KR101470871B1 - 부스트 컨버터를 제어하는 장치 및 방법 - Google Patents

부스트 컨버터를 제어하는 장치 및 방법 Download PDF

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곽상신
유성진
조현기
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중앙대학교 산학협력단
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Abstract

부스트 컨버터의 스위칭 동작을 제어하는 부스트 컨버터 제어 장치 및 방법이 개시된다. 개시된 제어 장치는 부스트 컨버터에 포함된 인덕터의 전류를 측정하지 않는다. 따라서, 인덕터의 전류를 측정하기 위한 센서를 사용하지 않으며, 좀더 낮은 가격으로, 센서에 따른 노이즈 없이 부스트 컨버터의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.

Description

부스트 컨버터를 제어하는 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CONTOLING BOOST CONVERTER}
하기의 실시예들은 부스트 컨버터를 제어하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 좀더 구체적으로는 부스트 컨버터의 인덕터의 전류를 측정하지 않고도 부스트 컨버터가 안정적으로 동작하도록 제어하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
부스트 컨버터는 입력 전압보다 더 큰 출력 전압을 얻기 위한 가장 기본적인 회로이다. 부스트 컨버터는 높은 출력 전압이 필요한 태양 전지, 연료 전지 등 차세대 전력 장치에서 굉장히 중요한 역할을 하고 있다. 또한, 연료 전지를 기반으로 한 하이브리드 차량에 있어서도 중요성이 높아지고 있다. 또한, 역률 보정(PFC: Power Factor Correction) 컨버터 등의 응용 분야에서도 부스트 컨버터는 핵심적인 역할을 담당한다
과도 상태 하에서 안정성을 가지는 정확한 전압 제어는 대부분의 응용 분야에서 필수적이기 때문에 피드백에 기반한 부스트 컨버터의 출력 전압 제어는 매우 중요한 연구 분야 중 하나로 여겨지고 있다.
부스트 컨버터의 일반적인 제어 방법에 따르면, 부스트 컨버터에 포함된 인덕터에 흐르는 전류를 측정하고, 측정된 전류를 이용하여 부스트 컨버터를 제어하였다. 이 방법에 따르면, 인덕터에 흐르는 전류를 측정하기 위한 센서가 필요하다. 센서를 이용하여 인덕터에 흐르는 전류를 측정하는 경우, 단가 상승의 원인이 될 뿐아니라, 센서의 노이즈로 인한 오작동의 우려가 있었다.
하기의 실시예들은 부스트 컨버터에 포함된 인덕터의 전류를 측정하지 않고 부스트 컨버터의 동작을 제어하는 것을 목적으로 한다.
하기의 실시예들은 부스트 컨버터를 안정적으로 제어하는 것을 목적으로 한다.
예시적 실시예에 따르면, 부스트 컨버터의 입력 전압, 상기 부스트 컨버터의 출력 전압 및 상기 부스트 컨버터에 포함된 스위치의 제1 듀티비(Duty Ratio)에 기반하여 상기 부스트 컨버터에 포함된 인덕터의 전류를 추정하는 상태 옵저버(state observer) 및 상기 추정된 인덕터의 전류에 기반하여 상기 스위치의 제2 듀티비(Duty Ratio)를 결정하는 제어기를 포함하는 부스트 컨버터 제어 장치가 제공된다.
여기서, 제1 감산기를 더 포함하고, 상기 상태 옵저버는 상기 부스트 컨버터의 출력 전압을 추정하고, 상기 제1 감산기는 상기 추정된 출력 전압과 레퍼런스 전압과의 차이를 전압 오차 신호로 생성할 수 있다.
그리고, 상기 전압 오차 신호를 적분하여 레퍼런스 전류를 생성하는 레퍼런스 전류 생성부를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 추정된 인덕터의 전류와 상기 레퍼런스 전류와의 차이를 전류 오차 신호로 생성하는 제2 감산기를 더 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제어기는 상기 전압 오차 신호 및 상기 전류 오차 신호에 기반하여 상기 제2 듀티비를 결정할 수 있다.
그리고, 상기 결정된 제2 듀티비에 따라서 상기 제1 스위칭 신호 이후에 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 제2 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 신호 생성기를 더 포함할 수 있다.
또 다른 예시적 실시예에 따르면, 부스트 컨버터의 입력 전압, 상기 부스트 컨버터의 출력 전압 및 상기 부스트 컨버터에 포함된 스위치의 제1 듀티비(Duty Ratio)에 기반하여 상기 부스트 컨버터에 포함된 인덕터의 전류를 추정하는 단계 및 상기 추정된 인덕터의 전류에 기반하여 상기 스위치의 제2 듀티비(Duty Ratio)를 결정하는 단계를 포함하는 부스트 컨버터 제어 방법이 제공된다.
여기서, 상기 부스트 컨버터의 출력 전압을 추정하는 단계 및 상기 추정된 출력 전압과 레퍼런스 전압과의 차이를 전압 오차 신호로 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
그리고, 상기 전압 오차 신호를 적분하여 레퍼런스 전류를 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 추정된 인덕터의 전류와 상기 레퍼런스 전류와의 차이를 전류 오차 신호로 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제2 듀티비를 결정하는 단계는 상기 전압 오차 신호 및 상기 전류 오차 신호에 기반하여 상기 제2 듀티비를 결정할 수 있다.
그리고, 상기 결정된 제2 듀티비에 따라서 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 스위칭 신호를 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
하기의 실시예들에 따르면, 부스트 컨버터에 포함된 인덕터의 전류를 측정하지 않고 부스트 컨버터의 동작을 제어할 수 있다.
하기의 실시예들에 따르면, 부스트 컨버터를 안정적으로 제어할 수 있다.
도 1은 부스트 컨버터의 구성을 도시한 도면이다.
도 2는 예시적 실시예에 따른 부스트 컨버터 제어 장치의 구조를 도시한 블록도이다.
도 3은 예시적 실시예에 따른 부스트 컨버터 제어 방법을 단계별로 설명한 순서도이다.
이하, 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 부스트 컨버터의 구성을 도시한 도면이다. 부스트 컨버터는 입력 전원(110), 인덕터(120), 다이오드(130), 캐패시터(140) 및 부하 저항(150)을 포함한다. 스위치(170)는 스위칭 신호에 의하여 온/오프를 전환한다.
부스트 컨버터는 DC 입력 전원(110)을 부하 저항(150)이 요구하는 형태의 DC 전원으로 변환시키는 DC-DC 컨버터의 일종이다. 스위치(170)는 스위칭 신호가 양수인 구간에서는 온(ON) 상태를 유지하고, 스위칭 신호가 '0'의 값을 가지는 다른 시간 동안에는 오프 상태를 유지할 수 있다.
부스트 컨버터의 스위치(170)가 온 상태를 유지하는 시간 동안에, 스위치(170)는 단락된다. 따라서, 도 1에 도시된 회로에서 다이오드(130), 캐패시터(140), 부하 저항(150)은 제외된다. 입력 전원(110)이 공급하는 전력은 모두 인덕터(120)에 저장되고, 인덕터(120)의 전압은 입력 전원
Figure 112014021084217-pat00001
와 같은 값으로 유지된다.
부스트 컨버터의 스위치(170)가 오프 상태를 유지하는 시간 동안에, 스위치(170)는 개방된다. 따라서, 도 1에 도시된 회로에서, 스위치(170) 및 다이오드(170)는 제외된다. 부스트 컨버터는 입력 전원(110), 인덕터(120), 다이오드(130), 캐패시터(140) 및 부하 저항(150)을 포함하는 회로와 같이 동작한다. 따라서, 입력 전원(110)의 에너지 및 인덕터(120)에 저장된 에너지가 부하 저항(150)으로 전달된다. 스위칭 동작에 기반한 DC-DC 부스트 컨버터는 하기 수학식 1과 같이 시간 평균 상태-공간 대신호 모델(time averaged state-space large signal model)로 표현될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112014021084217-pat00002
Figure 112014021084217-pat00003

여기서,
Figure 112014021084217-pat00004
는 부하에 인가되는 출력 전압,
Figure 112014021084217-pat00005
는 입력 전원(110)의 전압이며,
Figure 112014021084217-pat00006
은 인덕터(120)에 흐르는 인덕터의 전류다.
Figure 112014021084217-pat00007
은 부하 저항(150)의 값이고,
Figure 112014021084217-pat00008
는 캐패시터(140)의 값이고,
Figure 112014021084217-pat00009
은 인덕터(120)의 값이다. 또한,
Figure 112014021084217-pat00010
는 출력 전압의 시간에 대한 미분 값이고,
Figure 112014021084217-pat00011
은 인덕터의 전류의 시간에 대한 미분 값이다.
Figure 112014021084217-pat00012
는 듀티비(Duty Ratio)로서, 부스트 컨버터의 동작 시간 중 스위치(170)가 온 상태를 유지하는 시간의 비로 정의된다. 일반적으로, 듀티비는
Figure 112014021084217-pat00013
의 값을 가진다.
이 모델에서, 시간 평균 다이내믹스(time-averaged dynamics)는 부스트 컨버터의 제어 장치가 생성하는 듀티비
Figure 112014021084217-pat00014
에 의해 제어될 수 있다. 수학식 1로 표현된 시간 평균 상태-공간 대신호 모델은 수학식 2와 같이 행렬의 형식으로 표현할 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112014021084217-pat00015

여기서,
Figure 112014021084217-pat00016
이고,
Figure 112014021084217-pat00017
이다.
또한,
Figure 112014021084217-pat00018
,
Figure 112014021084217-pat00019
,
Figure 112014021084217-pat00020
,
Figure 112014021084217-pat00021
등은 하기 수학식 3과 같이 정의된다.
[수학식 3]
Figure 112014021084217-pat00022
Figure 112014021084217-pat00023
Figure 112014021084217-pat00024
Figure 112014021084217-pat00025

또한,
Figure 112014021084217-pat00026
는
Figure 112014021084217-pat00027
의 시간에 대한 미분 값을 나타낸다.
부스트 컨버터는 출력 전압
Figure 112014021084217-pat00028
와 인덕터의 전류
Figure 112014021084217-pat00029
를 포함하는 시스템 상태 행렬
Figure 112014021084217-pat00030
가 레퍼런스 행렬
Figure 112014021084217-pat00031
를 추적하는 방식으로 동작한다. 여기서,
Figure 112014021084217-pat00032
는 레퍼런스 전압으로서 출력 전압
Figure 112014021084217-pat00033
가 추적해야 하는 값이고
Figure 112014021084217-pat00034
는 레퍼런스 전류로서, 인덕터의 전류
Figure 112014021084217-pat00035
가 추적해야 하는 값이다.
레퍼런스 전압
Figure 112014021084217-pat00036
는 수학식 4에 따른 상태 응답에 의한 다이내믹스에 따라 결정된다.
[수학식 4]
Figure 112014021084217-pat00037

여기서,
Figure 112014021084217-pat00038
는
Figure 112014021084217-pat00039
의 시간에 따른 미분 값이고,
Figure 112014021084217-pat00040
는 부스트 컨버터에 요구되는 출력 전압(commanded output voltage)이다.
Figure 112014021084217-pat00041
는 상수이다. 여기서,
Figure 112014021084217-pat00042
의 값이 큰 경우, 레퍼런스 전압
Figure 112014021084217-pat00043
는 요구되는 출력 전압
Figure 112014021084217-pat00044
에 빠르게 도달 할 수 있다.
수학식 1 내지 수학식 4에서 설명된 부스트 컨버터의 시스템 모델에 기반하여, 부스트 컨버터의 제어 장치는 부스트 컨버터의 과도 상태에서 부스트 컨버터가 요구되는 출력 전압을 따르도록 설계 되어야 한다.
도 2는 예시적 실시예에 따른 부스트 컨버터 제어 장치의 구조를 도시한 블록도이다. 제어 장치(200)는 상태 옵저버(210, State Observer), 레퍼런스 전류 생성부(260), 제1 감산기(240), 제2 감산기(250), 제어기(220) 및 스위칭 신호 생성기(270)을 포함한다. 도 2에 도시된 제어 장치(200)는 부스트 컨버터를 제어한다. 부스트 컨버터는 입력 전원(295), 인덕터(291), 스위치(280), 다이오드(292), 캐패시터(293), 부하 저항(294)으로 구성된다. 도2에 도시된 부스트 컨버터의 각 구성 요소는 도 1에 도시된 부스트 컨버터의 구성 요소에 대응되며, 그 동작 또한 유사하므로 구체적인 설명은 생략한다.
상태 옵저버(210)는 부스트 컨버터의 상태를 추정한다. 상태 옵저버(210)는 추정된 부스트 컨버터의 상태에 기반하여 부스트 컨버터에 포함된 인덕터(291)의 인덕터의 전류
Figure 112014021084217-pat00045
를 추정할 수 있다.
상태 옵저버(210)는 부스트 컨버터의 입력 전원(295)의 입력 전압
Figure 112014021084217-pat00046
(214) 부스트 컨버터의 출력 전압
Figure 112014021084217-pat00047
(211) 및 부스트 컨버터에 포함된 스위치(280)의 제1 듀티비에 기반하여 인덕터의 전류
Figure 112014021084217-pat00048
를 추정할 수 있다. 여기서, 제1 듀티비는 스위치(280)에 현재 적용되고 있는 값으로서, 스위칭 신호 생성기(270)는 제1 듀티비에 기반하여 스위치(280)의 스위칭을 제어하는 제1 스위칭 신호(273)를 생성하고, 제1 듀티비에 기반하여 생성된 제1 스위칭 신호(273)는 스위치(280)의 현재 동작을 제어한다.
일측에 따르면, 상태 옵저버(210)는 부스트 컨버터의 출력 전압
Figure 112014021084217-pat00049
를 추정하여 추정된 출력 전압
Figure 112014021084217-pat00050
(212)를 생성한다.
일측에 따르면, 상태 옵저버(210)가 추정한 부스트 컨버터의 상태는
Figure 112014021084217-pat00051
로 표현될 수 있다. 이 경우, 상태 옵저버(210)가 추정한 부스트 컨버터의 상태
Figure 112014021084217-pat00052
와, 부스트 컨버터의 실제 상태
Figure 112014021084217-pat00053
와의 오차인 옵저버 오차는 하기 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112014021084217-pat00054

상태 옵저버(210)는 옵저버 오차
Figure 112014021084217-pat00055
가 최소화 되도록 동작해야 한다. 일측에 따르면, 상태 옵저버(210)는 하기 수학식 6에 의해 표현되는 상태 옵저버 모델에서 이득
Figure 112014021084217-pat00056
를 적절한 값으로 선택함으로써, 옵저버 오차
Figure 112014021084217-pat00057
를 최소화 할 수 있다.
[수학식 6]
Figure 112014021084217-pat00058

여기서,
Figure 112014021084217-pat00059
는 추정된 상태
Figure 112014021084217-pat00060
를 시간에 대하여 미분한 값으로서,
Figure 112014021084217-pat00061
이다.
Figure 112014021084217-pat00062
이고,
Figure 112014021084217-pat00063
는 옵저버 이득 행렬로서,
Figure 112014021084217-pat00064
이다.
Figure 112014021084217-pat00065
는 옵저버 이득이다.
일측에 따르면, 옵저버 이득 행렬
Figure 112014021084217-pat00066
는 하기 수학식 7로부터 산출될 수 있다. 여기서, 수학식 7은 리아푸노프 함수(Lyapunov function)로부터 유도될 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112014021084217-pat00067

여기서,
Figure 112014021084217-pat00068
는
Figure 112014021084217-pat00069
인 양한정행렬(positive definite matrix)이고,
Figure 112014021084217-pat00070
는
Figure 112014021084217-pat00071
인 양한정행렬이다.
Figure 112014021084217-pat00072
는
Figure 112014021084217-pat00073
인 단위 행렬(identity Matrix)이다.
Figure 112014021084217-pat00074
는
Figure 112014021084217-pat00075
인 양의 상수이다.
슈르 여수(Schur complement) 정리를 이용하면, 수학식 7은 하기 수학식 8과 같은 형식으로 변환할 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112014021084217-pat00076

양의 상수
Figure 112014021084217-pat00077
, 주어진 행렬
Figure 112014021084217-pat00078
,
Figure 112014021084217-pat00079
,
Figure 112014021084217-pat00080
를 이용하여 수학식 8의 선형 행렬 부등식(LMI: Linear Matrix Inequality)을 풀 수 있다. 수학식 8로부터
Figure 112014021084217-pat00081
를 만족하는 단 하나의 행렬
Figure 112014021084217-pat00082
가 산출될 수 있다.
레퍼런스 전압 생성부(230)는 부스트 컨버터에 요구되는 출력 전압
Figure 112014021084217-pat00083
(231)로부터 레퍼런스 전압
Figure 112014021084217-pat00084
(241)를 생성할 수 있다. 일측에 따르면, 레퍼런스 전압 생성부(230)는 수학식 4에 기반하여 레퍼런스 전압
Figure 112014021084217-pat00085
(241)를 생성할 수 있다.
제1 감산기(240)는 추정된 출력 전압
Figure 112014021084217-pat00086
(212) 및 레퍼런스 전압
Figure 112014021084217-pat00087
(241)의 차이를 전압 오차 신호로 생성할 수 있다. 일측에 따르면, 제1 감산기(240)는 하기 수학식 9에 따라서 전압 오차 신호
Figure 112014021084217-pat00088
(221, 261)를 생성할 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112014021084217-pat00089

레퍼런스 전류 생성부(260)는 전압 오차 신호
Figure 112014021084217-pat00090
(261)를 적분하여 레퍼런스 전류를 생성한다. 일측에 따르면, 레퍼런스 전류 생성부(260)는 하기 수학식 10에 따라서 레퍼런스 전류
Figure 112014021084217-pat00091
(251)를 생성할 수 있다.
[수학식 10]
Figure 112014021084217-pat00092

여기서,
Figure 112014021084217-pat00093
및
Figure 112014021084217-pat00094
는 양의 상수이다.
제2 감산기(250)는 추정된 인덕터의 전류(213)
Figure 112014021084217-pat00095
및 레퍼런스 전류
Figure 112014021084217-pat00096
(251)의 차이를 전류 오차 신호로 생성할 수 있다. 일측에 따르면, 제2 감산기(250)는 하기 수학식 11에 따라서 전류 오차 신호
Figure 112014021084217-pat00097
(222)를 생성할 수 있다.
[수학식 11]
Figure 112014021084217-pat00098

제어기(220)는 추정된 인덕터의 전류
Figure 112014021084217-pat00099
에 기반하여 부스트 컨버터에 포함된 스위치(280)의 제2 듀티비를 결정한다. 여기서, 제2 듀티비는 스위치(280)에 대하여 장래(future)에 적용될 값으로서, 스위칭 신호 생성기(270)는 제2 듀티비에 기반하여 스위치(280)의 스위칭을 제어하는 제2 스위칭 신호를 생성하고, 제2 듀티비에 기반하여 생성된 제2 스위칭 신호는 스위치(280)의 다음(next) 동작을 제어한다. 일측에 따르면, 제2 스위칭 신호는 다음 클럭(next clock)에서 스위치(280)의 동작을 제어하기 위하여 사용될 수 있다.
일측에 따르면, 제어기(220)는 전압 오차 신호
Figure 112014021084217-pat00100
(261) 및 전류 오차 신호
Figure 112014021084217-pat00101
(222)에 기반하여 제2 듀티비를 결정할 수 있다. 제어 오차
Figure 112014021084217-pat00102
를 하기 수학식 12와 같이 정의하면, 제어 오차
Figure 112014021084217-pat00103
의 시간에 대한 미분값
Figure 112014021084217-pat00104
은 하기 수학식 13과 같이 표현할 수 있다.
[수학식 12]
Figure 112014021084217-pat00105

[수학식 13]
Figure 112014021084217-pat00106

여기서,
Figure 112014021084217-pat00107
는
Figure 112014021084217-pat00108
의 시간에 대한 미분값이다.
부스트 컨버터가 안정적으로 동작하려면, 수학식 12의 제어 오차
Figure 112014021084217-pat00109
가 수렴하여야 한다. 제어 오차
Figure 112014021084217-pat00110
를 수렴시키기 위하여 제어기(220)는 제2 듀티비를 하기 수학식 14와 같이 결정할 수 있다.
[수학식 14]
Figure 112014021084217-pat00111

여기서,
Figure 112014021084217-pat00112
이다.
Figure 112014021084217-pat00113
는 제어 이득 행렬로서,
Figure 112014021084217-pat00114
이며, 양한정행렬이다.
부스트 컨버터를 제어하는 제어 장치(200)의 제어 오차 다이내믹스는 하기 수학식 15와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 15]
Figure 112014021084217-pat00115

여기서,
Figure 112014021084217-pat00116
는 행렬
Figure 112014021084217-pat00117
의 모든 고유값(eigenvalue)들의 실수부가 음수가 되도록 결정될 수 있다. 즉,
Figure 112014021084217-pat00118
는 행렬
Figure 112014021084217-pat00119
가 허위츠 행렬(Hurwitz Matrix)이 되도록 결정될 수 있다.
스위칭 신호 생성기(270)는 제2 듀티비(271)에 따라서 스위치(280)의 스위칭을 제어하는 제2 스위칭 신호를 생성한다. 일측에 따르면, 스위칭 신호 생성기(270)는 고주파 톱니 파형(272)와 제2 듀티비(271)를 비교하여 PWM(Pulse Width Modulation) 방식으로 제2 스위칭 신호를 생성할 수 있다.
이하 도 2에 도시된 제어 장치의 안정성에 대하여 설명한다. 리아푸노프 함수는 하기 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 16]
Figure 112014021084217-pat00120

수학식 2 및 수학식 6을 참고하면, 오차의 다이내믹스(dynamics)는 하기 수학식 17과 같이 표현할 수 있다.
[수학식 17]
Figure 112014021084217-pat00121

여기서,
Figure 112014021084217-pat00122
는 옵저버 오차
Figure 112014021084217-pat00123
의 시간에 대한 미분값이다.
또한, 리아푸노프 함수의 시간에 대한 미분값은 하기 수학식 18과 같이 표현할 수 있다.
[수학식 18]
Figure 112014021084217-pat00124

수학식 18에서,
Figure 112014021084217-pat00125
라는 점을 고려하면 세 번째 항목은 하기 수학식 19과 같다.
[수학식 19]
Figure 112014021084217-pat00126

수학식 18의 세 번째 항목을 수학식 19로 대체하면 하기 수학식 20와 같이 표현할 수 있다.
[수학식 20]
Figure 112014021084217-pat00127

수학식 7과 행렬
Figure 112014021084217-pat00128
가 허위츠 행렬임을 고려하면, 수학식 20은 하기 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 21]
Figure 112014021084217-pat00129

수학식 21에서, 옵저버 오차
Figure 112014021084217-pat00130
와 제어 오차
Figure 112014021084217-pat00131
가 시간이 지남에 따라서 '0'으로 수렴하는 것으로 결론내릴 수 있다. 결과적으로, 도 2에서 제안된 제어 장치는 점근적으로 안정성이 보장되고,
Figure 112014021084217-pat00132
로 정의되는 전압 출력 오차도 역시 '0'으로 수렴한다.
도 2에 도시된 제어 장치는 인덕터(291)의 전류를 직접 측정하지 않고, 부스트 컨버터의 입력 전압, 부스트 컨버터의 출력 전압 및 제1 스위칭 신호로부터 인덕터(291)의 전류를 추정한다. 따라서, 도 2에 도시된 제어 장치는 인덕터(291)의 전류를 센싱하기 위한 센서를 필요로 하지 않는다. 도 2에 도시된 제어 장치는 좀더 낮은 비용, 간단한 구성으로 부스트 컨버터를 구현할 수 있으며, 이 경우 센서의 노이즈로 인한 불안정성을 제거할 수 있다.
도 3은 예시적 실시예에 따른 부스트 컨버터 제어 방법을 단계별로 설명한 순서도이다.
단계(310)에서, 제어 장치는 부스트 컨버터의 상태를 추정한다. 일측에 따르면, 제어 장치는 부스트 컨버터의 입력 전압, 부스트 컨버터의 출력 전압 및 부스트 컨버터에 포함된 스위치의 스위칭을 제어하는 제1 스위칭 신호에 기반하여 부스트 컨버터의 상태를 추정할 수 있다. 또한, 제어 장치는 부스트 컨버터의 입력 전압, 부스트 컨버터의 출력 전압 및 부스트 컨버터에 포함된 스위치의 스위칭을 제어하는 제1 스위칭 신호에 기반하여 부스트 컨버터에 포함된 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 추정할 수 있다.
단계(320)에서, 제어 장치는 부스트 컨버터의 출력 전압을 추정할 수 있다.
단계(330)에서, 제어 장치는 추정된 출력 전압과 레퍼런스 전압과의 차이를 전압 오차 신호로 생성할 수 있다. 일측에 따르면, 레퍼런스 전압은 수학식 4에 기반하여 결정될 수 있다.
단계(340)에서, 제어 장치는 전압 오차 신호를 적분하여 레퍼런스 전류를 생성한다. 일측에 따르면, 제어 장치는 상기 수학식 10에 따라서 레퍼런스 전류를 생성할 수 있다.
단계(350)에서, 제어 장치는 단계(310)에서 추정된 인버터 전류와 단계(340)에서 생성된 레퍼런스 전류와의 차이를 전류 오차 신호로 생성할 수 있다. 일측에 따르면, 제어 장치는 상기 수학식 11에 따라서 전류 오차 신호를 생성할 수 있다.
단계(360)에서, 제어 장치는 추정된 인버터 전류에 기반하여 부스트 컨버터에 포함된 스위치의 제2 듀티비를 결정한다. 제어 장치는 전압 오차 신호 및 전류 오차 신호에 기반하여 제2 듀티비를 결정할 수 있다. 일측에 따르면, 제어 장치는 상기 수학식 14에 따라서 제2 듀티비를 결정할 수 있다.
단계(370)에서, 제어 장치는 결정된 제2 듀티비에 따라서 제1 스위칭 신호 이후에 스위의 스위칭을 제어하는 제2 스위칭 신호를 생성한다. 일측에 따르면, 제어 장치는 PWM 기법을 이용하여 제2 스위칭 신호를 생성할 수 있다.
실시예에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 실시예의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.
그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.
110: 입력 전원
120: 인덕터
130, 170: 다이오드
140: 캐패시터
150: 부하 저항
160: 스위치

Claims (13)

  1. 부스트 컨버터의 입력 전압, 상기 부스트 컨버터의 출력 전압 및 상기 부스트 컨버터에 포함된 스위치의 제1 듀티비(Duty Ratio)에 기반하여 상기 부스트 컨버터에 포함된 인덕터의 전류를 추정하고, 상기 부스트 컨버터의 출력 전압을 추정하는 상태 옵저버(state observer);
    상기 추정된 출력 전압과 레퍼런스 전압과의 차이를 전압 오차 신호로 생성하는 제1 감산기;
    상기 전압 오차 신호를 적분하여 레퍼런스 전류를 생성하는 레퍼런스 전류 생성부;
    상기 추정된 인덕터의 전류와 상기 레퍼런스 전류와의 차이를 전류 오차 신호로 생성하는 제2 감산기; 및
    상기 추정된 인덕터의 전류에 기반하여 상기 스위치의 제2 듀티비(Duty Ratio)를 결정하는 제어기
    를 포함하는 부스트 컨버터 제어 장치.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전압 오차 신호 및 상기 전류 오차 신호에 기반하여 상기 제2 듀티비를 결정하는 부스트 컨버터 제어 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 결정된 제2 듀티비에 따라서 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 신호 생성기
    를 더 포함하는 부스트 컨버터 제어 장치.
  7. 부스트 컨버터의 입력 전압, 상기 부스트 컨버터의 출력 전압 및 상기 부스트 컨버터에 포함된 스위치의 제1 듀티비(Duty Ratio)에 기반하여 상기 부스트 컨버터에 포함된 인덕터의 전류를 추정하는 단계;
    상기 부스트 컨버터의 출력 전압을 추정하는 단계;
    상기 추정된 출력 전압과 레퍼런스 전압과의 차이를 전압 오차 신호로 생성하는 단계;
    상기 전압 오차 신호를 적분하여 레퍼런스 전류를 생성하는 단계;
    상기 추정된 인덕터의 전류와 상기 레퍼런스 전류와의 차이를 전류 오차 신호로 생성하는 단계; 및
    상기 전류 오차 신호에 기반하여 상기 스위치의 제2 듀티비(Duty Ratio)를 결정하는 단계
    를 포함하는 부스트 컨버터 제어 방법.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 제7항에 있어서,
    상기 제2 듀티비를 결정하는 단계는 상기 전압 오차 신호에 기반하여 상기 제2 듀티비를 결정하는 부스트 컨버터 제어 방법.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 결정된 제2 듀티비에 따라서 상기 스위치의 스위칭을 제어하는 스위칭 신호를 생성하는 단계
    를 더 포함하는 부스트 컨버터 제어 방법.
  13. 제7항 및 제11항 내지 제12항 중에서 어느 하나의 항의 방법을 실행시키기 위한 프로그램이 기록된 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체.
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