KR101247723B1 - 직류-직류 변환기 제어 방법 및 그 장치 - Google Patents

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Abstract

양방향 직류-직류 변환기 제어 방법 및 그 장치가 개시된다. 본 발명에 따른 제어방법은 직류-직류 변환기의 출력 목표전압과 직류-직류 변환기의 실제 출력전압의 차이를 기초로 목표전압 출력을 위해 직류-직류 변환기 내부의 인덕턴스 소자에 인가되어야하는 목표전류를 산출하고, 직류-직류 변환기 내부의 스위치의 상태(state)를 토글(toggle)시키는 스위칭신호가 일정 듀티범위 내에서 듀티(Duty) 값을 갖도록 목표전류 크기를 리미팅하며, 리미팅된 목표전류와 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류의 차이를 기초로 스위칭 신호의 진폭을 변조하고, 진폭 변조된 상기 스위칭신호를 상기 스위치에 인가하도록 한다.

Description

직류-직류 변환기 제어 방법 및 그 장치{Method and Apparatus of controlling DC-DC convertor}
본 발명은 직류-직류 변환기 제어 방법 및 그 장치로서, 보다 상세하게는 직류-직류 변환기의 스위치를 제어하는 방법 및 그 장치에 관한 발명이다.
직류-직류 변환기는 일단에 입력된 직류전원의 전압의 크기를 변경하여 타단에 출력하는 장치로서 직류-직류 변환기는 입력 전압을 승압하여 출력하는 승압 변환기와 입력 전압을 강압하여 출력하는 강압 변환기로 구분된다.
양방향 직류-직류 변환기는 승압과 강압 양자로 동작가능한 변환기를 의미한다. 양방향 직류-직류 변환기에 저전압전원으로서 제한된 용량의 배터리 혹은 커패시터가 연결된 경우 승압 변환기로 동작시에는 시간의 경과에 따라서 저전압전원이 방전됨에 따라서 점차 저전압링크로의 전압이 감쇄하고, 강압 변환기로 동작시에는 시간의 경과에 따라 저전압전원이 점차 포화된다. 따라서 직류-직류 변환기의 제어 마진이 감소하게 되어 제어 불가능한 문제점이 발생한다.
본 발명이 이루고자하는 기술적 과제는, 직류-직류 변환기에서 제한된 전기적 용량을 갖는 저전압전원이 방전 또는 포화되는 경우에도 해당 직류-직류 변환기를 안정적으로 제어할 수 있는 방법 및 장치를 제공하는데 있다.
상기의 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 직류-직류 변환기 제어방법은, 직류-직류 변환기의 출력 목표전압과 직류-직류 변환기의 실제 출력전압의 차이를 기초로 목표전압 출력을 위해 인덕턴스 소자에 인가되어야하는 목표전류를 산출하는 단계; 스위치의 상태(state)를 토글(toggle)시키는 스위칭신호가 기 설정된 듀티범위 내에서 듀티(Duty) 값을 갖도록 목표전류 크기를 리미팅하는 단계; 및 리미팅된 목표전류와 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류의 차이를 기초로 스위칭 신호의 진폭을 변조하고, 진폭 변조된 상기 스위칭신호를 상기 스위치에 인가하는 단계;를 포함한다.
상기의 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 직류-직류 변환기 제어장치는 직류-직류 변환기의 출력 목표전압과 직류-직류 변환기의 실제 출력전압의 차이를 기초로 상기 목표전압 출력을 위해 상기 인덕턴스 소자에 인가되어야하는 목표전류를 산출하는 산출부; 스위치의 상태(state)를 토글(toggle)시키는 스위칭신호가 기 설정된 듀티범위 내에서 듀티(Duty) 값을 갖도록 목표전류 크기를 리미팅하는 리미터; 및 리미팅된 목표전류와 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류 차이를 기초로 스위칭 신호의 진폭을 변조하고, 진폭 변조된 스위칭신호를 스위치에 인가하는 스위칭부;를 포함한다.
상기의 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 ISG 시스템은 모터 및 발전기 역할을 선택적으로 수행하는 ISG(intergrate starter and generator)에 연결된 인버터; 커패시턴스 소자, 인덕턴스 소자 및 스위치를 포함하는 양방향 직류-직류 변환기; 및 직류-직류 변환기를 제어하는 제어장치;를 포함하고, 직류-직류 변환기는 인버터와 병렬로 링크되어 ISG가 모터로 작동하면 커패시턴스 소자의 전압을 승압하여 인버터 측 링크에 전원을 인가하고, ISG가 발전기로 작동하면 인버터 측 링크로부터 인입된 전원을 강압하여 커패시턴스 소자에 제공하며, 제어장치는 직류-직류 변환기의 출력 목표전압과 실제 출력전압의 차이를 기초로 목표전압 출력을 위해 인덕턴스 소자에 인가되어야하는 목표전류를 산출하고, 스위치의 상태(state)를 토글(toggle)시키는 스위칭신호가 기 설정된 듀티범위 내에서 듀티(Duty) 값을 갖도록 목표전류 크기를 리미팅하며, 리미팅된 목표전류와 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류 차이를 기초로 스위칭 신호의 진폭을 변조하고, 진폭 변조된 스위칭신호를 스위치에 인가한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 직류-직류 변환기에 포함된 인덕턴스 소자에 대한 목표전류값을 조정함으로서 스위칭 신호의 듀티를 사용자가 설정한 일정범위 내로 제한하여 저전압 전원이 포화 또는 방전되는 경우에도 직류-직류 변환기의 제어를 수행할 수 있으며, 또한 Boost 모드와 Buck모드의 전환시에 있어서 급격한 전류변화를 방지하여 직류-직류 변환기 스위칭 소자의 손상을 방지할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 직류-직류 변환기 제어장치를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라서 듀티값과 상하한레벨의 관계를 간략히 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 간략한 일 실시예에 따라 양방향 직류-직류 변환기가 포함하는 산출부 및 리미터를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 직류-직류 변환기 제어장치의 스위칭 신호에 따른 직류-직류 변환기의 스위치의 동작을 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 직류-직류 변환기 제어방법의 흐름을 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 ISG(Integrated Starter and Generator) 시스템을 도시한 도면이다.
이하의 내용은 단지 본 발명의 원리를 예시한다. 그러므로 당업자는 비록 본 명세서에 명확히 설명되거나 도시되지 않았지만 본 발명의 원리를 구현하고 본 발명의 개념과 범위에 포함된 다양한 장치를 발명할 수 있는 것이다. 또한, 본 명세서에 열거된 모든 조건부 용어 및 실시예들은 원칙적으로, 본 발명의 개념이 이해되도록 하기 위한 목적으로만 명백히 의도되고, 이와 같이 특별히 열거된 실시예들 및 상태들에 제한적이지 않는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 본 발명의 원리, 관점 및 실시예들 뿐만 아니라 특정 실시예를 열거하는 모든 상세한 설명은 이러한 사항의 구조적 및 기능적 균등물을 포함하도록 의도되는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 이러한 균등물들은 현재 공지된 균등물뿐만 아니라 장래에 개발될 균등물 즉 구조와 무관하게 동일한 기능을 수행하도록 발명된 모든 소자를 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
상술한 목적, 특징 및 장점들은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 더욱 분명해 질 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략하거나 간략하게 설명하는 것으로 한다.
한편 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라, 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
본 발명의 상세한 설명에 앞서 먼저 양방향 직류-직류 변환기의 동작을 간략히 설명한다.
양방향 직류-직류 변환기가 Boost 컨버터로 동작하는 경우 저전압링크에 전원을 입력받아 고전압링크에 승압하여 전원을 출력하며, 승압비는 변환기에 구비된 스위치소자가 저전압링크의 부극성(-) 단자에 단락된 시간과 고전압링크의 정극성(+)단자에 단락된 시간의 비율에 따라서 결정된다. 즉, 저전압링크의 부극성(-) 단락된 시간의 비율이 증가하면 승압비가 증가한다.
양방향 직류-직류 변환기가 Buck 컨버터로 동작하는 경우 고전압 링크에 입력받은 전원을 저전압링크에 강압하여 출력하며, 강압비는 스위치 소자가 고전압 링크의 정극성(+) 단자와 단락된 시간과 저전압 링크의 부극성(-)단자에 단락된 시간의 비율에 따라서 결정된다. 즉, 저전압링크의 부극성(-)단자에 단락된 시간의 비율이 증가할 수록 강압비가 증가한다.
직류-직류 변환기의 저전압링크에 저전압전원으로서 배터리 혹은 커패시터가 연결된 경우 저전압전원은 제한된 용량 전기적에너지를 갖게되므로, Boost 변환기로 동작시에는 시간의 경과에 따라서 저전압전원이 방전됨에 따라서 점차 저전압링크로의 입력전압이 감쇄하고 따라서 원하는 출력전압으로 승압하기 위해서 스위치가 저전압링크의 (-)단자와 단락되는 시간이 증가한다. Buck 변환기로 동작시에는 시간의 경과에 따라 저전압전원이 점차 포화되어 스위치가 고전압링크의 (+)단자와 단락되는 시간이 증가한다.
결국, Duty는 0 또는 1의 Peak 값에 접근하게 되므로 직류-직류 변환기의 제어 마진이 감소한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 바람직한 실시예에 따른 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 직류-직류 변환기 제어장치를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 양방향 직류-직류 변환기(110)는 인덕터(111), 저전압 커패시터(112), 스위치(113), 고전압 커패시터(114)를 포함한다. 양방향 직류-직류 변환기(110)는 Boost 모드에서는 부하와 연결되고 Buck 모드에서는 외부 전원과 연결된다.
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 양방향 직류-직류 변환기(110)의 스위치(113)와 연결되어 있으며, 스위치(113)에 스위칭 신호를 인가한다. 스위치(113)는 양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)로부터 입력받은 스위칭 신호에 따라서 on/off 상태(state)를 반전한다.
이하에서는 스위치(113)가 On 상태면 고전압 캐패시터(114)의 (+)단자와 연결되고, 스위치가(113)가 Off 상태면 저전압 커패시터의 (-)단자와 연결된 것으로 일관되게 기술한다. 따라서 듀티는 스위치가(113) on /off를 반복하는 과정에서 전체 시간대비 on 상태의 시간의 비율로 정의된다.
다만, on/off state의 정의는 설명의 편의를 위함이므로 실시예에 따라서 on/off 상태를 서로 반전시켜 정의하여도 실질적으로 동일한 의미를 갖게 된다.
스위치(113)는 MOSFET 소자를 Cascading하여 구성될 수 있다. 또한 N채널 Enhancement MOSFET 과 Diode 소자를 병렬로 구성 가능하며 해당 실시예는 도 4를 참조한다.
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 산출부(101), 리미터(102) 및 스위칭부(103)를 포함한다.
먼저 산출부(101)는 직류-직류 변환기(110)에 미리 설정된 출력 목표전압과 직류-직류 변환기(110)의 고전압 커패시터(114)가 연결된 고전압 Dc-Link의 실제 출력전압(Vdc)의 차이를 기초로 목표전압(V_ref) 출력을 위해 인덕터(111)에 인가되어야하는 목표전류(I_out)를 산출한다. 산출부(101)는 목표전압과 실제 출력전압의 차이를 적분한 값을 기초로 목표전류(I_out)를 산출하도록 구현된다. 따라서, 산출부(101)는 적분제어기(integration controller)를 포함하여 구성할 수 있으며, 보다 상세한 예시는 도 3를 참조한다.
리미터(102)는 산출부(101)가 산출한 목표전류(I_out)를 리미팅하여, 스위칭 신호가 일정 범위 내에서 듀티를 갖도록 한다. 이하에서는 리미팅이전의 목표전류를 " I_out " 리미팅된 목표전류를 "I_ref"로 구분하여 기술한다.
사용자는 스위칭 신호의 듀티가 Peak에 도달하지 않도록 0.1 내지 0.9의 범위로 설정할 수 있으며 해당 듀티범위의 설정값은 양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)에 포함된 별도의 기록매체(미도시) 또는 메모리(미도시)에 저장될 수 있다. 이 경우 리미터(102)는 설정된 듀티범위를 참조하여 스위칭 신호가 0.1 내지 0.9까지의 범위에서 듀티값을 갖도록 목표전류(I_ref)를 제한한다. 단, 듀티범위의 설명은 예시적이며 0.1 내지 0.9의 범위에 한정되지 않는다
리미터(102)는 목표전류의 상한레벨(upper limit, 이하 "I_max"이라 함)을 산정하는 상한레벨 산정부(102a) 및 하한레벨(lower limit, 이하 "I_min"이라 함)을 산정하는 하한레벨 산정부(102b)를 포함한다.
리미터(102)는 목표전류(I_out) 크기를 상한레벨(I_max) 이하로 리미팅하는 상한리미터(102c) 및 목표전류(I_out) 크기를 하한레벨(I_min) 이상으로 리미팅하는 하한리미터(102d)를 포함한다. 상한 리미터(102c) 및 하한 리미터(102d)는 서로 결합되어 단일의 상하한리미터(102e)로 구현될 수 있다.
예컨대, 리미터(102)를 통과한 목표전류(I_ref)의 크기는 산정된 상한레벨(I_max)과 하한레벨(I_min) 사이의 값을 갖고, 만약 산출부(101)가 산출한 목표전류(I_out)가 상한레벨(I_max)을 초과하는 경우 또는 하한레벨(I_min) 미만인 경우에는 "I_ref = I_max" 또는 "I_ref = I_max"으로 고정된다. 그러나 I_max 이하 I_min 이상이면 "I_ref = I_out"이 된다.
상한레벨 산정부(102a) 또는 하한레벨 산정부(102b)가 상한레벨(I_max) 또는 하한레벨(I_min)을 산정하는 방법은 스위칭부(103)가 스위칭신호 진폭을 변조하기 이전에 스위치(113)에 인가된 스위칭신호의 듀티를 기초로 상한레벨(I_max) 또는 하한레벨(I_min)을 산정하도록 한다. 다시 말해, 현재 고전압 커패시터(114)가 연결된 고전압 DC-Link의 실제 출력전압(Vdc)이 검출된 시점에서의 스위칭 신호의 실시간 듀티값을 기초로 상한레벨(I_max) 또는 하한레벨(I_min)을 산정한다.
상한레벨 산정부(102a) 또는 하한레벨 산정부(102b)가 상하한레벨(I_max,I_min)을 산정하는 방법은 도 2를 참조하여 설명을 계속한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라서 듀티값과 상하한레벨의 관계를 간략히 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면 "Duty_origin"은 스위칭부(103)가 스위칭신호 진폭을 변조하기 이전에 스위치(113)에 인가된 스위칭신호의 듀티를 의미한다. "I_peak"는 스위치(113)에서 통전 가능한 최대전류로서 스위치(113)의 물리적 특성에 따라 결졍된다.
듀티범위, 제1 듀티 포인트 및 제2 듀티포인트는 사용자가 양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)에 설정한 소정의 값으로서 전술한 기록매체(미도시) 또는 메모리(미도시)장치에 기록될 수 있다.
여기서 사용자는 스위칭 신호의 듀티범위를 0.1 내지 0.9로 설정하고, 제1 듀티포인트를 0.15 및 제2 듀티포인트를 0.85로 설정하였으며 I_peak는 230A로 가정한다.
제1 듀티포인트를 설정하는 이유를 설명하면, Boost 모드에서 "Duty_origin"가 0.1에 근접하였다면 저전압 커패시터(112)에 축척된 전기적 에너지는 거의 고갈되어 전압이 낮아진 상태이고 제어마진이 부족한 영역에서 제어를 해야하므로 전류제어가 원활하게 이루어지지 않는다. 따라서, 전류제어가 원활하게 동작하지 않으므로 스위칭 소자에 I_peak 이상의 과전류가 흐를 수 있다. 이 경우 과전류를 방지하기 위하여 출력 목표전압(V_ref)를 줄여서 직류-직류 변환기에 연결된 인덕터의 목표전압(I_out)을 리미팅 하는 것이 바람직하다.
즉, 듀티범위의 하한점인 0.1에 이르기전에 0.05의 여유를 두어 0.1 < Duty_origin < 0.15의 범위에서 저전압 커패시터(112)가 출력하는 전류을 감소시킨다.
제2 듀티 포인트를 설정하는 이유를 설명하면, Buck 모드에서 "Duty_origin"가 0.9에 근접하였다면 저전압 커패시터(112)에 축척된 전기적 에너지가 거의 포화되어 있으므로 저전압 커패시터(112)의 전압이 높아진 상태이고, 제어마진이 부족한 영역에서 제어를 해야하므로 전류제어가 원활하게 이루어 지지 않는다. 따라서, 전류제어가 원활하게 동작하지 않으므로 스위칭 소자에 -I_peak 이상의 과전류가 흐를 수 있다. 이 경우 과전류를 방지하기 위하여 저전압커패시터(112)의 출력 전압을 감소시켜 직류-직류 변환기에 연결된 인덕터의 목표전압(I_out)을 리미팅 하는 것이 바람직하다.
즉, 듀티범위의 상한점인 0.9에 이르기전에 0.05의 여유를 두어 0.85 < Duty_origin < 0.9의 범위에서 저전압 커패시터(112)에 인가되는 전류을 감소시키기 위함이다.
먼저, 상한레벨 산정부(102a)가 상한레벨(I_max)을 산정하는 방법을 설명하면, Duty_origin이 0.15 이상인 경우, I_max = I_peak 로서 상한레벨(I_max)는 230A가 된다.
반대로 0.1 < Duty_origin < 0.15의 경우 I_max는 수학식 1과 같다.
Figure 112011095395872-pat00001
즉, 상한레벨(I_max)은 상기 진폭변조 전 스위칭 신호의 듀티값(Duty_origin) 및 상기 스위치에서 통전 가능한 최대전류 크기(I_peak)에 각각 비례하고, 상기 제1 듀티포인트와 상기 듀티범위의 하한점의 차이에 반비례한다.
상술한 수학식 1에 따르면 선형적 비례와 반비례의 관계를 정의하였으나 이는 설명의 편의를 위함이고 각각의 factor의 실수 제곱에 비례 또는 반비례하도록 변경하여 실시할 수 있다. 어느 경우라도 I_max는 0보다 크고 I_peak 보다는 작은 값을 갖는다.
다음으로, 하한레벨 산정부(102b)가 하한레벨(I_min)을 산정하는 방법을 설명한다.
Duty_origin이 0.85(제2 듀티포인트) 이하인 경우, I_min= - I_peak = - 230A를 하한레벨(I_min)으로 한다.
Duty_origin이 0.85 이상 0.9 이하인 경우 양방향 직류-직류 변환기(110)의 인덕터(111)에 실제 인가된 전류의 크기(I_real)의 음의 값을 I_min으로 산정한다. 즉, I_min = - I_real이 된다.
이상의 과정을 통해서 리미터(102)는 상하한레벨(I_max, I_min)을 산정할 수 있으며 이하에서는 도 1을 참조하여 설명을 계속한다.
스위칭부(103)는 리미터(102)가 리미팅한 목표전류(I_ref)와 인덕터(111)에 실제 인가된 전류(I_real)의 차이를 기초로 펄스의 진폭을 변조한다. 예컨대, Boost모드로 동작시 I_ref에 비하여 I_real이 작은 경우, 스위치(113)를 저전압 커패시터(112)의 (-)단자에 단락시키는 시간을 증가시키기 위하여 펄스에서 off 상태를 증가시키도록 한다.
즉, I_real 검출 당시의 스위칭 신호(S1)를 PWM(Pulse Width Modulation)을 통해서 진폭 변조하여 새로운 스위칭 신호(S2)를 생성하고, S2 는 S1에 비하여 off state가 증가하였으므로, S2의 Duty 값은 S1에 비하여 더 작은 값을 갖게된다. 그러나, S1이하의 듀티값을 갖더라도 I_ref의 크기를 리미팅하였으므로 S2는 항상 0.1이상의 듀티값을 갖기 때문에 제어가 불가능한 상태에 이르지 않는다.
스위칭부(103)는 I_ref와 I_real의 차이를 입력받는 P,PI,IP 또는 PID 제어기와 해당 제어기의 출력을 입력받는 PWM모듈을 포함할 수 있다.
이상의 도 2 설명에 따른 상한레벨 및 하한레벨의 산정 방법은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 해당하므로 본 발명의 권리범위는 도 2에 개시된 그래프의 개형에 한정되어 해석되지 않는다.
예컨대, 도시된 듀티범위 하한점 내지 제1 듀티포인트 사이의 I_max는 Duty_origin에 선형적으로 비례하지만, 실시예를 달리하여 이를 2차, 2차 이상의 고차(high order) 그래프로 변형하거나 계단형(step function)등으로 변형하여 실시할 수 있다.
마찬가지로, 듀티범위 상한점 내지 제 2 듀티포인트 사이의 I_min은 -I_peak 뿐아니라 1차 선형그래프 또는 그 이상의 고차형 그래프 등으로 변형하여 실시할 수 있다.
도 3은 본 발명의 간략한 일 실시예에 따라 양방향 직류-직류 변환기가 포함하는 산출부 및 리미터를 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 리미터(320)는 산출부(310)의 출력단과 연결되어 있으며 I_ref를 출력한다.
먼저 산출부(310)는 목표전압(V_ref)와 고전압커패시터(114) 링크의 센싱전압(Vdc)의 차이를 계산하여 제1연산값을 산출한다.
산출부(310)는 I_ref와 I_out의 차이를 계산하여 제2연산값을 산출한다. 여기서 I_ref와 I_out은 Vdc 센싱 이전의 과거 전류값, 즉 1 cycle delay된 전류값을 의미한다. 산출부는 제2연산값을 증폭한다. 여기서 증폭이득은 저전압커패시터(112) 링크의 전압(V_bat)과 목표전압(Vdc)의 비율에 비례한다. 다만, 실시예에 따라서 제2 연산값의 증폭이전에 미분연산기(미도시)를 통해 미분연산을 수행할 수 있다.
산출부(310)는 제1연산값과 제2연산값의 차이를 적분이득(Ki)만큼 증폭하고 적분하여 제3연산값을 산출한다.
산출부(310)는 제3연산값과 Vdc의 차이를 계산하고, 이를 소정의 이득만큼 증폭하여 제4연산값(I_out)을 산출한다. 여기서 증폭이득은 V_ref와 V_bat의 비율에 비례하여 증폭함이 바람직하다.
리미터(320)는 도 1 및 도 3에서 설명한 내용을 기초로 I_max 및 I_min을 산정하고, 이를 기초로 I_out을 리미팅하여 I_ref를 출력한다.
도 3은 산출부(310) 및 리미터(320)의 설명의 편의를 위한 예시적 실시예이므로 본 발명의 권리범위는 해당 회로 구성에 한정되지 않으며, 또한 디지털 제어기에 의한 디지털 제어 방식으로 구성할 수 있다. 즉, 도 3은 디지털 제어 방식과 등가의 아날로그 제어 회로를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 직류-직류 변환기 제어장치의 스위칭 신호에 따른 직류-직류 변환기의 스위치의 동작을 도시한 도면이다.
직류-직류 변환기의 스위치(410)는 2개의 스위치소자(411,412)가 병렬로 연결되어 있다. 각 스위치소자(411,412)는 N채널의 Enhancement MOSFET 2개가 직렬로 연결되어 있으며 각 MOSFET 소자에는 다이오드소자가 병렬로 연결되어 있다.
여기서 스위치소자는 2개 이상이 더 병렬로 추가적으로 연결되어 구현될 수 있으나, 설명의 편의를 위해 2개의 소자가 연결된 것으로 예시한다. 스위치 소자를 병렬적으로 구성하는 이유는 1개의 스위치소자가 통전할 수 있는 전류의 크기가 제한되어 있으므로 대전류를 각각의 스위치 소자로 분배하기 위함이다.
각각 스위치 소자(411,412)에 인가되는 스위칭신호 S1 및 S2는 동일한 신호일 수 있으나, 직류-직류 변환기의 인덕터소자(415,416)의 전류 L1 및 L2가 상이한 경우에는 S1과 S2는 서로 상이한 신호가 된다.
먼저 S1신호는 Q2의 게이트에 그대로 인가되며 Q1의 게이트에는 S1신호가 반전되어 인가된다. 따라서, Q1와 Q2에는 선택적으로 N채널이 형성되게 되므로 스위치로 동작하게 된다.
Boost모드로 동작하는 경우에는 S1이 Low인 동안 Q1이 채널을 형성하여 인덕터(415)에 전기적 에너지가 저장되고, S2가 High가 되면 Q2가 채널을 형성하여 전류가 Q2를 통해 고전압 커패시터로 전달된다.
Buck 모드로 동적하는 경우에는 전류의 흐름이 역전되나 S1의 신호에 따른 스위치소자(411)의 동작방식은 Boost 모드의 경우와 동일하다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 직류-직류 변환기 제어방법의 흐름을 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 먼저 양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 직류-직류 변환기(110)의 출력 목표전압(V_ref)과 실제 출력전압(Vdc)의 차이를 기초로 목표전압(V_ref) 출력을 위해 인덕터 소자(111)에 인가되어야하는 목표전류(I_out)를 산출한다(S501).
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 Vdc 검출 당시 양방향 직류-직류 변환기(110)의 스위치(113)에 인가되어 있는 스위칭신호의 듀티(duty_origin)를 기초로 목표전류(I_out)의 상한레벨(I_max) 및 하한레벨(I_min)을 산정한다(S502). 상한레벨(I_max) 및 하한레벨(I_min)을 산정하는 방법은 도 2의 설명을 참조한다.
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 산정된 상한레벨(I_max) 및 하한레벨(I_min)을 기초로 I_out을 리미팅하여 I_Ref를 산출한다(S503).
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 I_ref와 인덕터 소자(111)에 실제로 인가된 전류(I_real)과의 전류 차이를 기초로 스위칭 신호의 진폭을 변조한다(S504). 여기서 변조된 스위칭 신호의 듀티범위는 사용자가 설정한 소정의 듀티범위, 예컨대 0.1 내지 0.9의 범위의 값을 갖는다.
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 진폭변조된 스위칭 신호를 직류-직류 변환기(100)의 스위치(113)에 인가한다(S505).
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 ISG(Integrated Starter and Generator) 시스템을 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면 ISG 시스템은 모터 및 발전기 역할을 선택적으로 수행하는 ISG(intergrate starter and generator)에 연결된 인버터(620), 양방향 직류-직류 변환기(110) 및 양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100) 를 포함한다.
먼저 ISG 시스템을 간략히 설명하면, 자동차 정지시에 엔진을 정지시키고, 자동차 기동시에는 다시 엔진시동이 가동되게 하여 연비 및 효율을 높인다. 또한 주행 중 직류-직류 변환기(110)에 포함된 저전압 커패시터(112)에 축척된 전기적 에너지를 모터에게 공급하거나(모터링 모드) 또는 주행 동력을 이용해 발전을 수행하고 그 전기적 에너지로 저전압 커패시터(112)를 충전한다(발전 모드). 이러한 자동차용 ISG에서는 전원 시스템으로 42V 전원 시스템을 적용하고 있다. 42V 전원시스템은 차량의 정차 후 가속 시에 저전압 커패시터(112)에 충전된 에너지를 사용한다.
도시된 ISG 시스템은 저전압 커패시터(112)가 인버터(620)과 직결되는 경우에 비하여 고전압 커패시터(114) 링크의 커패시턴스가 작아지므로 작은 인덕터(111) 전류변화에도 고전압 커패시터(114) 링크의 전압이 급격하게 변화되고, 따라서 인덕터(111)의 전류를 일정범위로 제한하여 고전압 커패시터(114) 링크의 급격한 전압변화를 방지할 필요가 있다.
그러나, 여기서 인덕터(111) 전류를 고정적인 상하한 레벨로 리미팅하게 되면 양방향 직류-직류 변환기(110)기 스위칭 신호의 듀티가 0 또는 1로 포화되어 제어가 마비되는 문제가 발생한다. 따라서 후술하는 바와 같이 인덕터(111) 전류의 상하한레벨을 스위칭 신호의 듀티값에 따라 가변적으로 산정하여 적절한 제어마진을 남겨두는 것이 바람직하다.
인버터(620)는 모터링 모드에서는 모터/알터네이터 권선에 흐르는 전류의 크기와 위상을 제어하여 모터를 구동하고, 발전모드에서는 모터/알터네이터에서 발생하는 역기전력 또는 역 방향 전류를 제어하는 기능을 수행한다.
직류-직류 변환기(110)는 모터링 모드에서 저전압 커패시터(112)의 16 내지 26V 전압을 42V로 승압하여 모터측에 전원을 공급하고, 발전 모드에서는 인버터(620)를 통해 전달받은 42V 전압을 강압하여 저전압 커패시터(112)를 충전한다.
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 직류-직류 변환기(110)의 출력 목표전압(V_ref)과 실제 출력전압(Vdc)의 차이를 기초로 인덕터(111)에 인가되어야하는 목표전류(I_out)을 산출한다.
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 직류-직류 변환기(110)의 스위치에 인가되는 스위칭신호가 일정 듀티범위 내에서 듀티(Duty) 값을 갖도록 상기 목표전류(I_out) 크기를 리미팅한다.
양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)는 리미팅된 목표전류(I_ref)와 상기 인덕터(111) 소자에 실제 인가된 전류(I_real) 차이를 기초로 스위칭 신호의 진폭을 변조하고, 진폭 변조된 상기 스위칭신호를 직류-직류 변환기(110)의 스위치에 인가한다. 여기서, 양방향 직류-직류 변환기 제어장치(100)의 상세한 사항은 도 1내지 도 5의 설명을 참조한다.
따라서, 한정된 전기적에너지 용량을 갖는 저전압커패시터(112) 사용에 따른 제어 불가능 상태(duty가 0 또는 1이 되는 상태)를 방지할 수 있고, 발전모드와 충전모드 전환시에 있어서 급격한 전류 변화로 인한 스위칭부의 손상을 방지할 수 있다.
본 발명에 따른 직류-직류 변환기 제어방법은 컴퓨터 또는 디지털 제어장치를 통한 디지털 제어가 가능하며 이 경우 직류-직류 변환기 제어방법을 프로그램으로 작성할 수 있다.
즉, 본 발명은 또한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피디스크, 광데이터 저장장치 등이 있다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.

Claims (7)

  1. 인덕턴스 소자 및 스위치가 포함된 양방향 직류-직류 변환기를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 직류-직류 변환기의 출력 목표전압과 상기 직류-직류 변환기의 실제 출력전압의 차이를 기초로 상기 목표전압 출력을 위해 상기 인덕턴스 소자에 인가되어야하는 목표전류를 산출하는 단계;
    상기 스위치의 상태(state)를 토글(toggle)시키는 스위칭신호가 기 설정된 듀티범위 내에서 듀티(Duty) 값을 갖도록 상기 목표전류 크기를 리미팅하는 단계; 및
    상기 리미팅된 목표전류와 상기 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류의 차이를 기초로 상기 스위칭 신호의 진폭을 변조하고, 진폭 변조된 상기 스위칭신호를 상기 스위치에 인가하는 단계;를 포함하고,
    상기 목표전류의 크기를 리미팅하는 단계는,
    상기 진폭변조전 스위칭신호의 듀티 값과 상기 기 설정된 듀티 범위에 기초하여 상기 목표전류의 크기를 제한하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 변환기 제어방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 목표전류 크기를 리미팅하는 단계는,
    상기 목표전류 크기에 대한 상한레벨(upper limit)을 산정하는 단계; 및
    상기 목표전류 크기를 상기 상한레벨 이하로 리미팅하는 단계를 포함하고,
    상기 상한레벨의 산정은,
    상기 진폭변조 전 스위칭신호의 듀티 값이 상기 듀티범위내에서 설정된 제1 듀티포인트 이상인 경우, 상기 스위치에서 통전 가능한 최대전류 크기를 상기 상한레벨로 산정하고,
    상기 진폭변조 전 스위칭신호의 듀티 값이 상기 제1 듀티포인트 미만인 경우, 상기 진폭변조 전 스위칭 신호의 듀티값 및 상기 스위치에서 통전 가능한 최대전류 크기에 각각 비례하고, 상기 제1 듀티포인트와 상기 듀티범위의 하한점의 차이에 반비례하도록 상기 상한레벨을 산정하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 변환기 제어방법.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 목표전류 크기를 리미팅하는 단계는,
    상기 목표전류 크기에 대한 하한레벨(lower limit)을 산정하는 단계; 및
    상기 목표전류 크기를 상기 하한레벨 이상으로 리미팅하는 단계;를 포함하고,
    상기 하한레벨의 산정은,
    상기 진폭변조 전 스위칭신호의 듀티 값이 상기 듀티범위내에서 설정된 제2 듀티포인트 이하인 경우, 상기 스위치에서 통전 가능한 최대전류 크기의 음의 값을 상기 하한레벨로 산정하고,
    상기 진폭변조 전 스위칭신호의 듀티 값이 상기 제2 듀티포인트를 초과하는 경우, 상기 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류 크기의 음의 값을 상기 하한레벨로 산정하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 변환기 제어방법.
  4. 인덕턴스 소자 및 스위치가 포함된 양방향 직류-직류변환기를 제어하는 장치에 있어서,
    상기 직류-직류 변환기의 출력 목표전압과 상기 직류-직류 변환기의 실제 출력전압의 차이를 기초로 상기 목표전압 출력을 위해 상기 인덕턴스 소자에 인가되어야하는 목표전류를 산출하는 산출부;
    상기 스위치의 상태(state)를 토글(toggle)시키는 스위칭신호가 기 설정된 듀티범위 내에서 듀티(Duty) 값을 갖도록 상기 목표전류 크기를 리미팅하는 리미터; 및
    상기 리미팅된 목표전류와 상기 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류 차이를 기초로 상기 스위칭 신호의 진폭을 변조하고, 진폭 변조된 상기 스위칭신호를 상기 스위치에 인가하는 스위칭부;를 포함하고,
    상기 리미터는, 상기 진폭변조전 스위칭신호의 듀티 값과 상기 기 설정된 듀티 범위에 기초하여 상기 목표전류의 크기를 제한하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 변환기 제어 장치.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 리미터는,
    상기 목표전류 크기에 대한 상한레벨(upper limit)을 산정하는 상한레벨산정부; 및
    상기 목표전류 크기를 상기 상한레벨 이하로 리미팅하는 상한리미터;를 포함하고,
    상기 상한레벨의 산정은,
    상기 진폭변조 전 스위칭신호의 듀티 값이 상기 듀티범위내에서 설정된 제1 듀티포인트 이상인 경우, 상기 스위치에서 통전 가능한 최대전류 크기를 상기 상한레벨로 산정하고,
    상기 진폭변조 전 스위칭신호의 듀티 값이 상기 제1 듀티포인트 미만인 경우, 상기 진폭변조 전 스위칭 신호의 듀티값 및 상기 스위치에서 통전 가능한 최대전류 크기에 각각 비례하고, 상기 제1 듀티포인트와 상기 듀티범위의 하한점의 차이에 반비례하도록 상기 상한레벨을 산정하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 변환기 제어 장치.
  6. 제 4항에 있어서, 상기 리미터는,
    상기 목표전류 크기에 대한 하한레벨(lower limit)을 산정하는 하한레벨산정부; 및
    상기 목표전류 크기를 상기 하한레벨 이상으로 리미팅하는 하한리미터;를 포함하고,
    상기 하한레벨의 산정은,
    상기 진폭변조 전 스위칭신호의 듀티 값이 상기 듀티범위내에서 설정된 제2 듀티포인트 이하인 경우, 상기 스위치에서 통전 가능한 최대전류 크기의 음의 값을 상기 하한레벨로 산정하고,
    상기 진폭변조 전 스위칭신호의 듀티 값이 상기 제2 듀티포인트를 초과하는 경우, 상기 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류 크기의 음의 값을 상기 하한레벨로 산정하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 변환기 제어 장치.
  7. 모터 및 발전기 역할을 선택적으로 수행하는 ISG(intergrate starter and generator)에 연결된 인버터;
    커패시턴스 소자, 인덕턴스 소자 및 스위치를 포함하는 양방향 직류-직류 변환기; 및
    상기 직류-직류 변환기를 제어하는 제어장치;를 포함하고,
    상기 직류-직류 변환기는 상기 인버터와 병렬로 링크되어 상기 ISG가 모터로 작동하면 상기 커패시턴스 소자의 전압을 승압하여 상기 인버터 측 링크에 전원을 인가하고, 상기 ISG가 발전기로 작동하면 상기 인버터 측 링크로부터 인입된 전원을 강압하여 상기 커패시턴스 소자에 제공하며,
    상기 제어장치는 상기 직류-직류 변환기의 출력 목표전압과 실제 출력전압의 차이를 기초로 상기 목표전압 출력을 위해 상기 인덕턴스 소자에 인가되어야하는 목표전류를 산출하고, 상기 스위치의 상태(state)를 토글(toggle)시키는 스위칭신호가 기 설정된 듀티범위 내에서 듀티(Duty) 값을 갖도록 상기 목표전류 크기를 리미팅하며, 상기 리미팅된 목표전류와 상기 인덕턴스 소자에 실제 인가된 전류 차이를 기초로 상기 스위칭 신호의 진폭을 변조하고, 진폭 변조된 상기 스위칭신호를 상기 스위치에 인가하는 것을 특징으로 하는 ISG 시스템.
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