない状態である時間と、前記第１のスイッチおよび前記第４のスイッチの前記正極端子から前記負極端子への導通状態が、電流が流れることができない状態であり、且つ、前記第２のスイッチおよび前記第３のスイッチの前記正極端子から前記負極端子への導通状態が、電流が流れることができる状態である時間とを、前記周波数設定装置で設定された出力周波数に基づいて制御することを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の電源システム。
9. 前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１の還流素子、第２の還流素子、第１の交流端子、第２の交流端子、第１の直流端子、および第２の直流端子を更に有し、
   前記第１のコンデンサは、２つあり、
   前記複数のスイッチは、第１のスイッチおよび第２のスイッチの２つのスイッチであり、
   前記２つのスイッチのそれぞれは、正極端子と負極端子とを有し、
   前記２つのスイッチのそれぞれの前記負極端子から前記正極端子への導通状態は、常に電流が流れることができる状態であり、
   前記２つのスイッチのそれぞれの前記正極端子から前記負極端子への導通状態は、前記制御装置からの信号による前記スイッチのオン・オフにより、電流が流れることができる状態とできない状態との何れかの状態になり、
   前記第１の還流素子および前記第２の還流素子のそれぞれは、正極端子と負極端子とを有し、
   前記第１の還流素子および前記第２の還流素子のそれぞれの前記負極端子から前記正極端子への導通状態は、常に電流が流れることができる状態であり、
   前記第１の還流素子および前記第２の還流素子のそれぞれの前記正極端子から前記負極端子への導通状態は、常に電流が流れることができない状態であり、
   前記第１のスイッチの前記負極端子と、前記第２のスイッチの前記正極端子とが相互に接続され、
   前記第１の還流素子の前記負極端子と、前記第２の還流素子の前記正極端子とが相互に接続され、
   前記第１のスイッチの前記正極端子と、前記第１の還流素子の前記正極端子とが相互に接続され、
   前記第２のスイッチの前記負極端子と、前記第２の還流素子の前記負極端子とが相互に接続され、
   前記２つの前記第１のコンデンサの一方は、前記第１のスイッチおよび前記第１の還流素子の接続点と、前記第１の還流素子および前記第２の還流素子の接続点との間に接続され、
   前記２つの前記第１のコンデンサの他方は、前記第２のスイッチおよび前記第２の還流素子の接続点と、前記第１の還流素子および前記第２の還流素子の接続点との間に接続され、
   前記第１の交流端子は、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点に接続され、
   前記第２の交流端子は、前記第１の還流素子と前記第２の還流素子との接続点に接続され、
   前記第１の直流端子は、前記第１のスイッチの前記正極端子と、前記第１の還流素子の正極端子とに接続され、
   前記第２の直流端子は、前記第２のスイッチの前記負極端子と、前記第２の還流素子の負極端子とに接続され、
   前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間には直流電源が接続され、
   前記誘導性負荷は、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に接続され、
   前記第２のコンデンサは、前記第１の交流端子と前記第２の交流端子との間に前記誘導性負荷に対して直列に接続され、
   前記制御装置は、前記第１のスイッチの前記正極端子から前記負極端子への導通状態が、電流が流れることができる状態であり、且つ、前記第２のスイッチの前記正極端子から前記負極端子への導通状態が、電流が流れることができない状態である時間と、前記第１のスイッチの前記正極端子から前記負極端子への導通状態が、電流が流れることができない状態であり、且つ、前記第２のスイッチの前記正極端子から前記負極端子への導通状態が、電流が流れることができる状態である時間とを、前記周波数設定装置で設定された出力周波数に基づいて制御することを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の電源システム。
10. 前記誘導性負荷は、被加熱物を誘導加熱するためのコイル、または、通電加熱される少なくとも１つの被加熱物を含むことを特徴とする請求項１〜９の何れか１項に記載の電源システム。

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