KR101095977B1

KR101095977B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터에 대한 프로그래머블 인덕터 전류 제어

Info

Publication number: KR101095977B1
Application number: KR1020050124716A
Authority: KR
Inventors: 청 화이 리; 스테판 와이-얀 라이; 앨빈 칫-샹 찬; 데이비드 친-텅 올
Original assignee: 솔로몬 시스테크 리미티드
Priority date: 2005-01-06
Filing date: 2005-12-16
Publication date: 2011-12-19
Also published as: US20060145675A1; US7239117B2; CN100530915C; KR20060080858A; CN101018012A; TW200625770A; TWI315120B

Abstract

DC-DC 컨버터 회로는 인덕터 전류를 가진 인덕터, 모방된 인덕터 전류를 생성하는 인덕터 전류 모방 회로, 및 상기 모방 회로에 결합되어 모방된 인덕터 전류를 수신하며 상기 DC-DC 컨버터에 대한 피크 인덕터 전류를 결정하는 제어 회로를 포함한다.

컨버터, 인덕터

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터에 대한 프로그래머블 인덕터 전류 제어{Programmable inductor current control for DC-DC converters}

도 1, 2 및 3은 종래 DC-DC 벅 컨버터, 부스트 컨버터 및 플라이백 컨버터를 각각 도시한 회로도;

도 4는 인덕터 전류를 감지하는 감지 회로와 감지 레지스터를 구비한 종래 DC-DC 벅 컨버터를 도시한 회로도;

도 5, 6 및 7은 본 발명의 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터, 부스트 컨버터 및 플라이백 컨버터로 각각 구현된 인덕터 전류 모방 시스템과 회로의 실시예를 도시한 회로도; 및

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 인덕터 전류 모방 회로를 도시한 회로도.

본 발명은 전류 스위칭 제어에 관한 것으로서 좀 더 상세하게는 직류(DC) 변환을 위한 프로그래머블 인덕터 전류 제어 시스템과 방법에 관한 것이다.

DC-DC 전력 컨버터들은 전력 공급 장치들, 컴퓨터들, 프린터들 및 이미징 시스템들과 같은 전기 장치들과 시스템들에 전력을 공급하기 위해 일반적으로 사용 된다. 그러한 DC-DC 컨버터들은 소스 전압으로부터 원하는 전압을 출력하기 위한 많은 구성들이 가능하며, 벅(buck) 또는 스텝 다운 컨버터(도 1), 부스트 컨버터(도 2), 그리고 플라이백 컨버터(도 3)을 포함한다. 도 1은 증가 사이클 경로(108a) 및 감소 사이클 경로(108b)를 따라, 인덕터(102), 커패시터(104), 스위치들(106a, 106b)를 가지는 DC-DC 벅 컨버터(100)이며, 소스 전압 V_in보다 작은 출력 전압 V_out를 생성한다. 도 2는 증가 사이클 경로(208a) 및 감소 사이클 경로(208b)를 따라, 인덕터(202), 커패시터(204), 스위치(206a, 206b)를 가지는 DC-DC 부스트 컨버터(200)이다. 도 3은 증가 사이클 경로(308a) 및 감소 사이클 경로(308b)를 따라, 인덕터(302), 커패시터(304), 스위치들(306a, 306b)를 가지는 DC-DC 플라이백 컨버터(300)이다.

DC-DC 컨버터와 전압 레귤레이터 회로들의 제어에 영향을 미치기 위해, 인덕터 전류의 정확한 측정이 필수적이다. 벅 컨버터에서 출력 인덕터 전류를 감지하기 위한 일반적인 방식은 출력 인덕터에 직렬로 연결된 감지 레지스터를 이용한다. 출력 인덕터 전류는 감지 레지스터에 걸린 차동 전압으로 재구성된다. 출력 전압은 다음으로 전류 모드 제어로 조정되며, 감지된 신호는 출력 전압 궤환에 이용된다. 감지 레지스터를 가진 DC-DC 컨버터의 예가 미국 등록 특허 제5,731,731호에 개시되어 있다. DC-DC 컨버터에 대한 인덕터 전류의 직접 감지의 다른 예들은 미국 등록 특허 제5,982,160호와 제6,377,034호에 개시된 것들을 포함한다. 도 4는 제어 회로(402), 감지 회로(404) 및 감지 레지스터(406)를 구비한 종래의 DC-DC 벅 컨버 터(400)이다. 그러나, 감지 레지스터 값은 감지된 신호가 잡음 이상으로 유지되도록 하기 위해 크기가 충분히 커야 한다. 심각한 효율 결점은 감지 레지스터에 의해 불필요하게 방산되는 전력에 기인한다.

DC-DC 컨버터 제어에 대한 간접 감지 또는 유도 인덕터 전류 또한 가능하다. 인덕터 전류의 간접 감지의 예들은 미국 등록 특허 제6,381,159호와 미국 공개 특허 제2002/0074975호에 개시된 것들을 포함한다. 간접 감지가 감지 레지스터를 필요로 하지 않지만, 내부 전압들을 위해 컨버터의 내부 노드들이 사용되어야 한다는 결점이 있으며, 추가적인 회로와 신호 핀들을 필요로 하는 결과를 초래한다.

따라서일반적으로 본 기술 분야는 상술한 종래 기술의 단점을 극복할 수 있는 인덕터 전류 제어 시스템과 방법을 필요로 하고 있다. 특히 DC-DC 컨버터에서 효율적이고 전력 방산 문제들을 최소화할 수 있는 인덕터 전류 제어 시스템과 방법을 요구하고 있다. 또한 DC-DC 컨버터에서 효율적이고 최적화된 회로 설계를 구비한 인덕터 전류 제어 시스템과 방법을 필요로 한다.

따라서, 본 발명은 관련 기술의 제한들과 손실들에 기인한 하나 이상의 문제들을 제거하는 DC-DC 컨버터에서 전류를 제어하는 시스템과 방법에 관한 것이다.

구현되고 폭넓게 설명된 본 발명의 목적에 따르면, 프로그래머블 인덕터 전류 제어를 구비한 직류 전력 변환 시스템과 방법이 제공된다.

본 발명에 일관되게, 직류 전력 변환 시스템이 제공된다. 상기 시스템은 인 덕터를 포함한 DC-DC 컨버터 회로, 상기 인덕터를 통하는 전류를 모방하고 모방된 인덕터 전류의 신호 표본을 생성하는 인덕터 전류 모방 회로, 및 상기 모방 회로 결합되어 상기 모방된 인덕터 전류의 신호 표본을 수신하고 DC-DC 컨버터에 대한 피크 인덕터 전류를 제어하는 제어 회로를 포함한다.

또한 본 발명에 일관되게, 인덕터와 제1 전압 서플라이, 제2 전압 서플라이 및 접지 터미널에 연결된 모방 회로를 포함한 전력 컨버터를 포함한 전력 변환 시스템이 제공된다. 모방 회로는 제1 전압 서플라이와 접지 터미널 사이에 결합된 제1 트랜지스터; 제1 트랜지스터와 접지 터미널 사이에 결합된 프로그래머블 레지스터; 제2 전압에 결합하기 위한 양극 입력, 제1 트랜지스터와 프로그래머블 레지스터간에 결합된 음극 입력, 및 제1 트랜지스터의 게이트에 결합된 출력을 가진 증폭기; 제1 전압 서플라이와 접지 터미널 사이에 결합된 프로그래머블 커패시터, 커패시터가 제1 전압 서플라이에 결합될 때 모방된 인덕터 전류가 커패시터를 통해 흐르고 모방된 인덕터 전압이 커패시터에 걸쳐 제공됨; 프로그래머블 커패시터에 걸쳐 연결된 스위치; 모방된 인덕터 전압과 레퍼런스 전압을 비교하는 비교기; 및 비교기의 출력에 응답하여 인덕터 전압 제한을 결정하도록 스위치를 동작하는 논리 회로를 포함한다.

더 본 발명에 일관되게, 컨버터 회로에 인덕터 전류를 가진 인덕터를 제공하고, 인덕터 전류를 모방하고, 모방된 인덕터 전압을 제공하고, 레퍼런스 전압을 모방된 전압과 비교하며, 비교 단계의 결과에 기초하여 인덕터 전압 제한을 결정하는 전력 변환 방법이 제공된다.

본 발명의 부가적인 특징들과 이점들은 이하의 상세한 설명에서 부분적으로 설명되어질 것이며, 상세한 설명으로부터 부분적으로 명백하거나 또는 본 발명의 실시로부터 습득할 수 있을 것이다. 본 발명의 특징들과 이점들은 첨부된 특허청구범위에서 특정된 구성 요소들과 조합들에 의해 구현되고 달성될 수 있다.

전술한 일반적인 설명과 후술할 상세한 설명은 모두 대표적이고 설명적인 것일 뿐이며 청구된 본 발명을 제한하는 것이 아니다.

첨부된 도면들은, 본 명세서를 구체화하고 일부를 구성하며,본 발명의 몇몇 실시예들을 도시하며, 상세한 설명과 함께, 본 발명의 원칙들을 설명하는데 이용된다.

이하에서 본 발명의 실시예들은 상세히 언급될 것이며, 첨부된 도면에 도시되어 있다. 가능하다면, 동일한 참조 번호들이 도면 전체에 걸쳐 동일 또는 유사한 부분들을 언급하는데 이용될 것이다.

도 5는 DC-DC 벅 컨버터(500)로 구현된 인덕터 전류 모방 회로의 실시예를 도시한 회로도이다. 벅 컨버터(500)는 인덕터 전류가 흐르는 인덕터(502), 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}를 생성하는 인덕터 전류 모방 회로(504), 모방 회로(504)에 결합되어 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}를 수신하며 벅 컨버터(500)에 대한 피크 인덕터 전류를 결정하는 제어 회로(506)를 포함한다. 제어 회로(506)는 벅 컨버터(500)에서 한 쌍의 스위치들(508a, 508b)에 결합된다. 전압 소스(510)는 입력 전압 V_in을 공급하며, 전압 소스(510)와 스위치(508a) 사이의 점에서 모방 회로(504)에 또한 결합된다. 벅 컨버터(500)의 출력 전압 V_out은 커패시터(512)에 걸쳐 측정되며 모방 회로(504)에 또한 공급된다. 모방 회로(504)는 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 또한 결정하며, 제어 회로(506)에 제공된다.

이러한 방법에서, 클로즈 컨트롤 루프가 형성되어 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}과 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 제어 회로(506)에 피드백하며, 그것에 상응하여 스위치들(508a, 508b)의 동작을 제어하여, 증가 사이클 전류 경로(514a)와 감소 사이클 전류 경로(514b)에서 전류 흐름을 제어한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 DC-DC 부스트 컨버터(600)로 구현된 인덕터 전류 모방 시스템과 회로의 실시예를 도시한 회로도이다. 부스트 컨버터(600)는 인덕터 전류가 흐르는 인덕터(602), 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}를 생성하는 인덕터 전류 모방 회로(604), 모방 회로(604)에 결합되어 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}를 수신하며 부스트 컨버터(600)에 대한 피크 인덕터 전류를 결정하는 제어 회로(606)를 포함한다. 제어 회로(606)는 부스트 컨버터(600)에서 한 쌍의 스위치들(608a, 608b)에 결합된다. 전압 소스(610)는 입력 전압 V_in을 공급하며, 이는 전압 소스(610)와 인덕터(602) 사이의 노드에서 모방 회로(604)에도 공급된다. 부스트 컨버터(600)의 출력 전압 V_out은 커패시터(612)에 걸쳐 측정된다. 모방 회로(604)는 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 또한 결정하며, 제어 회로(606)에 제공된다.

이러한 방법에서, 클로즈 컨트롤 루프가 형성되어 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}과 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 제어 회로(606)에 피드백하며, 그것에 상응하여 스위치들(608a, 608b)의 동작을 제어하여, 증가 사이클 전류 경로(614a)와 감소 사이클 전류 경로(614b)에서 전류 흐름을 제어한다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 DC-DC 플라이백 컨버터(700)로 구현된 인덕터 전류 모방 시스템과 회로의 실시예를 도시한 회로도이다. 플라이백 컨버터(700)는 인덕터 전류가 흐르는 인덕터(702), 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}를 생성하는 인덕터 전류 모방 회로(704), 모방 회로(704)에 결합되어 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}를 수신하며 플라이백 컨버터(700)에 대한 피크 인덕터 전류를 결정하는 제어 회로(706)를 포함한다. 제어 회로(706)는 플라이백 컨버터(700)에서 한 쌍의 스위치들(708a, 708b)에 결합된다. 전압 소스(710)는 입력 전압 V_in을 공급하며, 이는 전압 소스(710)와 스위치(708a) 사이의 노드에서 모방 회로(704)에도 공급된다. 플라이백 컨버터(700)의 출력 전압 V_out은 커패시터(712)에 걸쳐 측정된다. 모방 회로(704)는 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 또한 결정하며, 제어 회로(706)에 제공된다.

이러한 방법에서, 클로즈 컨트롤 루프가 형성되어 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}과 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 제어 회로(706)에 피드백하며, 그것에 상응하여 스위치들(708a, 708b)의 동작을 제어하여, 증가 사이클 전류 경로(714a)와 감소 사이클 전류 경로(714b)에서 전류 흐름을 제어한다.

도 5, 6 및 7의 각 DC-DC 컨버터들(500, 600, 700)은 인덕터(502, 602, 702)를 각각 포함한다. 인덕터에 걸린 전압 및 통과하는 전류는 다음 수학식에 관련된다.

여기서, V _L 은 인덕터에 걸린 전압이고, L은 인덕터의 인덕턴스이며 I _L 은 인덕터 전류이다. 수식 항을 재배치하면, 인덕터 전류의 증가 기울기 S는

로 표현될 수 있다.

도 5의 DC-DC 컨버터(500)와 같은 벅 컨버터에서, 인덕터 전류의 증가 기울기 S_buck는

로 표현될 수 있다.

여기서 V_in은 컨버터의 입력 전압이고 V_out은 컨버터의 출력 전압이다. 도 6의 DC-DC 컨버터(600)와 같은 부스트 컨버터에도 유사하게, 인덕터 전류의 증가 기울기 S_boost는

로 표현될 수 있다.

도 7의 DC-DC 컨버터(700)와 같은 플라이백 컨버터에도 유사하게 인덕터 전류의 증가 기울기 S_flyback는

로 표현될 수 있다.

증가 기울기를 알면, 컨버터의 인덕터 전류 I_L은

벅 컨버터, 또는

부스트 / 플라이백 컨버터

여기서 t는 인덕터 전류의 램프 업 시간이다. 램프 업 시간 t는 클로즈-루프 피드백 회로에 의해 제어되며, 도 5, 6 및 7의 제어 회로(506, 606 및 706)를 각각 포함한다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 인덕터 전류 모방 회로(800)를 도시한 회로도이다. 모방 회로(800)는 각각 도 5, 6 및 7의 모방 회로들(504, 604 및 704)의 어느 하나에 의해 구현될 수 있다. 도 8을 참조하면, 모방 회로(800)는 전압 소스(V(s))(806)와 접지 사이에 결합된 한 쌍의 레지스터(802, 804)를 포함한다. 보조 증폭기(808)의 출력은 제1 트랜지스터(810)의 게이트에 결합되며, 그 소스는 예를 들어, 제어 비트에 의해 프로그래머블한 온-칩 레지스터를 통해 보조 증폭기(808)의 음극 입력과 접지에 연결된다. 제2 트랜지스터(813)는 제1 트랜지스터(810)의 드레인에 결합된 소스와 서플라이 전압(V_dd)(814)에 결합된 드레인을 가진다. 제3 트랜지스터(816)는 서플라이 전압(V_dd) (814)에 결합된 드레인와 예를 들어, 제어 비트에 의해 프로그래머블한 온-칩 커패시터(818)를 통해 접지와 결합된 소스를 가진다. 제2 트랜지스터(813), 제3 트랜지스터(816)의 각 게이트들은 함께 결합되며 제1 트랜지스터(810)의 드레인에 결합된다. 제2 트랜지스터(813), 제3 트랜지스터(816)의 연결은 전류 증배율 k를 갖는 전류 미러를 형성한다. 비교기(820)는 양극 입력에서 레퍼런스 전압 V_ref를 수신하도록 결합되며, 음극 입력은 제3 트랜지스터(816)의 소스와 커패시터(818) 사이의 점에 결합되어 커패시터(818)에 걸린 전압을 수신한다. 스위치(822)는 커패시터(818)에 걸쳐 결합된다. 프로그래머블 로직 회로(824)는, 로직 게이트들과 플립플롭과 같은 로직 구성요소들을 가지며, 비교기(820)의 출력을 수신하도록 결합되며, 스위치(822)의 위치를 제어하는 출력 신호를 제공한다. 프로그래머블 로직 회로(824)는 스위치(822)를 개방 또는 접속하는 논리 결정을 제공하도록 기능하며, 비교기(820)의 출력에 따라 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 제공한다. 프로그래머블 로직 회로(824)는 상기 컨버터(500,600 및 700)에서 표시된 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 또한 제공한다. 프로그래머블 로직 회로(824)는 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}와 프리셋 레퍼런스 전압 V_ref를 비교한 결과에 기초하여 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}를 생성한다.

아래에서 더 충분히 설명되겠지만, 인덕터 모방 회로(800)는 제3 트랜지스터(816)를 통하여 흐르는 인덕터 모방 전류 I_{ind_emulated}를 생성한다. 인덕터 모방 전류 I_{ind_emulated}에 근거하여, 모방 회로(800)는 상기 컨버터(500,600 및 700)에서 표시된 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}를 출력한다.

컨버터(500,600 및 700)에서, 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated}와 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit}는 모두 모방 회로들(504, 604 및 704)에 의해 도 5, 6 및 7에 도시된 제어 회로들(506, 606 및 706)에 각각 제공된다.

모방 회로(800)의 동작에 있어, 커패시터(818)의 충전 시간은, 예를 들면 도 5, 6 및 7의 컨버터들(500, 600 및 700)과 같은, DC-DC 컨버터의 인덕터 전류에 대한 램프 업 시간 t로 사용된다. 다음 관계는 모방 회로(800)의 회로 장치에 기초한 것이다.

여기서, C는 프로그래머블 온-칩 커패시터(818)에 상응하며, R은 프로그래머블 온-칩 레지스터(812)에 상응하며, R₁과 R₂는 레지스터들(804, 802)에 각각 상응한다. 변수 k는 상술한 제2 트랜지스터(813), 제3 트랜지스터(816)에 의해 형성된 전류 미러의 전류 증배율이다. 결과적으로, 모방된 전압 신호 V_{ind_emulated} 는 전류-모드 DC-DC 컨버터 제어에 대한 일반적인 감지된 인덕터 전압(예를 들면, 감지 레지스터에 의해 감지된) 대신에 이용될 수 있다. 비교기(820)에서 V_{ind_emulated} 를 레퍼런스 전압 V_ref 와 비교함으로써, 프로그래머블 로직 회로(824)와 스위치(822)를 경유한 온-오프 제어에 의해 DC-DC 컨버터의 피크 전류를 설정하는 결과 전압 신호 V_{ind_limit} 가 생성될 수 있다. 회로(824)는 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated} 와 프리셋 레퍼런스 전압 V_ref 를 비교한 결과에 기초하여 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit} 를 나타내는 제어 신호를 생성한다. 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit} 는 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated} 가 V_ref 의 값에 도달할 때, 즉, 전류 I_{ind_emulated} 와 충전함으로써 발생한 커패시터(818)의 전압에 의해 결정되듯이, 요구한 제한된 전류에 도달했을 때, 활성화된다. 프로그래머블 로직 회로(824)는 스위치(822)의 동작을 제어하며 희망하는 전류 제한에 도달하면 스위치(822)를 닫는다. 이는 커패시터(818)을 방전하며 다음 클락 사이클에서 이용을 준비한다. 다음 클락 사이클의 시작시, 프로그래머블 로직 회로(824)는 스위치(822)를 개방하고, 커패시터(818)는 V_{ind_emulated} 가 V_ref 에 도달할 때까지 충전되며, 인덕터 전압 제한 신호 V_{ind_limit} 를 트리거한다. 이는 인덕터 전류 모방 회로(800)의 동작중에 사이클마다 반복된다.

레퍼런스 전압 V_ref 는 제어 비트를 이용하여 설정될 수 있다. 더 높은 전류 제한은 더 높은 V_ref 설정에 상응하며, 모방된 인덕터 전류 I_{ind_emulated} 가 커패시터(818)의 모방된 인덕터 전압 신호 V_{ind_emulated} 를 프리셋 레퍼런스 전압 V_ref 까지 충전하는데 더 많은 시간이 걸린다. V_{ind_emulated} 를 V_ref 와 동일하게 설정하는 것은

를 제공한다.

여기서 V(s)는 컨버터(600, 700)과 같은 부스트 및 플라이백 컨버터들의 경우에 각각 V_in으로, 벅 컨버터(500)와 같은 벅 컨버터들에 대해서는 V_in-V_out으로 설정될 수 있다. 그렇게 설정하는데 있어서, V_in과 V_out은 수학식 6을 수학식 8로 대체한 후 생략되어질 수 있으며, 그 변화를 보상한다. 모방된 피크 인덕터 전류는 따라서 다음과 같이 표현될 수 있다.

따라서, 피크 인덕터 전류는 컨버터 회로 출력을 실제로 감지하거나 모니터링할 필요 없이 모방 회로(800)의 동작으로 편리하게 결정되어질 수 있다. R, L 및 C의 값에만 의존하며, 입력과 출력 전압들에서의 변화가 보상된다. 설명된 실시예들의 현재 구현에서, 레지스터(812)와 커패시터(818)는 모두 온-칩이고 제어 비트 들에 의해 프로그래머블하므로, 그 값들은 적용된 외부 인덕터의 인덕턴스 값을 매치하도록 조정되어질 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 일치하는 DC-DC 컨버터들은 벅, 부스트 및 플라이백 컨버터 토폴로지들과 같이 수 많은 컨버터 토폴로지를 가진 시스템에서 구현되어질 수 있다. 이들은 또한 연속 전도 모드(CCM: continuous conduction mode)와 비연속 전도 모드(DCM: discontinuous conduction mode) 동작 모두에서 이용되기에 적합한다. CCM과 DCM 간의 차이는 CCM의 인덕터 전류는 DC 오프셋 성분을 가진다는 점이다. AC 성분들은 CCM과 DCM 양쪽에 모두 동일하다. 본 발명에 일치하는 모방 회로는 AC 성분만의 정보를 이용하여 인덕터 전류를 모방하고 제어하므로, CCM과 DCM 구성들에서 본 발명의 원리들을 구현하는데 본질적인 차이는 없다. 본 발명에 일치하는 동일한 모방 회로는 어떠한 특별한 변형 없이 CCM과 DCM 구성들 모두에서 용이하게 구현될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예들은 여기서 개시된 명세서에 대한 이해와 본 발명의 실시로부터 당업자에게 자명할 것이다. 명세서와 예제들은 예시적인 것으로만 이해되어야 하며,본 발명의 진정한 범위와 사상은 다음의 특허청구범위에 의해서만 이해되어야 한다.

Claims

인덕터 전류를 통과시키는 인덕터 및 주기적 구동 파형을 수신하는 전자 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터 회로;

상기 DC-DC 컨버터 회로의 입력 전압을 수신하거나 상기 DC-DC 컨버터 회로의 입력 및 출력 전압을 수신하여 상기 인덕터 전류 및 상기 인덕터 전류의 피크 제한을 나타내는 모방 신호를 생성하는 모방 회로-여기서, 모방 신호는 상기 인덕터의 인덕턴스 값과 상기 입력 전압 또는 상기 DC-DC 컨버터 회로의 입력 및 출력 전압 중 어느 하나에 기초하여 생성되나, 상기 인덕터 전류의 실제 또는 스케일된 버젼의 직접적인 또는 간접적인 센싱 또는 모니터링 없이 생성됨-; 및

상기 모방 회로에 결합되어 상기 모방 신호를 수신하고, 상기 전자 스위치들을 구동하는 상기 구동 파형을, 상기 DC-DC 컨버터 회로의 토폴로지 및 동작 모드에 부합하여, 생성하는 제어 회로를 포함하며,

상기 모방 회로는, 상기 인덕터 전류의 실제 또는 스케일된 버전의 직접적인 또는 간접적인 감지 또는 모니터링 없이, 상기 인덕터 전류를 나타내는 상기 모방 신호로서 피드백 제어 전압 신호를 생성하는 프로그래머블 RC 회로를 포함하는 DC 전력 변환 시스템.
제1항에 있어서, 상기 DC-DC 컨버터 회로는, 연속 전도 모드 또는 비연속 전도 모드 모두에서 동작하는, 벅 컨버터, 부스트 컨버터 및 플라이백 컨버터의 토폴로지를 포함하는 DC 전력 변환 시스템.
삭제
제1항에 있어서, 상기 모방 회로는 온-칩 레지스터 요소와 온-칩 커패시터 요소를 포함하며, 상기 인덕터 전류의 실제 또는 스케일된 버전의 직접적인 또는 간접적인 감지 또는 모니터링 없이, 상기 모방 회로는 상기 인덕터 전류를 나타내는 상기 모방 신호로서 피드백 제어 전압 신호를 생성하는 DC 전력 변환 시스템.
제1항에 있어서, 상기 피드백 제어 전압 신호는 상기 DC-DC 컨버터 회로에서 전류 제한 보호를 위한 전압을 결정하기 위한 레퍼런스 전압과 비교되는 DC 전력 변환 시스템.
제4항에 있어서, 상기 모방 회로는 상기 피드백 제어 전압 신호를 레퍼런스 전압과 비교하고 상기 DC-DC 컨버터 회로에서 전류 제한 보호를 위한 전압을 결정하는 비교기를 포함하는 DC 전력 변환 시스템.
인덕터와 모방 회로를 포함하는 전력 컨버터를 포함하되,

상기 모방 회로는 제1 전압 서플라이, 제2 전압 서플라이 및 접지 터미널에 결합하며, 상기 모방 회로는

상기 제1 전압 서플라이와 상기 접지 터미널 사이에 결합하는 제1 트랜지스터;

상기 제1 트랜지스터와 상기 접지 터미널 사이에 결합된 프로그래머블 레지스터;

상기 제2 전압 서플라이에 결합하는 양극 입력, 상기 제1 트랜지스터와 상기 프로그래머블 레지스터 사이에 결합된 음극 입력, 및 상기 제1 트랜지스터에 결합된 출력을 가진 증폭기;

상기 제1 전압 서플라이와 상기 접지 터미널 사이에 결합하는 프로그래머블 커패시터-여기서, 상기 프로그래머블 커패시터가 상기 제1 전압 서플라이에 결합되면 모방된 인덕터 전류가 상기 프로그래머블 커패시터를 충전하고 모방된 인덕터 전압이 상기 프로그래머블 커패시터를 통해 제공되도록 함-;

상기 프로그래머블 커패시터에 걸쳐 연결된 스위치;

상기 모방된 인덕터 전압과 레퍼런스 전압을 비교하는 비교기; 및

상기 비교기의 출력에 응답하여 인덕터 전압 제한을 결정하는 스위치를 동작하는 논리 회로

를 포함하는 전력 변환 시스템.
제7항에 있어서, 상기 모방 회로는 상기 제1 전압 서플라이와 상기 제1 트랜지스터 사이에 결합하는 제2 트랜지스터를 더 포함하는 전력 변환 시스템.
제8항에 있어서, 상기 모방 회로는 상기 제1 전압 서플라이와 상기 프로그래머블 커패시터 사이에 결합하는 제3 트랜지스터를 더 포함하며, 상기 제2 트랜지스터 및 상기 제3 트랜지스터의 각 게이트들은 함께 결합되어 전류 미러 회로를 형성하는 전력 변환 시스템.
제7항에 있어서, 상기 모방 회로에 결합되어 상기 모방된 인덕터 전압과 상기 인덕터 전압 제한의 신호 표본을 수신하는 제어 회로를 더 포함하는 전력 변환 시스템.
인덕터 전류를 가진 인덕터를 구비한 컨버터 회로를 제공하는 단계;

상기 인덕터 전류를 모방하는 단계;

모방된 인덕터 전압을 생성하는 단계;

레퍼런스 전압을 상기 모방된 인덕터 전압과 비교하는 단계; 및

상기 비교 결과에 기초하여 인덕터 전압 제한을 결정하는 단계를 포함하는 전력 변환 방법.
제11항에 있어서, 상기 모방된 인덕터 전압 및 상기 인덕터 전압 제한에 기초하여 상기 컨버터 회로에 피드백 제어를 제공하는 단계를 더 포함하는 전력 변환 방법.
제11항에 있어서, 연속 전도 모드에서 상기 컨버터 회로를 동작하는 단계를 더 포함하는 전력 변환 방법.
제11항에 있어서, 비연속 전도 모드에서 상기 컨버터 회로를 동작하는 단계를 더 포함하는 전력 변환 방법.
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