CN104221264A - 用于变流器电路的控制装置 - Google Patents

用于变流器电路的控制装置 Download PDF

Info

Publication number
CN104221264A
CN104221264A CN201280056085.4A CN201280056085A CN104221264A CN 104221264 A CN104221264 A CN 104221264A CN 201280056085 A CN201280056085 A CN 201280056085A CN 104221264 A CN104221264 A CN 104221264A
Authority
CN
China
Prior art keywords
value
control part
opportunity
control device
reactor current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201280056085.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104221264B (zh
Inventor
黑川不二雄
大西雅人
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nagasaki University NUC
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Nagasaki University NUC
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nagasaki University NUC, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Nagasaki University NUC
Publication of CN104221264A publication Critical patent/CN104221264A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104221264B publication Critical patent/CN104221264B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

对于DC/DC转换器电路，该控制装置从输出电压和输入电压来获得电抗器电流的峰值，并使得能够使用预定电流模式进行操作。对于AC/DC转换器电路，该控制装置在使用预定电流模式运行时完成功率系数改进。第一控制单元(211)输入输出电压(eo)的检测值，计算DC/DC转换器(1)的开关(Tr)的关闭时机预计值，以及将该预计值发送到开关驱动信号生成单元(213)。第二控制单元(212)输入所述输出电压(eo)和输入电压(Ei)的检测值，从第一控制单元(211)获取关闭时机预计值，基于所述关闭时机预计值计算所述DC/DC转换器(1)的电抗器电流(iL)的峰值，并且使用该峰值作为初始值来计算电抗器电流(iL)从作为开启时机预计值降低到预定预设值的时间。

Description

用于变流器电路的控制装置
技术领域
本发明涉及用于能够降低电能消耗的变流器电路的控制装置和用于能够提高功率系数的变流器电路的控制装置。特别地，本发明涉及用于执行DC/DC转换或AC/DC转换的变流器电路的控制装置；其中所述控制装置检测流经电抗的电流的峰值，预测所述电流通过操作从所述峰值降低到预定值的时间，并开启功率开关。
背景技术
图21(A)示出了属于升压和降压型的DC/DC转换器91，其以电流临界模式运行，并且还示出了控制装置92。
所述DC/DC转换器91包括电源PSDC(其生成直流的输入电压Ei)、晶体管开关Tr、电抗器L、二极管D和电容器C。
电源PSDC的一端连接到所述晶体管开关Tr的一端。
所述晶体管开关Tr的另一端连接到电抗器L的一端以及所述二极管D的阴极端。
电抗器L的另一端接地。
二极管D的阳极端连接到电容器C的一端和负载R的一端。
电容器C的另一端接地，并且所述负载R的另一端也接地。
在图21(A)中，用来测量电抗器电流(电流iL，其流经所述电抗器)的阻抗(用于测量的阻抗)rL串联到所述电抗器L。
所述控制装置92包括控制电路921和驱动器922。
所述控制电路921输入所述DC/DC转换器91的输入电压(输入电压Ei)和输出电压eo和电抗器电流iL，并且可执行电流临界模式中的控制。
在所述电流临界模式中，所述电抗器电流iL以锯齿波图案(或与锯齿波图案的形状相似的形状)的形式改变。在所述电流临界模式中，所述电抗器电流iL的最低电流值是零(或几乎为零的值)。
所述控制装置92测量所述电抗器L的两端之间的电压(电抗器电压vL)。
并且所述控制装置92基于vL/L(＝m1)和(eo-vL)/L(＝m2)计算iL改变到零的时间；其中“vL/L”是电抗器电流iL在ON(开启)周期(t1-t2)中的斜率，“(eo-vL)/L”是电抗器电流iL在OFF(关闭)周期(t1-t2)中的斜率，而iL改变到零的时间意味着开启的时机。
如上，执行通过电流临界模式的控制。
图22(A)示出了另一属于升压和降压型的DC/DC转换器93以及另一控制装置94。
在图22(A)中，电抗器L具有用于测量的次级线圈TL。
所述控制装置94包括控制电路941和驱动器942。
所述控制电路941输入所述DC/DC转换器93的输入电压(输入电压Ei)、及其输出电压eo和电抗器电压vL。
所述DC/DC转换器93能够以这种方式使用电流临界模式来执行控制。
如图22(A)所示，电抗器电压vL被测量为测量电压vL’。
控制电路941基于公式“Ldi＝-vLdt”计算电抗器电流iL变为零的时间。
图23示出了AC/DC转换器(开关电源)95以及控制装置96。
在图23中的系统中使用用来检测所述电抗器电流iL的技术。
在图23中，包括了向AC/DC转换器95的输入侧输入AC功率的整流器电路RCD。
所述控制装置96包括控制电路961和驱动器962。
所述控制电路961包括第三控制部(功率系数提高部)9611。
通过控制所述第三控制部9611生成的控制量，所述AC/DC转换器95使用电流临界模式运行。
以这种方式来提高AC/DC转换器95的功率系数。
现有技术文件
非专利文件
非专利文件1：Chia-AnYehetalProc.IEEEECCE,pp.1226-1231(2010)。
发明内容
本发明所解决的问题
然而，图21(A)的DC/DC转换器91必须包括用来测量电抗器电流iL的阻抗rL，这是因为所述DC/DC转换器91使用电流临界模式运行。
从而，存在一个问题，即由阻抗rL带来的电能损耗增加。
同样，图22(A)的DC/DC转换器93包括用来测量电抗器电流iL的次级线圈TL，这是由于DC/DC转换器93使用电流临界模式运行。
从而，图22(A)的系统的构成变得复杂。
自然地，图23的AC/DC转换器95也会发生相同的问题。
此外，由于电抗器电流iL的斜率是常量，所以在具有图21(A)的控制电路921、图22(A)的控制电路941、图22的控制电路961的情况下，错误频繁发生。
本发明的一个目标是提供基于DC/DC转换器电路的输出电压和输入电压计算电抗器电流的峰值并使用预定的电流模式控制DC/DC转换器电路的控制装置。
本发明的另一目标是提供使用预定的电流模式控制AC/DC转换器电路并改进所述AC/DC转换器的功率系数的控制装置。
解决问题的方案
本发明假定以下主题。
(1)
一种具有DC/DC转换器的变流器电路的控制装置，其包括第一控制部、第二控制部和开关驱动信号生成部：
其中所述第一控制部输入至少一个输出电压的检测值，
基于所述检测值计算所述DC/DC转换器的开关的关闭时机预计值，并向开关驱动信号生成部发送所述计算的结果；
所述第二控制部输入至少所述输出电压以及输入电压的检测值，并从所述第一控制部接收关闭时机预计值，
基于所述检测值和所述关闭时机预计值计算所述DC/DC转换器的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值的时间或将该时间加上附加时间的时间作为开启时机预计值，
向所述开关驱动信号生成部发送所述计算的结果；
所述开关驱动信号生成部从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值并当所述时间达到所述关闭时机预计值时关闭所述开关，以及
所述开关驱动信号生成部从所述第二控制部接收所述开启时机预计值并当所述时间达到所述开启时机预计值时开启所述开关。
在(1)的发明中，所述第一控制部能够输入输出电压和一个或多个其它电子量。
这些输入电子量能被用于生成控制量。
所述电子量是输入电压、输出电流、输出功率、输入电流、开关电流(流经开关的电流)、开关两端之间的电压、电抗器电流(流经所述电抗器的电流)、电抗器电压(所述电抗器两端之间的电压)或负载的值。
所述第二控制部能够输入输入电压、输出电压和一个或多个其它电子量。
这些输入电子量能够被用于生成控制量。
所述电子量是输出电流、输出功率、输入电流、开关电流(流经开关的电流)、开关两端之间的电压、电抗器电流(流经所述电抗器的电流)、电抗器电压(所述电抗器两端之间的电压)或负载的值。
(2)
根据(1)所述的变流器电路的控制装置：
其中所述第二控制部计算所述电抗器电流的所述峰值时时，至少将刚好在其之前(例如，在一个开关周期之前)的所述电抗器电流的谷值作为初始值。
(3)
根据(1)或(2)所述的变流器电路的控制装置：
其中所述第二控制部计算所述开启时机预计值时，使针对所述电抗器电流的预定预设值为零。
(4)
所述第二控制部基于构成所述DC/DC转换器的所述开关和响应于表示所述二极管的开状态和关状态的运行状态的等价电路，作出求出所述电抗器电流的上述峰值的第一微分等式并通过解开所述第一微分等式来求出所述电抗器电流的所述峰值(电流临界模式中的关闭时机，其是开时间)，
所述第二控制部作出求出所述电抗器电流达到所述预设值的时间的第二微分等式并通过以所述峰电流的值作为初始值解开所述第二微分等式来求出所述电抗器电流达到预定预设值(电流临界模式中的关闭时机(零交点)，其是关时间)的时间。
(5)
根据(4)所述的变流器电路的控制装置：
其中所述第一微分等式是由其中所述开关的运行状态是“开状态”以及所述二极管的运行状态是“关状态”的等价电路作出的；
所述第二微分等式是由所述开关的运行状态是“关状态”以及所述二极管的运行状态是“开状态”的等价电路而作出的。
(6)
根据(1)、(2)、(3)、或(4)所述的变流器电路的控制装置：
其中，
当所述变流器电路是升压和降压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2,
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo,
iL1＝C·(dec/dt),
eo＝ec+rciL1,
eo＝RiL2,
iL＝iL1+iL2,
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc),
当所述变流器电路是降压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2，
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)，
当所述变流器电路是升压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2，
Ei-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
其中，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间
Toff(＝t3-t2)是所述开关的关时间
Ei是输入电压
Ei *是输入电压的平均值
vTr是所述晶体管的“开状态”下的电压降
vD是二极管的电压降
iL是电抗器电流
iL1是来自电容器的电抗器的电流
iL2是来自负载的电抗器的电流
eo是输出电压
ec是电容器电压
R是负载电阻
rL是电抗器阻抗
rc是电容器阻抗
C是电容器。
(7)
一种具有对AC电源进行整流的整流器电路和将所整流的电压转换成DC电压的开关电源的变流器电路的控制装置，其中所述控制装置包括第一控制部和第二控制部：
其中所述第一控制部输入至少所述开关电源的输出电压的检测值，
基于所述检测值计算所述开关电源的开关的关闭时机预计值，以改进所述开关电源的功率系数；
所述第二控制部至少接收所述开关电源的输入电压和关闭时机预计值，
所述第二控制部计算所述变流器电路的电抗器电流的峰值，并计算开启时机预计值(其中开启时机预计值是当电抗器电流从定义为初始值的峰值降低到预定预设值时的时间或添加附加时间的时间)。
在(7)的发明中，所述第一控制部能够输入输出电压和一个或多个其它电子量。
这些输入电子量能被用于生成控制量。
所述电子量是输入电压、输出电流、输出功率、输入电流、开关电流(流经开关的电流)、开关两端之间的电压、电抗器电流(流经所述电抗器的电流)、电抗器电压(所述电抗器两端之间的电压)或负载的值。
所述第二控制部能够输入输入电压、关闭时机预计值和一个或多个其它电子量。
这些输入电子量能被用于生成控制量。
所述电子量是输出电压、输出电流、输出功率、输入电流、开关电流(流经开关的电流)、开关两端之间的电压、电抗器电流(流经所述电抗器的电流)、电抗器电压(所述电抗器两端之间的电压)或负载的值。
(8)
一种具有对AC电源进行整流的整流器电路和将所整流的电压转换成DC电压的开关电源的变流器电路的控制装置，其中所述控制装置包括第一控制部和第二控制部：
其中所述第一控制部输入至少所述变流器电路的输出电压的检测值，并计算所述开关电源的所述开关的关闭时机基本值；
所述第二控制部输入至少所述变流器电路的输入电压并接收关闭时机预计值，
计算所述变流器电流的电抗器电流的峰值，
计算开启时机预计值(其中开启时机预计值是当电抗器电流从定义为初始值的峰值降低到预定预设值时的时间或添加附加时间的时间)；
所述第三控制部输入至少所述关闭时机基本值，
计算所述关闭时机预计值，其中将针对功率系数改进的修正量添加到所述关闭时机基本值；以及
所述开关驱动信号生成部从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值，
当计时时间达到所述关闭时机预计值时关闭所述开关，
从所述第二控制部接收所述开启时机预计值，
当计时时间达到所述开启时机预计值时开启所述开关。
在(8)的发明中，所述第一控制部能够输入输出电压和一个或多个其它电子量。
这些输入电子量能被用于生成控制量。
所述电子量是输入电压、输出电流、输出功率、输入电流、开关电流(流经开关的电流)、开关两端之间的电压、电抗器电流(流经所述电抗器的电流)、电抗器电压(所述电抗器两端之间的电压)或负载的值。
所述第二控制部能够输入输入电压、输出电压和一个或多个其它电子量。
这些输入电子量能被用于生成控制量。
所述电子量是输出电流、输出功率、输入电流、开关电流(流经开关的电流)、开关两端之间的电压、电抗器电流(流经所述电抗器的电流)、电抗器电压(所述电抗器两端之间的电压)或负载的值。
注意到，所述第三控制部输入关闭时机基本值。
更为特殊地，所述第三控制部能够输入输入电压的检测值并输入来自所述第二控制部的电抗器电流峰值。
可基于这些电子量生成功率系数改进修正量所添加到的所述关闭时机预计值。
所述第二控制部能够输入所述输入电压的检测值、所述关闭时机预计值和输出电压。
可基于这些电子量生成所述变流器电路的电抗器电流的峰值。
此外，所述第二控制部能够输入所述输入电压的检测值、所述关闭时机预计值和所述输出电压的检测值。
可基于这些电子量生成所述变流器电路的电抗器电流的峰值。
(9)
根据(8)所述的变流器电路的控制装置：
其中所述关闭时机基本值是比例控制量、微分控制量、积分控制量或将其中至少两个放在一起的控制量。
(10)
根据(8)或(9)所述的变流器电路的控制装置：
其中所述第二控制部计算所述电抗器电流的所述峰值作为初始值，其中所述电抗器电流的谷值刚好在其之前(例如，在一个开关周期之前)。
(11)
根据(8)、(9)或(10)所述的变流器电路的控制装置：
其中所述第二控制部使用所述电抗器电流的预定预设值将所述开启时机预计值计算为零。
(12)
所述第二控制部基于根据表示所述开关和所述二极管的开状态或关状态的运行状态的等价电路作出要求上述电抗器电流的上述峰值的第一微分等式并通过解开所述第一微分等式来检测所述电抗器电流的所述峰值，
所述第二控制部作出用来要求所述电抗器电流达到所述预设值的时间的第二微分等式，并检测所述电抗器电流达到预定预设值(电流临界模式中的关闭时机，通过解开所述第二微分等式)的时间。
本发明的效果
在本发明的DC/DC转换器的控制装置中，基于所述输出电压和所述输入电压来检测所述电抗器电流的峰值。
通过计算电抗器电流从所述峰值达到预定值的时间，进行预测、控制。
在本发明的转换器中，任何用来测量所述电抗器电流的阻抗或次级线圈都不用于DC/DC转换器。
从而，不使用无用电能。此外，计划对所述电路进行简化。
现有技术中，检测所述电抗器电流的倾斜，以发现所述电抗器电流的峰值，并且在倾斜处直线是相似的。
根据本发明，未采用该常规技术。
根据本发明，控制装置通过解开简单微分等式(本发明的第一微分等式)来要求所述电抗器电流的峰值。
通过计算来预计所述电抗器电流达到来自该峰值的预定值的时间，并且所述控制装置控制所述变流器电路。
在本发明的控制装置中，基于输出电压和输入电压来检测所述电抗器电流的峰值。
此外，举例来讲，基于所述电抗器电流的峰值来检测所述电抗器电流的平均值。
在本发明的控制装置中，电抗器电流控制被实质执行。
从而，可在不直接检测所述电抗器电流的情况下改进功率系数。
附图说明
图1(A)是示出了将本发明的控制装置应用到属于升压和降压类型的DC/DC转换器的实施方式；
图1(B)是示出了所述控制装置的操作的流程图；
图2是示出了将本发明的控制装置应用到属于降压类型的DC/DC转换器的实施方式；
图3是示出了将本发明的控制装置应用到属于升压类型的DC/DC转换器的实施方式；
图4是图1中所示出的用于DC/DC转换器的控制装置的细节图；
图5示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的图；
图5(A)是当图1的DC/DC转换器使用电流连续模式运行时的波形图；
图5(B)是当图1的DC/DC转换器使用电流不连续模式运行时的波形图；
图6是当图1的DC/DC转换器使用电流临界模式运行时的波形图；
图6示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变；
图7(A)是示出了DC/DC转换器的操作状态的图；
图7(B)是操作模式的解释图；
图8是当属于升压和降压类型的DC/DC转换器的操作状态是OS_1时的操作解释图；
图8(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；
图8(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图9是当属于升压和降压类型的DC/DC转换器的操作状态是OS_2时的操作解释图；
图9(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；
图9(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图10是当属于降压类型的DC/DC转换器的操作状态是OS_1时的操作解释图；
图10(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；
图10(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图11是当属于降压类型的DC/DC转换器的操作状态是OS_2时的操作解释图；
图11(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；
图11(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图12是当属于升压类型的DC/DC转换器的操作状态是OS_1时的操作解释图；
图12(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；
图12(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图13是当属于升压类型的DC/DC转换器的操作状态是OS_2时的操作解释图；
图13(A)是示出了DC/DC转换器的等价电路的图；
图13(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图14是示出了当由本发明的控制装置使用电流临界模式控制属于升压和降压类型的DC/DC转换器时的模拟示例的图；
图15是示出了本发明的控制装置(针对AC/DC转换器的控制装置)的一种实施方式的图；
图16是图15中示出的AC/DC转换器的控制装置的具体解释图；
图17是示出了本发明的控制装置(针对AC/DC转换器的控制装置)的另一实施方式的图；
图18是示出了本发明的包括第三控制部的控制装置(针对AC/DC转换器的控制装置)的一种实施方式的图；
图19是图18中示出的AC/DC转换器的控制装置的具体解释图；
图20是示出了本发明的包括第三控制部的控制装置(针对AC/DC转换器的控制装置)的另一实施方式的图；
图21是现有技术解释图；
图21(A)是示出了属于升压和降压类型的DC/DC转换器和通过检测电抗器电流来执行零点控制的控制装置的图；
图21(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；
图22是现有技术解释图；
图22(A)是示出了属于升压和降压类型的DC/DC转换器和通过检测电抗器电压来执行零点控制的控制装置的图；
图22(B)是示出了晶体管开关的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图；以及
图23是示出了包括第三控制部的属于常规升压和降压类型的变流器电路(AC/DC转换器)的图。
具体实施方式
图1(A)示出了本发明的控制装置的实施方式，并且DC/DC转换器1由控制装置2来控制。
图1(A)的DC/DC转换器1是属于升压和降压类型的，且DC/DC转换器1由电源PSDC(DC的输入电压Ei)、晶体管开关Tr、电抗器L、二极管D和电容器C组成。
电源PSDC的一端连接到所述晶体管开关Tr的一端，以及所述晶体管开关Tr的另一端连接到电抗器L的一端以及所述二极管D的阴极端。
电抗器L的另一端接地。
二极管D的阳极端连接到电容器C的一端和负载R的一端。电容器C的另一端接地。所述负载R的另一端也接地。
在图1(A)中，控制装置2包括控制电路21和驱动器22。
控制电路21包括第一控制部(数字PID控制器)211、第二控制部(操作电路)212和开关驱动信号生成部(PWM信号生成器)213。
图4是图1中示出的控制装置2的解释图。
图5(A)、(B)和图6是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和流经电抗器L的电流的改变(电抗器电流的改变)的图。
图1的DC/DC转换器1能够使用三种运行模式I、II和III运行。
图5(A)中示出的运行模式I是“连续模式”。
在该模式中，电抗器电流iL不变成零。
使用该运行模式I，控制电抗器电流iL以使得谷值保持为正。
图5(B)中示出的运行模式II是“不连续模式”。
使用该模式，在一个开关周期中的一个时间长度期间，电抗器电流iL持续为零。
在电抗器电流iL持续为零时控制时间的技术是公知的。
使用电流不连续模式II，开关周期是常量。
图6中示出的运行模式III是“电流临界模式”。
电抗器电流iL使用该模式变成零。
然而，所述电抗器电流iL不持续为零
如图1(B)所示，第二控制部212通过第一微分等式(S110)计算电抗器电流的峰值(关闭时机)。
以下对所述第一微分等式进行描述。
同样，第二控制部212通过第二微分等式(S120)计算电抗器电流的零点(谷值)。
基于该谷值来开启晶体管开关Tr。
图1的DC/DC转换器1的操作描述如下。在该解释中，图4、图5(A)、(B)和图6被引用。
通过放大电路23来放大DC/DC转换器1的输出电压eo。
通过A/D转换器24来将输出电压eo转换成数字信号(Neo)。
并且将所述输出电压eo输入到第一控制部211和第二控制部212。
同样，通过放大电路25来放大DC/DC转换器1的输入电压Ei。
通过A/D转换器26来将入电压Ei转换成数字信号(NEi)。
然后，将所述数字信号NEi输入到第二控制部212(参考图6的时间t0)。
所述第一控制部211基于作为输入的检测值(数字信号Neo)计算晶体管开关Tr的“开状态滞留时间”(“开时间信号NTon”＝t2-t1)。
该计算结果(“开时间信号”NTon)被发送到所述开关驱动信号生成部213和所述第二控制部212。
所述第二控制部212基于检测值(数字信号NEi)和作为来自第一控制部211的输入的“开状态滞留时间”(“开时间信号”NTon)计算流经电抗器L(电抗器电流iL)的电流的峰值iL_pk。
所述第二控制部212计算电抗器电流iL从定义为初始值的峰值iL_pk降低到预定值的时间(关时间NToff＝t3-t2)。
所述计算结果被发送到所述开关驱动信号生成部213。
所述开关驱动信号生成部213基于接收自所述第一控制部211的“开时间信号”NTon生成所述PWM信号。
该PWM信号被发送到驱动器22。
所述开关驱动信号生成部213基于接收自所述第一控制部212的“关时间”NToff生成所述PWM信号。
该PWM信号被发送到驱动器22。
然后，描述用来在所述第二控制部211中检测峰值iL_pk的处理以及用来在所述第二控制部211中检测关时间NToff的处理。
图7(A)是示出了所述DC/DC转换器1的运行状态。
在图7(A)中，定义了三种操作状态，OS_1、OS_2和OS_3。
这些状态取决于晶体管开关Tr的ON/OFF和二极管D的ON/OFF的组合。
图7(B)是示出了运行模式和运行状态之间的关联的图。
在运行模式(电流连续模式)I中，状态是OS_1或OS_2。
在这些状态中，电抗器电流iL不变成零。
在运行模式(电流不连续模式)II中，状态是OS_1、OS_2或OS_3。
在运行状态OS_1或OS_2中，电抗器电流iL不变成零。但是，在状态OS_3中，电抗器电流iL变成零。
在运行模式(电流临界模式)III中，状态是OS_1或OS_2。
在运行模式III中，电抗器电流iL在某瞬间变成零。
下文描述运行模式III(电流临界模式)的条件。
图8(A)是运行状态是OS_1时所述DC/DC转换器1的等价电路。
图8(B)是示出了运行状态是OS_1时晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和流经电抗器L的电流(电抗器电流iL)的改变的波形图。
以下公式是基于图8(A)的等价电路导出的。
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
这里，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间
Ei是输入电压，
Ei *是输入电压的平均值，
vTr是所述晶体管开启时的电压降，
iL是电抗器电流，
eo是输出电压，
ec是电容器电压，
R是负载电阻，
rL是电抗器阻抗以及
rc是电容器阻抗。
公式(1)是基于这些公式导出的。
公式(1)是本发明的第一微分等式。
iL(t)＝Z1+Z2(t1)exp{-A1(t-t1)}   ...(1)
这里，
Z1＝A3/A1,Z2(t1)＝A2(t1)A3/A1
A1＝r1/L,A2(t1)＝iL(t1),A3＝E1 */L
电抗器电流iL的峰值iL_pk是基于公式(1)发现的。
图9(A)是运行状态是OS_2时所述DC/DC转换器1的等价电路。
图9(B)是示出了运行状态是OS_2时晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和流经电抗器L的电流(电抗器电流iL)的改变的波形图。
公式(2)是基于图9(A)的等价电路导出的。
Toff＝t3-t2
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo…(2)
这里，
iL1＝C·(dec/dt)
eo＝ec+rciL1
eo＝RiL2
iL＝iL1+iL2
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)
公式(2)是基于这些公式导出的。
公式(2)是本发明中的第二微分等式。
iL(t)＝Q1+[Q2(t)cos{B4(t-t2)+Q3(t2)sin{B4(t-t2)}]exp{B3(t-t2)}   …(3)这里，
B3＝A1/2
B4＝D1/2/2
D＝A1 2-4A2
Q1＝A3/A2,Q2(t2)＝A5(t2)A3/A2,
Q3(t2)＝A4(t2)/B4+{B3A5(t2)/B4}×{(A1A3+A3B3)/A2B4}
A1＝1/C(R+rc)+r2/L+Rrc/L(R+rc)
A2＝1/LC×{(R+r2)/(R+rc)}
A3＝ED/{LC×(R+rc)}
A4(t2)＝(1/L){ED+eo(t2)}+iL(t2)(L+rcCR)/LC(R+rc)
A5(t2)＝iL(t2)＝iL_pk
iL变成零的时间t是基于公式(3)发现的。
所述时间t是电流临界模式II中的开时机(零交点)。
关于DC/DC转换器3(控制装置4)，执行像上文一样的处理。
从而，如上文所述从等价电路得到两个微分等式。
这些微分等式是本发明中的第一微分等式和第二微分等式。
通过解开这些微分等式来发现电抗器电流iL的峰值和零交点。
图10是当属于降压类型的DC/DC转换器3的操作状态是OS_1时的操作解释图。
图10(A)是示出了所述DC/DC转换器3的等价电路的图。
图10(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流iL的改变的波形图。
下文描述了运行模式III(电流临界模式)的条件。
以下公式是基于图10(A)的等价电路导出的。
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
这里，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间，
Ei是输入电压，
Ei *是输入电压的平均值，
vTr是所述晶体管开启时的电压降，
iL是电抗器电流，
eo是输出电压，
ec是电容器电压，
R是负载电阻，
rL是电抗器阻抗，
rc是电容器阻抗。，
公式(1)是基于这些公式导出的。
公式(1)是本发明的第一微分等式。
通过解开这些微分等式来发现电抗器电流iL的峰值。
电抗器电流iL的峰值意思是电流临界模式中的关闭时机(从而“开时间”)。
图11是当属于降压类型的DC/DC转换器3的操作状态是OS_2时的操作解释图。
图11(A)是示出了所述DC/DC转换器3的等价电路的图。
图11(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流iL的改变的波形图。
下文描述了运行模式III(电流临界模式)的条件。
以下公式是基于图11(A)的等价电路导出的。
Toff＝t3-t2
vD＝L(diL/dt)+rLiL-eo
iL1＝C·(dec/dt)
eo＝ec+rciL1
eo＝RiL2
iL＝iL1+iL2
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)
公式(2)是基于这些公式导出的。
公式(2)是本发明的第二微分等式。
通过解开这些微分等式来发现当电抗器电流iL是预定值时的时间。
所述时间意思是电流临界模式中的开启时机(从而“关时间”)。
关于DC/DC转换器5(控制装置6)，执行像上文一样的处理。
从而，如上文所述从等价电路得到两个微分等式。
这些微分等式是本发明中的第一微分等式和第二微分等式。
通过解开这些微分等式来发现电抗器电流iL的峰值和零交点。
图12是当属于升压类型的DC/DC转换器3的操作状态是OS_1时的操作解释图。
图12(A)是示出了所述DC/DC转换器3的等价电路的图。
图12(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流iL的改变的波形图。
下文描述了运行模式III(电流临界模式)的条件。
以下公式是基于图12(A)的等价电路导出的。
Ton＝t2-t1
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL
eo＝ec·R/(R+rc)
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)
Ei *＝Ei-vTr
这里，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间,
Ei是输入电压，
Ei *是输入电压的平均值，
vTr是所述晶体管开启时的电压降，
iL是电抗器电流，
eo是输出电压，
ec是电容器电压，
R是负载电阻，
rL是电抗器阻抗，
rc是电容器阻抗。
公式(1)是基于这些公式导出的。
公式(1)是本发明的第一微分等式。
通过解开这些微分等式来发现电抗器电流iL的峰值。
电抗器电流iL的峰值意思是电流临界模式中的关闭时机(从而“开时间”)。
图13是当属于升压类型的DC/DC转换器3的操作状态是OS_2时的操作解释图。
图13(A)是示出了所述DC/DC转换器3的等价电路的图。
图13(B)是示出了晶体管开关Tr的ON/OFF状态的转变和电抗器电流的改变的波形图。
下文描述了运行模式III(电流临界模式)的条件。
以下公式是基于图13(A)的等价电路导出的。
Toff＝t3-t2
Ei-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo
iL1＝C·(dec/dt)
eo＝ec+rciL1
eo＝RiL2
iL＝iL1+iL2
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)
公式(2)是基于这些公式导出的。
公式(2)是本发明的第二微分等式。
通过解开这些微分等式来发现当电抗器电流iL是预定值时的时间。
所述时间意思是电流临界模式中的开启时机(从而“关时间”)。
图14是当由控制装置2使用电流临界模式控制属于升压和降压类型的DC/DC转换器1时的模拟示例的图。
图1示出了DC/DC转换器1和控制装置2。
以下示出了每个元素的特定值。
Ei＝20[伏]，
eo＝5[伏]，
L＝20[微亨]，
C＝270[微法]，
R＝10[欧]，
fs＝100[千赫]。
A/D转换器的解出功率是10比特。
如图14中所示，根据本发明的控制装置，执行良好模式控制(电流临界模式等)。
图15是示出了本发明的控制装置(针对AC/DC转换器的控制装置)的一种实施方式的图。
在图15中，AC/DC转换器7A由控制装置8A控制。
图15的AC/DC转换器7A包括输入电能的整流电路RCD和输入整流电路RCD的整流输出的转换器。
所述转换器包括晶体管开关Tr、电抗器L、二极管D和电容器C。
整流电路RCD的连接到所述晶体管开关Tr的一端。
所述晶体管开关Tr的另一端连接到电抗器L的一端以及所述二极管D的阴极端。
电抗器L的另一端接地。
二极管D的阳极端连接到电容器C的一端和负载R的一端。
电容器C的另一端接地。
AC/DC转换器7的输出端(OUT)能够连接到图1中所示的DC/DC转换器1的输入端(未示出)。
AC/DC转换器7的输出端(OUT)能够连接到图2中所示的DC/DC转换器3的输入端(未示出)。
AC/DC转换器7的输出端(OUT)能够连接到图3中所示的DC/DC转换器5的输入端(未示出)。
同样，AC/DC转换器7的输出端(OUT)能够连接到负载R(未示出)。
控制装置8A包括控制电路81和驱动器82。
控制电路81(数字PID控制电路)包括第一控制部811(数字PID控制电路)、第二控制部812和开关驱动信号生成部813(运行电路)。
图16是图15中示出的AC/DC转换器的控制装置8A的具体解释图。
AC/DC转换器7A的输出电压eo通过放大电路83被放大。
通过A/D转换器84来将输出电压eo转换成数字信号(Neo)。
数字信号(Neo)输入到第一控制部811和第二控制部812中。
通过放大电路85来放大整流电路RCD的输出电压(开关电源的输入电压Ei)。
通过A/D转换器86来将所述输入电压Ei转换成数字信号(NEi)。
将所述数字信号(NEi)输入到第二控制部812中。
通过放大电路87来放大整流电路RCD的输出电流(开关电源的输入电流Ii)。
通过A/D转换器88来将所述输入电流Ii转换成数字信号(NIi)。
将所述数字信号(NIi)输入到第二控制部812中。
第一控制部811计算功率系数是基于开关电源的输出电压Eo(数字信号Neo)和输入电流Ii(数字信号NIi)改进的PID控制量。
计算值被作为关闭时机预计值(“开状态滞留时间”NTon)发送到开关驱动信号生成部813。
第二控制部812基于输入电压Ei的检测值和从第一控制部811接收的“开状态滞留时间”(NTon)计算电抗器电流iL的峰值iL_pk(数字信号NEi)。
第二控制部812计算电抗器电流iL从被定义为初始值的峰值iL_pk变成预定值的时间(关闭时间NToff)。
所述计算结果被发送到开关驱动信号生成部813。
图17是示出了本发明的控制装置(针对AC/DC转换器的控制装置)的另一实施方式的图。
在图17中，AC/DC转换器7B的开关电源包括升压型转换器。
控制装置8B的组成和操作与图15和16中的控制装置8A的组成和操作类似。
图18是示出了本发明的包括第三控制部的控制装置(针对AC/DC转换器的控制装置)的一种实施方式的图。
在图18中，AC/DC转换器7A’由控制装置8A’控制。
图18的AC/DC转换器7A’包括输入电能的整流电路RCD和输入整流电路RCD的整流输出的转换器。
所述转换器包括晶体管开关Tr、电抗器L、二极管D和电容器C。
整流电路RCD连接到所述晶体管开关Tr的一端。
所述晶体管开关Tr的另一端连接到电抗器L的一端以及所述二极管D的阴极端。
电抗器L的另一端接地。
二极管D的阳极端连接到电容器C的一端和负载R的一端。
AC/DC转换器7’的输出端(OUT)能够连接到图1中所示的DC/DC转换器1的输入端(未示出)。
AC/DC转换器7’的输出端(OUT)能够连接到图2中所示的DC/DC转换器3的输入端(未示出)。
AC/DC转换器7’的输出端(OUT)能够连接到图3中所示的DC/DC转换器5的输入端(未示出)。
同样，AC/DC转换器7’的输出端(OUT)能够连接到负载R(未示出)。
控制装置8A’包括控制电路81和驱动器82。
控制电路81(数字PID控制电路)包括第一控制部811(数字PID控制电路)、第二控制部812和开关驱动信号生成部813(运行电路)和第三控制部814。
图19是图18中示出的AC/DC转换器的控制装置8A’的具体解释图。
AC/DC转换器7A’的输出电压eo通过放大电路83被放大。
通过A/D转换器84来将输出电压eo转换成数字信号(Neo)。
数字信号(Neo)输入到第一控制部811和第二控制部812中。
通过放大电路85来放大AC/DC转换器7A’的输出电压Ei。
通过A/D转换器86来将放大的输入电压Ei转换成数字信号(NEi)。
将所述数字信号(NEi)输入到第二控制部812和第三控制部814中。
第一控制部811基于输入检测值(数字信号Neo)将PID控制量计算为关闭时机基本值(NPID)。
该关闭时机基本值被发送到第三控制部814。
第三控制部814基于输入电压Ei的检测值(数字信号NEi)、关闭时机基本值(NPID)、来自第二控制部812的电抗器电流iL输入的峰值iL_pk生成开时间信号NTon。
上一时间或其可被采用之前的开关周期中的检测值被用作iL_pk。
第三控制部814将峰值电流iL_pk发送到开关驱动信号生成部813和第二控制部812。
第二控制部812基于输入电压Ei的检测值和从第三控制部814接收的“开状态滞留时间”(NTon)计算电抗器电流iL的峰值iL_pk(数字信号NEi)。
所述第二控制部812计算电抗器电流iL从被定义为初始值的峰值iL_pk变成预定值的时间(关时间NToff)。
所述计算结果被发送到开关驱动信号生成部813。
所述开关驱动信号生成部813基于接收自所述第三控制信号部814的“开时间信号”NTon生成所述PWM信号。
该PWM信号被发送到驱动器82。
所述开关驱动信号生成部813基于接收自所述第二控制信号部812的“关时间信号”NToff生成所述PWM信号。
该PWM信号被发送到驱动器82。
以下示出由控制装置8A’导出关闭时机的过程。
(a)
所述第一控制部811从数字信号NEo计算PDI控制量NPID。
(b)
所述第二控制部812使用上述微分等式(1)计算峰值NiL_pk。
(c)
所述第三控制部814使用下式计算开时间NTon(关时机)。
NTon＝NB+K(NiL_PK-NEi×NPID)
以下示出由控制装置8A’导出开启时机的过程。
(d)
所述第二控制部812从所述第三控制部814接收NTon的信息。
同样，所述第二控制部812接收数字信号NEi、NEo。
(e)
所述第二控制部812通过上述假定峰值NiL_pk为初始值的微分等式计算关时间NToff(开启时机)。
所述微分等式是本发明中的第二微分等式公式(3)。
在控制装置8A’中，通过调整关闭时机来执行功率系数改进。
在控制装置8A’中，通过调整开启时机来执行电流临界模式控制。
图20是示出了本发明的针对变流器电路(由第三控制部控制的AC/DC转换器)的控制装置的另一实施方式的图。
在图20中，AC/DC转换器7B’包括升压型转换器。
控制装置8B’的组成和操作与图18和图19中的控制装置8A’的组成和操作类似。
参考符号标记
1,3,5：DC/DC转换器
7,7A,7A'：AC/DC转换器
2,4,6,8,8B,8B'：控制装置
21,41,61,81：控制电路
22,42,62,82：驱动器
23,25,83,85：放大电路
24,26,84,86：A/D转换器
211,411,611,811：第一控制部
212,412,612,812：第二控制部
213,413,613,813：开关驱动信号生成部
814：第三控制部。

Claims (12)

1.一种变流器电路的控制装置，该变流器电路的控制装置为具有DC/DC转换器的变流器电路的控制装置，其包括第一控制部、第二控制部和开关驱动信号生成部，其中，
所述第一控制部至少输入输出电压的检测值，基于所述检测值计算所述DC/DC转换器的开关的关闭时机预计值，并向开关驱动信号生成部发送所述计算的结果；
所述第二控制部至少输入所述输出电压以及输入电压的检测值，并从所述第一控制部接收关闭时机预计值，基于所述检测值和所述关闭时机预计值计算所述DC/DC转换器的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值的时间或将该时间加上附加时间的时间作为开启时机预计值，并向所述开关驱动信号生成部发送所述计算的结果；
所述开关驱动信号生成部从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值并当时间达到所述关闭时机预计值时关闭所述开关，从所述第二控制部接收所述开启时机预计值并当时间达到所述开启时机预计值时开启所述开关。
2.根据权利要求1所述的变流器电路的控制装置，
其中，所述第二控制部计算所述电抗器电流的峰值时，至少将刚好在其之前的所述电抗器电流的谷值作为初始值。
3.根据权利要求1或2所述的变流器电路的控制装置，
其中，所述第二控制部计算所述开启时机预计值时，使针对所述电抗器电流的所述预定预设值为零。
4.根据权利要求1-3中任一项权利要求所述的变流器电路的控制装置，
其中，所述第二控制部基于构成所述DC/DC转换器的所述开关和响应于表示所述二极管的开状态和关状态的运行状态的等价电路，作出求出所述电抗器电流的峰值的第一微分等式，并通过解开所述第一微分等式来求出所述电抗器电流的峰值，
并且，所述第二控制部作出求出所述电抗器电流达到预设值的时间的第二微分等式，并通过以所述峰电流的值作为初始值解开所述第二微分等式，来求出所述电抗器电流达到预定预设值的时间。
5.根据权利要求4所述的变流器电路的控制装置，
其中，所述第一微分等式是由所述开关的运行状态是“开状态”以及所述二极管的运行状态是“关状态”的等价电路而作出的；
所述第二微分等式是由所述开关的运行状态是“关状态”以及所述二极管的运行状态是“开状态”的等价电路而作出的。
6.根据权利要求4所述的变流器电路的控制装置，
其中，
当所述变流器电路是升压和降压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2,
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)，
当所述变流器电路是降压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2，
-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
eo＝ec·R/(R+rc)+iL·R·rc/(R+rc)，
当所述变流器电路是升压型时，
所述第一微分等式是基于以下等式作出的，
Ton＝t2-t1，
Ei-vTr＝L(diL/dt)+rLiL，
eo＝ec·R/(R+rc)，
ec/(R+rc)＝-C·(dec/dt)，
Ei *＝Ei-vTr，
所述第二微分等式是基于以下等式作出的，
Toff＝t3-t2，
Ei-vD＝L(diL/dt)+rLiL+eo，
iL1＝C·(dec/dt)，
eo＝ec+rciL1，
eo＝RiL2，
iL＝iL1+iL2，
其中，
Ton(＝t2-t1)是所述开关的开时间
Toff(＝t3-t2)是所述开关的关时间
Ei是输入电压
Ei *是输入电压的平均值
vTr是所述晶体管的“开状态”下的电压降
vD是二极管的电压降
iL是电抗器电流
iL1是来自电容器的流过电抗器的电流
iL2是来自负载的流过电抗器的电流
eo是输出电压
ec是电容器电压
R是负载电阻
rL是电抗器阻抗
rc是电容器阻抗
C是电容器。
7.一种变流器电路的控制装置，该变流器电路的控制装置为由对AC电源进行整流的整流电路和将通过所述整流电路进行整流的电压进行输入并将其转换成DC电压的开关电源构成的变流器电路的控制装置，所述控制装置包括第一控制部和第二控制部：
其中，所述第一控制部输入至少所述开关电源的输出电压的检测值，基于所述检测值计算构成所述开关电源的开关的关闭时机预计值，以改进所述开关电源的功率系数；
所述第二控制部接收至少所述开关电源的输入电压和所述关闭时机预计值，并计算所述变流器电路的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值的时间或将该时间加上附加时间的时间作为开启时机预计值。
8.一种变流器电路的控制装置，该变流器电路的控制装置为由对AC电源进行整流的整流电路和将通过所述整流电路进行整流的电压进行输入并将其转换成DC电压的开关电源构成的变流器电路的控制装置，所述变流器电路的控制装置包括第一控制部、第二控制部、第三控制部和开关驱动信号生成部，
其中，所述第一控制部至少输入所述变流器电路的输出电压的检测值，并计算构成所述开关电源的开关的关闭时机基本值；
所述第二控制部至少接受所述变流器电路的输入电压和所述开关的关闭时机基本值，并计算所述变流器电路的电抗器电流的峰值，同时将所述峰值作为初始值计算所述电抗器电流降低到预定预设值的时间或将该时间加上附加时间的时间作为所述开关的开启时机预计值；
所述第三控制部至少输入所述关闭时机基本值，并计算将用于改善功率系数的修正量加到所述关闭时机基本值的所述关闭时机预计值；
所述开关驱动信号生成部从所述第一控制部接收所述关闭时机预计值，当达到所述关闭时机预计值时关闭所述开关，从所述第二控制部接收所述开启时机预计值，当达到所述开启时机预计值时开启所述开关。
9.根据权利要求8所述的变流器电路的控制装置，
其中，所述关闭时机基本值是比例控制量、微分控制量、积分控制量或将其中至少两个组合在一起的控制量。
10.根据权利要求8所述的变流器电路的控制装置，
其中，所述第二控制部计算所述电抗器电流的峰值时，至少将刚好在其之前的所述电抗器电流的谷值作为初始值。
11.根据权利要求8所述的变流器电路的控制装置，
其中，所述第二控制部计算所述开启时机预计值时，使针对所述电抗器电流的所述预定预设值为零。
12.根据权利要求8所述的变流器电路的控制装置，
其中，所述第二控制部基于构成所述DC/DC转换器的所述开关和响应于表示所述二极管的开状态和关状态的运行状态的等价电路，作出求出所述电抗器电流的峰值的第一微分等式，并通过解开所述第一微分等式来求出所述电抗器电流的峰值，
并且，所述第二控制部作出求出所述电抗器电流达到预设值的时间的第二微分等式，并通过以所述峰电流的值作为初始值解开所述第二微分等式，来求出所述电抗器电流达到所述预定预设值的时间。
CN201280056085.4A 2011-09-15 2012-09-18 用于变流器电路的控制装置 Expired - Fee Related CN104221264B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011202483 2011-09-15
JP2011-202483 2011-09-15
PCT/JP2012/073866 WO2013039250A2 (ja) 2011-09-15 2012-09-18 電力変換回路の制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104221264A true CN104221264A (zh) 2014-12-17
CN104221264B CN104221264B (zh) 2016-11-09

Family

ID=47883867

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201280056085.4A Expired - Fee Related CN104221264B (zh) 2011-09-15 2012-09-18 用于变流器电路的控制装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9281742B2 (zh)
EP (1) EP2757672A2 (zh)
JP (1) JP6195273B2 (zh)
CN (1) CN104221264B (zh)
WO (1) WO2013039250A2 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108809126A (zh) * 2018-06-26 2018-11-13 上海电机学院 一种基于峰谷电流实时监测的风力涡轮机ac-dc控制方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5858533B2 (ja) 2012-03-31 2016-02-10 国立大学法人 長崎大学 制御装置および電力変換回路の制御装置
CN104620483B (zh) * 2012-05-31 2017-05-31 松下电器产业株式会社 电力转换电路的控制装置
WO2015159902A2 (ja) * 2014-04-14 2015-10-22 国立大学法人長崎大学 電力変換回路の制御装置
JP7204489B2 (ja) * 2019-01-07 2023-01-16 株式会社Soken Ｄｃ・ａｃ変換装置の制御装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001169553A (ja) * 1999-12-02 2001-06-22 Mitsubishi Electric Corp スイッチドモード整流器
CN101252311A (zh) * 2007-02-23 2008-08-27 英特尔公司 数字电源转换器用的模式跟踪与参数估计式自适应控制器
US20110110133A1 (en) * 2009-11-12 2011-05-12 Polar Semiconductor, Inc. Frequency compression for an interleaved power factor correction (pfc) converter
TW201128924A (en) * 2009-10-26 2011-08-16 Hitachi Comp Peripherals Co Power factor correction device and control method thereof

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010124573A (ja) * 2008-11-19 2010-06-03 Panasonic Corp スイッチング電源装置、及びそれに用いる半導体装置
JP2011097740A (ja) * 2009-10-29 2011-05-12 Toyota Motor Corp 電力変換装置
JP5540754B2 (ja) 2010-02-15 2014-07-02 株式会社デンソー Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置
JP5303495B2 (ja) * 2010-03-09 2013-10-02 矢崎総業株式会社 電磁誘導負荷の制御装置
JP5771982B2 (ja) * 2010-12-27 2015-09-02 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置
CN103151925B (zh) * 2013-03-11 2015-08-19 成都芯源系统有限公司 一种开关转换器及其控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001169553A (ja) * 1999-12-02 2001-06-22 Mitsubishi Electric Corp スイッチドモード整流器
CN101252311A (zh) * 2007-02-23 2008-08-27 英特尔公司 数字电源转换器用的模式跟踪与参数估计式自适应控制器
TW201128924A (en) * 2009-10-26 2011-08-16 Hitachi Comp Peripherals Co Power factor correction device and control method thereof
US20110110133A1 (en) * 2009-11-12 2011-05-12 Polar Semiconductor, Inc. Frequency compression for an interleaved power factor correction (pfc) converter

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108809126A (zh) * 2018-06-26 2018-11-13 上海电机学院 一种基于峰谷电流实时监测的风力涡轮机ac-dc控制方法
CN108809126B (zh) * 2018-06-26 2020-06-16 上海电机学院 一种基于峰谷电流实时监测的风力涡轮机ac-dc控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2013039250A3 (ja) 2013-06-13
US20150003129A1 (en) 2015-01-01
JPWO2013039250A1 (ja) 2015-03-26
US9281742B2 (en) 2016-03-08
WO2013039250A2 (ja) 2013-03-21
EP2757672A2 (en) 2014-07-23
JP6195273B2 (ja) 2017-09-13
CN104221264B (zh) 2016-11-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105322817B (zh) 用于无线充电系统的单级整流和调节
CN102308462B (zh) 开关电源装置
EP2187512B1 (en) Method and apparatus to control a power factor correction circuit
CN102187560B (zh) Pfc变换器
CN101873059B (zh) 功率因数校正电路及其驱动方法
US9065327B2 (en) Efficiency optimized power converter with dual voltage power factor correction
US8861236B2 (en) Switching power supply with self-optimizing efficiency
US20050270813A1 (en) Parallel current mode control
US9735661B2 (en) Mixed-mode power factor correction
US9160250B2 (en) Control circuit of power supply system
CN101702587B (zh) 提高功率因数校正负载响应的控制电路
CN104221264A (zh) 用于变流器电路的控制装置
CN103326587A (zh) Llc谐振变换器轻负载控制方法及装置
CN103516196A (zh) 开关电源装置
WO2011162410A1 (en) Multi-phase converter
CN102577057B (zh) 用于管脚功率因数修正的方法和电路
US9160238B2 (en) Power converter with current feedback loop
CN112491277B (zh) 一种通过死区时间自适应提高电力电子变压器效率的方法
CN104638913B (zh) 单电感双输出开关变换器双环电压型pfm控制方法及其装置
KR101851930B1 (ko) 교류-직류 컨버터
EP2575247A1 (en) Method for DC-DC conversion with phase-shift modulation, and corresponding conversion apparatus
KR20140003520A (ko) 펄스 폭 변조를 갖는 컨버터에서의 상대 효율 측정
CN106877644B (zh) 开关电源装置
CN109004840A (zh) 一种提高开关电源输出精度的控制方法
CN103609011B (zh) 用于三相交流电压‑直流电压转换器的简易控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20161109

Termination date: 20180918