JP2012125064A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ソフトスイッチング機能を有した磁気エネルギー回生スイッチを用いて、入力電流のＰＦＣ作用を実現し、併せてスイッチング損失をも低減した交流直流変換ができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１は、入力部１００と、ＭＥＲＳ１１０と、出力部１２０と、インダクタＬとコンデンサＣとから構成されるローパスフィルタと、を備える。コンデンサＣが入力部１００とＭＥＲＳ１１０との間に並列に接続され、インダクタＬが入力部１００とＭＥＲＳ１１０との間に直列に接続されることにより、入力センサーなしに、簡単な制御で、入力電流のＰＦＣ作用を実現し、併せて損失を低減する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

交流電流をダイオード整流器で直流電流に変換すると、整流された電流は断続し、これによって、交流側に高調波が発生する。交流電流に高調波が発生すると、力率が低下するため、フィルターやリアクタンスを用いることによって電流波形を滑らかにするのが好ましいことが知られている。

交流電流から力率１で電力を変換する方法として、小刻みにスイッチングすれば電圧に比例しかつ平均した電流になるという考えのもと，コイルの短絡電流が短絡時間と電圧に比例する回路が提案されている。

特開平３−２０７２６８号公報

しかし、特許文献１に係る回路は、交流周波数よりはるかに高速にオン・オフさせる半導体スイッチを必要とする。より高速なスイッチング周波数となると、電流の断続に伴うスイッチングの損失が半導体スイッチの導通損を上回る大きさになり、スイッチング損失による効率が低下するという問題がある。
また、高力率で電力を変換する回路としてＰＦＣ（Power Factor Correction）回路が考えられるが、電流センサの存在により部品数が増えることによる信頼性の低下や、電流波形を入力電圧に比例した大きさにするようにパルス幅変調（PWM）を行っているため制御が複雑になるという問題がある。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、ソフトスイッチング機能を有した磁気エネルギー回生スイッチを用いて、入力電流のＰＦＣ作用を実現し、併せてスイッチング損失をも低減した交流直流変換ができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第一の観点に係る電力変換装置は、
第１のインダクタと
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子を備える整流器と、
前記整流器の第１の直流出力端子に一方の極が、前記整流器の第２の直流出力端子に他方の極が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの一方の極に一端を接続された第２のインダクタと、
第１と第２の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子を備え、前記第１の交流端子が前記第２のインダクタの他端に、前記第２の交流端子が前記整流器の前記第２の直流出力端子に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチのオン・オフを制御する制御手段と、
を備え、
前記整流器の前記第１と第２の交流入力端子の間に交流電源と第１のインダクタが直列に接続されている、ことを特徴とする。

上記目的を達成するため、本発明の第二の観点に係る電力変換装置は、
第１と第２の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子を備え、前記第１と第２の交流入力端子の間に交流電源を接続された整流器と、
前記整流器の第1の直流出力端子に一端を接続された第１のインダクタと、
前記第１のインダクタの他端に一方の極が、前記整流器の第２の直流出力端子に他方の極が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの一方の極に一端を接続された第２のインダクタと、
第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、を備え、前記第１の交流端子を前記第２のインダクタの他端に、前記第２の交流端子を前記整流器の前記第２の直流出力端子に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチのオン・オフを制御する制御手段と、
前記コンデンサの１方の極にカソードが、前記コンデンサの他方の極にアノードが接続されたダイオードと、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ソフトスイッチング機能を有した磁気エネルギー回生スイッチを用いて、入力電流のＰＦＣ作用を実現し、併せてスイッチング損失をも低減した交流直流変換ができる電力変換装置を提供することが可能となる。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 図１の電力変換装置の電流の経路を示す図である。 図１の電力変換装置の電流の経路を示す図である。 図１の電力変換装置の電流の経路を示す図である。 図１の電力変換装置の電流の経路を示す図である。 図１の回路の電圧及び電流の変化を示す図である。 図６における電流の値が０の付近での変化を拡大した図である。 図１の回路のインダクタＬに流れる電流及びコンデンサに係る電圧および動作信号の波形を拡大した図である。 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の第６の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成の変形例を示す図である。

（第１の実施形態）
＜構成＞
以下、第１の実施形態に係る電力変換装置１を、図１を参照して説明する。

図１に示すように、電力変換装置１は、入力部１００と、ＭＥＲＳ１１０と、出力部１２０と、インダクタＬと、コンデンサＣと、コンデンサＣｃと、制御部ＣＴＬと、を備える。

コンデンサＣは入力部１００、ＭＥＲＳ１１０と並列に接続される。インダクタＬは入力部１００、ＭＥＲＳ１１０と直列に接続される。インダクタＬとコンデサンＣとによって、ローパスフィルタが構成される。

コンデンサＣｃはＭＥＲＳ１１０と出力部１２０との間に設けられており、これらと直列に接続されている。

入力部１００は、交流電源ＶＳと、インダクタＬＡと、整流器ＤＢＡと、を備える。

交流電源ＶＳとインダクタＬＡとダイオード整流器ＤＢＡとは直列に接続されている。より詳細には、交流電源ＶＳの一端はインダクタＬＡの一端に、交流電源ＶＳの他端はダイオード整流器ＤＢＡの交流入力端子の一端に、インダクタＬＡの他端は、ダイオード整流器ＤＢＡの交流入力端子の他端に接続されている。なお、交流電源ＶＳは、例えば５０Ｈｚ、１００Ｖの商用電源である。

ダイオード整流器ＤＢＡの直流入力端子の一端は、インダクタＬの一端とコンデンサＣの一端との共通部分に接続され、ダイオード整流器ＤＢＡの直流入力端子の他端は、コンデンサＣの他端と後述するＭＥＲＳ１１０の交流端子ＡＣ２との共通の接地点に接続されている。

ＭＥＲＳ１１０は、交流端子ＡＣ１、ＡＣ２と、直流端子ＤＣ１、ＤＣ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２、ＳＷ３と、コンデンサＣＭと、ダイオードＤ１とＤ４と、から構成される。交流端子ＡＣ１にダイオードＤ１のアノードと逆導通型半導体スイッチＳＷ２のドレインとが、交流端子ＡＣ２に逆導通型半導体スイッチＳＷ３のソースとダイオードＤ４のカソードとが、直流端子ＤＣ１にダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣＭの一端と逆導通型半導体スイッチＳＷ３のドレインとが、直流端子ＤＣ２に逆導通型半導体スイッチＳＷ２のソースとコンデンサＣＭの他端とダイオードＤ４のアノードとが、接続されている。

逆導通型半導体スイッチＳＷ２は、ダイオードＤ２と、ダイオードＤ２に並列に接続された自己消弧型素子Ｓ２とから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ３は、ダイオードＤ３と、ダイオードＤ３に並列に接続された自己消弧型素子Ｓ３とから構成される。なお、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３は、例えば、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、ダイオードＤ２及びＤ３は逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３の寄生ダイオードである。

自己消弧型素子Ｓ２及びＳ３はゲートＧ２及びＧ３を備える。自己消弧型素子Ｓ２及びＳ３がオンになると、ダイオードＤ２及びＤ３は短絡され、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３が順逆両方向（ソース−ドレインの両方向）にオンする。自己消弧型素子Ｓ２及びＳ３がオフになると、ダイオードＤ２及びＤ３が機能し、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３はダイオードＤ２及びＤ３の導通方向に対して逆方向がオフ（ドレインからソースへの方向がオフ）する。

出力部１２０は、トランスＴと、整流器ＤＢＤと、充電池ＶＤとを備える。

トランスＴの１次側の一端は、コンデンサＣｃの一端に接続され、コンデンサＣｃの他端はＭＥＲＳ１１０の直流端子ＤＣ１に接続され、トランスＴの１次側の他端は、ＭＥＲＳ１１０の直流端子ＤＣ２に接続されている。

トランスＴの２次側は、ダイオード整流器ＤＢＡの交流入力部分に接続されており、ダイオード整流器ＤＢＡの直流出力部分は、充電池ＶＤに接続されている。

制御部ＣＴＬは、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３のゲートＧ２及びＧ３に、ゲート信号ＳＧを供給する。ゲート信号ＳＧは、オン信号とオフ信号から構成される。逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３は、ゲート信号ＳＧがオン信号であればオンし、オフ信号であればオフする。

ゲート信号ＳＧは、交流電源ＶＳの出力周波数より、高い周波数を持つパルス信号である。また、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３に流れる電流が実質的に０であるときにオフ信号からオン信号に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３に印加される電圧が実質的に０Ｖの時にオン信号からオフ信号に切り替わるように、ゲート信号ＳＧは予め設定されている。本実施形態では、ゲート信号ＳＧは、ハイレベルの電圧と、ローレベルの電圧のデューティ比が０．５で、周波数１０ｋＨｚのパルス信号である。

＜動作説明＞
次に、上記構成の電力変換装置１の動作について図２〜図５を使って説明する。

初期状態は、後述のフェイズＰ４（図５）の状態であり、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３は共にオフで、コンデンサＣに電荷が蓄積されているものとして説明する。

「フェイズＰ１」（図２）
制御部ＣＴＬは、ゲートＧ２，Ｇ３に供給する信号をオフからオンに切り替える。すなわち、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３はオフからオンに切り替わる。すると、電流は、コンデンサＣＭの正極からオンの自己消弧型素子Ｓ３を介し、コンデンサＣまたはダイオード整流器ＤＢＡを流れた後、インダクタＬを流れ，オンの自己消弧型素子Ｓ２を介し、コンデンサＣＭの負極に流れる。
この電流によって、インダクタＬは磁気エネルギーを蓄積する。
また、コンデンサＣＭの電圧は、コンデンサＣｃ及びトランスＴの一次側のコイルにも印加される。そのため、コンデンサＣＭに蓄積された電力の一部は、コンデンサＣｃ，トランスＴ及びダイオード整流器ＤＢＤを介し、充電池ＶＤに供給される。以後の各フェイズにおいてコンデンサＣＭの電圧によって充電池ＶＤに電力は供給される。

「フェイズＰ２」（図３）
コンデンサＣＭの静電エネルギーが全て放出され、コンデンサＣＭの両端電圧が略０になると、電流は、ダイオードＤ１とオンの自己消弧型素子Ｓ３を通る経路と、オンの自己消弧型素子Ｓ２とダイオードＤ４を通る経路と、の２つの経路を通って、ダイオード整流器ＤＢＡ又はコンデンサＣを流れた後、インダクタＬを流れる。
この電流によって、インダクタＬは、更に、磁気エネルギーを蓄積する。

「フェイズＰ３」（図４）
次に、制御部ＣＴＬは、予め設定されたタイミングで、ゲート信号ＳＧをオン信号からオフ信号に切替える。自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３はオンからオフに切り替わる。インダクタＬを流れる電流は、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣＭの正極に流入し、コンデンサＣＭの負極から流れ出す電流は、ダイオードＤ４を介してダイオード整流器ＤＢＡ又はコンデンサＣを流れた後、インダクタＬを流れる。
この電流によって、インダクタＬに蓄積されていた磁気エネルギーは、コンデンサＣＭに、電荷の形で静電エネルギーとして回収される。
また、コンデンサＣＭの電圧は、コンデンサＣｃ及びトランスＴの一次側のコイルにも印加される。そのため、上述のように、コンデンサＣＭに蓄積された電力の一部が、充電池ＶＤに供給される。

「フェイズＰ４」（図５）
インダクタＬの磁気エネルギーがなくなると、インダクタＬの磁気エネルギーによるコンデンサＣＭの充電は終了する。なお、コンデンサＣは交流電源ＶＳによって充電される。
このフェイズにおいても、上述のように、コンデンサＣＭの一部の電力が、充電池ＶＤに供給される。

次に、制御部ＣＴＬは、予め設定されたタイミングで、ゲート信号ＳＧをオフ信号からオン信号に切替える。すなわち、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３はオフからオンに切り替わる。すると、回路は、上述のフェイズＰ１のように、再び動作する。
以後、上記フェイズＰ１〜Ｐ４の動作を繰り返す。

以上のように、上記フェイズＰ１〜Ｐ４で説明した動作を繰り返すことによって、電流の流れが制御される。電流は、上述の動作からわかるように、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３のオン・オフのタイミングによって制御することができる。

なお、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３のオン・オフが切り替わる時、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３を流れる電流は略ゼロであり、コンデンサＣＭの電圧は略ゼロである。

＜説明＞
本発明では、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３がオフの時、交流電源ＶＳの出力電圧は、ダイオード整流器ＤＢＡを介して、インダクタＬとコンデンサＣＭの直列回路に印加される。そのため、コンデンサＣＭに発生する各電圧パルスのピークは、交流電源ＶＳから供給されている電圧の絶対値にほぼ比例する。コンデンサＣＭに流れこむ電流の位相と交流電源ＶＳの出力電圧の位相とはほぼ同位相になる。なお、コンデンサＣＭに流入する電流と交流電源ＶＳから流出する電流とは、ほぼ比例している。

よって、交流電源ＶＳから流出する電流の位相と交流電源ＶＳの出力電圧の位相とはほぼ同位相となり、ＰＦＣ作用が実現されることとなる。

ここで重要なのは、交流電源ＶＳが出力した交流電流を整流するダイオード整流器ＤＢＡの直後にコンデンサＣを並列に接続し、コンデンサＣとＭＥＲＳ１１０との間にインダクタＬを設けることである。

ダイオード整流器の前にインダクタがある場合と、ダイオード整流器の後にインダクタがある場合との違いについて説明する。

ダイオード整流器の前にインダクタＬＡがあると、コンデンサＣは、ゲートＧ２、Ｇ３のオン毎に、電荷をインダクタＬを介してＭＥＲＳにより放電することから、コンデンサＣの電圧が負になることはなく、毎回決まった電圧に比例した電荷がコンデンサＣに蓄積される。ＭＥＲＳスイッチのオンによって、コンデンサＣにたまっていた電荷がＬに蓄積される。

ダイオード整流器の後にインダクタＬＡがあると、コンデンサＣの電圧は負になる場合もある。この場合、インダクタＬＤおよび整流器ＤＢＡに電流が流れ続けると、交流入力電流がダイオード整流器ＤＢＡの各ダイオードで断続してしまう。

よって、ダイオード整流器の後にインダクタがある回路よりも、ダイオード整流器の前にインダクタＬＡがある本発明に係る回路のほうが、交流入力電流の断続を回避してセンサなしでＰＦＣ動作が可能となることから、より適しているということができる。

具体例として、交流電源ＶＳを１００Ｖ５０Ｈｚとし、インダクタＬＡ=１０ｍＨ、インダクタＬ=１００μＨ、コンデンサＣ＝２μＦ、コンデンサＣＭ=０．５μＦ、コンデンサＣｃ=２μＦ、トランスＴは１対１のトランス、ゲートＧ２、Ｇ３のＯＮ・ＯＦＦのパルス周波数は１０ｋＨｚとした場合について考える。ここで、充電池ＶＤにはＤＣ３００Ｖが供給され、約９００Ｗの電力変換がおこなわれている。

以上の条件における電圧の波形を図６に、これを拡大したものを図７に示す。
Ｖacinは交流電源ＶＳの電圧、Ｉacinは交流電源ＶＳの電流、Ｖ１はコンデンサＣの電圧、Ｖｇは自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３の動作（１Ｖでオン、０Ｖでオフ）を指している。

また、この例では、コンデンサＣＭはインダクタＬの電流エネルギーを蓄積して６００Ｖ以上に上昇している。つまり、ＭＥＲＳ１１０を介すことによって交流電源ＶＳの出力は昇圧して充電池ＶＤに供給される。

なお、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３がオフの際には、交流電源ＶＳとインダクタＬとコンデンサＣＭとは直列回路をなしていることから、コンデンサＣＭのピーク電圧は、インダクタＬとコンデンサＣＭとの共振条件によって定まる。よって、インダクタＬのインダクタンスやコンデンサＣＭのキャパシタンスを適宜調整することによって、コンデンサＣＭのピーク電圧は調整できる。

以上のように、ダイオード整流器ＤＢＡの直後にコンデンサＣを接続し、ＭＥＲＳ１１０を用いた電力変換装置１が、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３がオンの際、コンデンサＣＭが放電し、コンデンサＣＭの両端電圧がゼロになると電流がＭＥＲＳ１１０を還流し、その後、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３をオフにすると、コンデンサＣＭが充電する、という一連の動作を、ＭＥＲＳ１１０の自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３を決まったオン・オフ周期で動作することで、少ない部品と簡単な制御で、パルス幅一定で、なんらのセンサなしに高調波を抑制し、スイッチング損失を低減したソフトスイッチングが実現され、併せて、交流入力電流のＰＦＣ作用をも実現することができる。また，自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３のオン幅やスイッチング周波数を変えることで出力電力を調整できる電力変換装置を実現することができる。

次に、インダクタＬに流れる電流、コンデンサＣＭおよびコンデンサＣに係る電圧および自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３の動作信号について波形を拡大したものを図８に示す。

なお、Ｉ（Ｌ１）はインダクタＬに流れる電流を、ＶｃはコンデンサＣＭに係る電圧を、Ｖ１はコンデンサＣに係る電圧を、Ｖｇは自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３の動作信号を表している。

これを見ると、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３のオンにより，インダクタＬに電流が流れ始め、２つのコンデンサＣとＣＭの電圧を全放電するまで導通し、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３がオフするとコンデンサＣＭの電圧Ｖｃが上昇し電荷が蓄えられて静電エネルギーが蓄積していることが分かる。換言すると、逆導通型半導体スイッチがＳＷ２及びＳＷ３は、電流が実質的に流れていないときにオンされ、電圧が略０の時にオフされている。すなわちソフトスイッチングが実現している。

以上説明した動作を行うことにより、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置１によって、入力電流のＰＦＣ作用を実現し、併せてスイッチング損失をも低減した交流直流変換が実現できる。

（第２の実施形態）
第２実施形態に係る電力変換装置２は、図９に示すように、第１の実施形態の電力変換装置１のコンデンサＣｃをダイオードＤＰに置き換えた構成を有しており、出力部１２０は充電池ＶＤのみとなっている。

なお、ダイオードＤＰのアノードはＭＥＲＳ１１０の直流端子ＤＣ１に接続し、カソードは充電池ＶＤの一端に接続し、充電池ＶＤの他端は、ＭＥＲＳ１１０の直流端子ＤＣ２に接続されている。

電力変換装置２は、ダイオードＤＰにより、電流の逆流を防止している。これにより、第１の実施の形態に比べて、出力が上がる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態に係る電力変換装置３は、図１０に示すように、第１の実施形態に係る電力変換装置１のトランスＴを中間タップ付きのトランスＴＴに置き換え、また、この場合、ブリッジ整流は不利であるので，整流器ＤＢＤに代えてダイオードＤＤ１とＤＤ２を配置して整流している。

なお、ダイオードＤＤ１のアノードはトランスＴＴの一端に接続し、カソードは充電池ＶＤの正極に接続されている。また、ダイオードＤＤ２のアノードは、トランスＴＴの他端に接続し、カソードは充電池ＶＤの正極に接続されている。

これにより、中間タップ付きのトランスＴＴの変圧比を変えることで、充電池ＶＤに出力される電圧を変えることができる。

（第４の実施形態）
第４の実施形態に係る電力変換装置４は、図１１に示すように、第２の実施形態に係る電力変換装置に更にダイオードＤＰ１を備えることにより、電流の逆流を防止している。また、インダクタＬＡは、入力部１００になく、整流器ＤＢＡの直後に直列に接続されている。

なお、ダイオードＤＰ１のアノードはコンデンサＣの一端に、カソードはコンデンサＣの他端に接続されている。すなわち、ダイオードＤＰ１とコンデンサＣとは並列接続されている。

コンデンサＣに並列に配置されたダイオードＤＰ１によって、コンデンサＣの電圧は正に保たれ、よって、整流器ＤＢＡの電流は断続せずに、常に一定の向きで電流が流れるとともに、高周波電流が整流器ＤＢＡに流れないことから、更に損失が減り、出力をあげることができる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態に係る電力変換装置５は、図１２に示すように、第１の実施形態に対して、ＭＥＲＳ１１０と同一のＭＥＲＳ１２０を用意している。
これにより、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３がオンの時は自己消弧型素子Ｓ２’、Ｓ３’はオフ、逆に、自己消弧型素子Ｓ２、Ｓ３がオフの時は自己消弧型素子Ｓ２’、Ｓ３’はオンにして、交互にパルスを発生させ，さらに、２巻線トランスに導けば，巻き線のＤＣ分が相殺されるとともにトランスの製作が容易になる。

また上記各実施形態では、ＭＥＲＳの直流端子ＤＣ１−ＤＣ２間、あるいは、交流端子ＡＣ１−ＡＣ２間に負荷を接続していたが、本実施形態のように、インダクタＬに並列にトランスの１次側を接続してもよい。もちろん、インダクタＬの代わりにトランスの１次側を接続してもよい。この場合、インダクタＬのインダクタンスにトランスの漏れインダクタンスが等しくなるようにする。また、負荷の接続方法はこれらの接続方法に限定されず、ＭＥＲＳの直流端子と交流端子との間に負荷を接続してもよい。
このように、本発明は負荷の接続方法に限定はない。つまり、本発明に係る電力変換装置は、交流電源から出力される交流電力からＭＥＲＳに、高調波の少なく省エネルギーで、ＰＦＣ可能で、昇圧した直流電圧を簡単な制御で発生させることができる装置である。

（第６の実施形態）
第６の実施形態に係る電力変換装置６は、図１３に示すように、第１の実施形態での単相交流電源に代えて三相交流電源とし、各相毎に回路を用意して、直流側で合成する応用例である。
なお、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３は図１のインダクタＬＡに相当し、整流器ＤＢは図１の整流器ＤＢＡに相当し、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３は図１のコンデンサＣに相当し、インダクタＬＤ１、ＬＤ２、ＬＤ３は図１のインダクタＬに相当する。

（変形例）
上述の実施形態においては、トランスＴの１次側は、ＭＥＲＳ１１０から導かれていたが、必ずしもＭＥＲＳ１１０から導かれる必要はない。これについて、例えば、第１の実施形態の変形例を図１４に示す。
ここで、第１の実施形態と変形例とでは、トランスＴの１次側とＭＥＲＳ１１０との接続方法が異なっている。
すなわち、変形例では、ＭＥＲＳ１１０のＡＣ１端子は、インダクタＬの一端とコンデンサＣｃの一端との共通部分に接続されており、コンデンサＣｃの他端はトランスＴの一端に接続し、ＭＥＲＳ１１０のＡＣ２端子は、トランスＴの他端とコンデンサＣの一端と整流器ＤＢＡの直流端子の一端との共通部分に接続されている。

なお、本発明は、上記に開示した実施形態に限定されず、上記の実施形態の一部又は全部について、適宜変形して実施することができる。

例えば、交流電源ＶＳは、商用電源であるとして説明したが、発電機であってもよい。

また、上記逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴに限定されない。逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３は、通常のバイポーラトランジスタとダイオードとから構成してもよいし、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｙ−ｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やサイリスタから構成してもよい。その他、任意のスイッチング用の素子とダイオードとから構成されていてもよい。
また、自己消弧型素子Ｓ２及びＳ３が、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ等の素子であってもよい。

また、上記実施形態では、トランスを介して負荷を接続していた。しかし、トランスを用いずに直接負荷を接続してもよい。負荷としては、誘導性負荷（例えば、蛍光灯やＨＩＤランプ、モータ、誘導加熱用コイル）が好ましい。
誘導性負荷であれば、その誘導性負荷自身は低力率であるため、本発明に係る電力変換装置による簡単な制御でのＰＦＣを効果が顕著になる。

また、本発明においては、上述のように、所望の周波数でＭＥＲＳのコンデンサを共振させることができる。よって、負荷との共振周波数が変更しても、共振を維持させることができる。
負荷の共振周波数が変化する例として、誘導加熱用のコイルがある。誘導加熱用のコイルでは、加熱対象（例えば、鍋）の位置が移動されるだけで、共振が維持されなくなる。そのため、加熱対象を移動させると、加熱の効率が悪くなることがある。
しかし、本発明を、誘導加熱に応用すると、負荷の共振が変動しても（加熱対象が移動されても）、共振が維持されるため、加熱対象を効率的に加熱することができる。具体的には、各上記実施形態のトランスＴの一次側を誘導加熱用コイルとし、二次側を加熱対象と見做せばよい。

１、２、３、４、５、６、７ 電力変換装置
１１０、１１１ 磁気エネルギー回生スイッチ
ＡＣ１、ＡＣ２、ＡＣ１’、ＡＣ２’ 交流端子
ＤＣ１、ＤＣ２、ＤＣ１’、ＤＣ２’ 直流端子
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ２’、ＳＷ３’ 逆導通型半導体スイッチ
Ｓ２、Ｓ３、Ｓ２’、Ｓ３’ 自己消弧型素子
Ｇ２、Ｇ３、Ｇ２’、Ｇ３’ ゲート
Ｃ、ＣＭ、ＣＭ’、Ｃｃ、ＣＤ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ
ＤＢ、ＤＢＡ、ＤＢＤ 整流器
Ｔ、ＴＡ、ＴＴ、ＴＤ トランス
Ｌ、ＬＡ、ＬＢ１、ＬＢ２、ＬＬ、Ｌ’、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、ＬＤ１、
ＬＤ２、ＬＤ３ インダクタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ１’、Ｄ２’、Ｄ３’、Ｄ４’、 ＤＰ、ＤＰ１、ＤＤ１、ＤＤ２ ダイオード
ＶＳ 交流電源
ＶＳＡ 三相交流電源
ＶＤ 充電池

Claims (9)

1. 第１のインダクタと、
   第１と第２の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子を備える整流器と、
   前記整流器の第１の直流出力端子に一方の極が、前記整流器の第２の直流出力端子に他方の極が接続されたコンデンサと、
   前記コンデンサの一方の極に一端を接続された第２のインダクタと、
   第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子を備え、前記第１の交流端子が前記第２のインダクタの他端に、前記第２の交流端子が前記整流器の前記第２の直流出力端子に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
   前記磁気エネルギー回生スイッチのオン・オフを制御する制御手段と、
   を備え、
   前記整流器の前記第１と第２の交流入力端子の間に交流電源と第１のインダクタが直列に接続されている、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 第１と第２の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子を備え、前記第１と第２の交流入力端子の間に交流電源を接続された整流器と、
   前記整流器の第1の直流出力端子に一端を接続された第１のインダクタと、
   前記第１のインダクタの他端に一方の極が、前記整流器の第２の直流出力端子に他方の極が接続されたコンデンサと、
   前記コンデンサの一方の極に一端を接続された第２のインダクタと、
   第１と第２の交流端子と、第１と第２の直流端子と、を備え、前記第１の交流端子を前記第２のインダクタの他端に、前記第２の交流端子を前記整流器の前記第２の直流出力端子に接続された磁気エネルギー回生スイッチと、
   前記磁気エネルギー回生スイッチのオン・オフを制御する制御手段と、
   前記コンデンサの１方の極にカソードが、前記コンデンサの他方の極にアノードが接続されたダイオードと、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
3. 前記磁気エネルギー回生スイッチは、
   第１乃至第４のダイオードと、第１乃至第２の自己消弧型素子と、コンデンサと、を更に備え、
   前記第１の交流端子に前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが、前記第１の直流端子には前記第１のダイオードのカソードと前記コンデンサの１方の極と前記第３のダイオードのカソードとが、前記第２の交流端子には前記第２のダイオードのアノードと前記コンデンサの他方の極と前記第４のダイオードのアノードとが、前記第２の直流端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードとが接続され、前記第２のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が並列に接続される磁気エネルギー回生スイッチであり、
   前記制御手段は、前記第１と第２の自己消弧素子のオン・オフを所定の周期で切り替えることで、前記磁気エネルギー回生スイッチのオン・オフを制御する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御手段が、前記第１乃至第２の自己消弧型素子のスイッチをオン・オフする周期は、前記交流電源の出力周波数より高い、
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御手段が、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１と第２の自己消弧素子をオンするときは、前記第１と第２の自己消弧素子には実質的に電流はながれておらず、オフするときは、前記磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサには実質的に電荷が蓄積されていない、
   ことを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置。
6. 前記第１及び第２の自己消弧型素子のオン・オフの１周期毎に、前記第１と第２のコンデンサの電圧は略０になる、
   ことを特徴とする請求項３乃至５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記磁気エネルギー回生スイッチの出力電力を安定化させる電力安定化手段を更に備える、
   ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 負荷からの電流を遮断するダイオードを更に備える、
   ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記第２のインダクタと前記コンデンサとはローパスフィルタを構成し、交流側から直流側に流れる高周波電流を遮断する、
   ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電力変換装置。