JP2019187221A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において、変調率が１以上の場合も指令値通りの電圧を出力する。【解決手段】交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置において、各相の電圧指令値Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗを乗算した値にゲインＧを乗算して三相変調信号ｖｏｆｓ０を算出する。各相の前記電圧指令値Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗに前記三相変調信号ｖｏｆｓ０が加算された最終指令値Ｖ２*ｕ，Ｖ２*ｖ，Ｖ２*ｗに基づいてＰＷＭ変調を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置の制御方法に係り、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に関する 。

特許文献１における制御ブロック図を図１３に示す。図１３に示すように、多相の電圧指令値のうち最大値ｍａｘ（Ｖ^*）と最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）を加算した値にゲインｇ１を乗算した補正量αを算出する。また、１−最大値ｍａｘ（Ｖ^*）と−１−最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）のうち絶対値の小さい方にゲインｇ２を乗算した補正量βを算出する。また、多相の電圧指令値の相毎に１−Ｖ^* _U（Ｖ^* _VまたはＶ^* _W）、−１−Ｖ^* _U（Ｖ^* _VまたはＶ^* _W）の何れかにゲインｇ３を乗算した補正量γを算出する。

補正量αの絶対値と、補正量β＋補正量γの絶対値の最小値と、を比較する。補正量αの絶対値の方が小さい場合は、三相共通の補正量αを三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wにそれぞれ加算する。補正量β＋補正量γの絶対値の最小値の方が小さい場合は、三相共通の補正量βと相毎の補正量γを加算した補正量Ｖ_ofsU，Ｖ_ofsV，Ｖ_ofsWを三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wにそれぞれ加算する。

特開２０１７−２１２８６９号公報

特許文献１では変調率が１．０以上の領域では二相変調／１パルス駆動の混合動作となる。PWM制御において二相変調や1パルス駆動を用いると電圧指令値の飽和によってスイッチングが休止する。このため、変調率が１．０以上になるとスイッチング休止による電圧制御の精度が低下する問題がある。

以上示したようなことから、電力変換装置において、状況に応じて最適な制御を行うことが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置であって、各相の電圧指令値を乗算した値にゲインを乗算して三相変調信号を算出し、各相の前記電圧指令値に前記三相変調信号が加算された最終指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。

また、他の態様として、交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置であって、各相の電圧指令値を乗算した値にゲインを乗算して三相変調信号を算出し、多相の前記電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、前記三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値が小さい方の値を第１補正量として算出し、前記三相変調信号に−１を乗算した値と、前記第１補正量と、のうち絶対値が小さい方の値を第１二相変調信号として算出し、前記三相変調信号と前記第１二相変調信号とを混合した変調信号を生成し、各相の前記電圧指令値に前記変調信号が加算された最終指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。

また、他の態様として、交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置であって、各相の電圧指令値を乗算した値にゲインを乗算して三相変調信号を算出し、多相の前記電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の前記電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、前記三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値が大きい方の値を第２補正量として算出し、前記三相変調信号に−１を乗算した値と、前記第２補正量と、のうち絶対値が小さい方の値を第２二相変調信号として算出し、前記三相変調信号と前記第２二相変調信号とを混合した変調信号を生成し、各相の前記電圧指令値に前記変調信号が加算された最終指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。

また、他の態様として、交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置であって、各相の電圧指令値を乗算した値にゲインを乗算して三相変調信号を算出し、多相の前記電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の前記電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、前記三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値が小さい方の値を第１補正量として算出し、前記三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、前記三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値が大きい方の値を第２補正量として算出し、前記三相変調信号に−１を乗算した値と、前記第１補正量と、のうち絶対値が小さい方の値を第１二相変調信号として算出し、前記三相変調信号に−１を乗算した値と、前記第２補正量と、のうち絶対値が小さい方の値を第２二相変調信号として算出し、前記ゲインが負の場合は前記第１二相変調信号を二相変調信号として選択し、前記ゲインが正の場合は前記第２二相変調信号を前記二相変調信号として選択し、前記三相変調信号と前記二相変調信号とを混合した変調信号を生成し、各相の前記電圧指令値に前記変調信号が加算された最終指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。

また、その一態様として、前記三相変調信号と前記二相変調信号とを混合して変調信号を生成する際、変調率が１未満の場合は前記二相変調信号を選択し、前記変調率が１以上の場合は前記三相変調信号を変調信号とすることを特徴する。

また、他の態様として、前記三相変調信号と前記二相変調信号とを混合して変調信号を生成する際、変調率が第１閾値より小さい領域では前記二相変調信号を選択し、前記変調率が前記第１閾値と第２閾値の間では前記変調率の増加に従い前記二相変調信号を徐々に減少させると共に、前記三相変調信号を徐々に増加させ、前記変調率が前記第２閾値よりも大きい領域では前記三相変調信号を選択することを特徴とする。

また、その一態様として、前記変調率に応じて、前記ゲインを可変にすることを特徴とする。

本発明によれば、電力変換装置において、状況に応じて最適な制御を行うことが可能となる。

実施形態１における電力変換装置の制御ブロック図。 ゲインＧを一定、変調率ｍを変化させた場合の最終指令値を示すタイムチャート。 変調率ｍを一定、ゲインＧを変化させた場合の最終指令値を示すタイムチャート。 実施形態２における電力変換装置の制御ブロック図。 実施形態２の各波形を示すタイムチャート。 実施形態３における電力変換装置の制御ブロック図。 ゲインＫ０，Ｋ１の一例を示す図。 実施形態３における各波形を示すタイムチャート。 実施形態４における電力変換装置を示す制御ブロック図。 実施形態４における各波形を示すタイムチャート。 実施形態５における電力変換装置を示す制御ブロック図。 実施形態５における各波形を示すタイムチャート。 従来の電力変換装置の一例を示す制御ブロック図。

以下、本願発明における電力変換装置の実施形態１〜５を図１〜図１２に基づいて詳述する。

［実施形態１］
本実施形態１では、交流−直流変換、直流−交流変換を行う多相の電力変換装置の制御方法を説明する。本実施形態１における電力変換装置の制御ブロック図を図１に示す。図１に示すように、乗算器１ａ，１ｂ，１ｃは、電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（ｓｉｎ（２πｆｔ）、ｓｉｎ（２πｆｔ＋２／３π）、ｓｉｎ（２πｆｔ＋４／３π））に変調率ｍをそれぞれ乗算し、電圧指令値Ｖ^*ｕ，Ｖ^*ｖ，Ｖ^*ｗとして出力する。電圧指令値Ｖ^*ｕ，Ｖ^*ｖ，Ｖ^*ｗは、以下の（１）式となる。

乗算器２は、電圧指令値Ｖ^*ｕ、Ｖ^*ｖ、Ｖ^*ｗの積を演算する。乗算器３は電圧指令値Ｖ^*ｕ、Ｖ^*ｖ、Ｖ^*ｗの積にゲインＧを乗算し、三相変調信号Ｖｏｆｓ０を出力する。三相変調信号Ｖｏｆｓ０は、以下の（２）式となる。

最大値算出部４は、電圧指令値Ｖ^*ｕ、Ｖ^*ｖ、Ｖ^*ｗの中から最大値を算出する。減算器５は、１（三角波キャリアの最大値）から最大値算出部４の出力を減算する。減算器５の出力ａは、以下の（３）式となる。

最小値算出部６は、電圧指令値Ｖ^*ｕ、Ｖ^*ｖ、Ｖ^*ｗの中から最小値を算出する。減算器７は、−１（三角波キャリアの最小値）から最小値算出部６の出力を減算する。減算器７の出力ｂは、以下の（４）式となる。

絶対値演算部８ａは減算器５の出力ａの絶対値を演算し、絶対値演算部８ｂは減算器７の出力ｂの絶対値を演算する。判定部９ａ，９ｂは、出力ａの絶対値と出力ｂの絶対値の大小を比較する。スイッチ部１０ａ，１０ｂは、減算器５の出力ａと減算器７の出力ｂを入力し、判定部９ａ，９ｂの出力に基づいて、出力（以下、第１補正量と称する）ｃ，出力（以下、第２補正量と称する）ｄを切り換える。スイッチ部１０ａ，１０ｂの出力である第１，第２補正量ｃ，ｄは、以下の（５）式，（６）式となる。すなわち、第１補正量ｃは出力ａと出力ｂのうち絶対値の小さい方の値となる。また、第２補正量ｄは出力ａと出力ｂのうち絶対値の大きい方の値となる。

乗算器１１は、三相変調信号ｖｏｆｓ０に−１を乗算する。絶対値演算部１２ａは三相変調信号ｖｏｆｓ０の絶対値を演算する。絶対値演算部１２ｂは第１補正量ｃの絶対値を演算する。判定部１３ａは三相変調信号ｖｏｆｓ０の絶対値と第１補正量ｃの絶対値の大小を比較する。スイッチ部１４ａは乗算器１１の出力と第１補正量ｃを入力し、判定部１３ａの出力に基づいて、出力を切り換える。スイッチ部１４ａの出力は、以下の（７）式に示す第１二相変調信号ｖｏｆｓ１となる。すなわち、第１二相変調信号ｖｏｆｓ１は負の三相変調信号（−ｖｏｆｓ０）と第１補正量ｃのうち絶対値の小さい方の値となる。

絶対値演算部１２ｃは、第２補正量ｄの絶対値を演算する。判定部１３ｂは三相変調信号ｖｏｆｓ０の絶対値と第２補正量ｄの絶対値の大小を比較する。スイッチ部１４ｂは、乗算器１１の出力と第２補正量ｄを入力し、判定部１３ｂの出力に基づいて、出力を切り換える。スイッチ部１４ｂの出力が以下の（８）式に示す第２二相変調信号ｖｏｆｓ２となる。すなわち、第２二相変調信号ｖｏｆｓ２は、負の三相変調信号（−ｖｏｆｓ０）と第２補正量ｄのうち絶対値の小さい方の値となる。

判定部１５はゲインＧの正負を判定する。スイッチ部１６は第１二相変調信号ｖｏｆｓ１と第２二相変調信号ｖｏｆｓ２を入力し、判定部１５の出力に基づいて、出力を切り換える。判定部１５の出力である二相変調信号は、ゲインＧが負の値であれば第１二相変調信号ｖｏｆｓ１、ゲインＧが正の値であれば第２二相変調信号ｖｏｆｓ２となる。

スイッチ部１７は、三相変調信号ｖｏｆｓ０と二相変調信号（第１二相変調信号ｖｏｆｓ１、または、第２二相変調信号ｖｏｆｓ２）を任意に切り換え、変調信号Ｖｏｆｓとして出力する。加算器１８ａ〜１８ｃは、電圧指令値Ｖ^*ｕ，Ｖ^*ｖ，Ｖ^*ｗに変調信号ｖｏｆｓをそれぞれ加算し、最終指令値Ｖ２^*ｕ，Ｖ２^*ｖ，Ｖ２^*ｗとして出力する。最終指令値Ｖ２^*ｕ，Ｖ２^*ｖ，Ｖ２^*ｗは、以下の（９）式となる。

最終指令値Ｖ２^*（ｔ）は、変調率ｍとゲインＧ（任意定数）により特性が変化する。図２に、ゲインＧを一定（Ｇ＝−０．５）として変調率ｍを変化させたときの最終指令値Ｖ２^*ｕ（ｔ）の波形を示す。図３に、変調率ｍを一定としてゲインＧを変化させたときの最終指令値Ｖ２^*ｕ（ｔ）の波形を示す。

図２（ａ）に示すように、第１二相変調信号ｖｏｆｓ１選択時において最終指令値Ｖ２^*ｕ（ｔ）は、変調率ｍが小さい場合は三相変調、変調率ｍが大きくなると二相変調になる特性となる。

図２（ｂ）に示すように、三相変調信号ｖｏｆｓ０選択時において最終指令値Ｖ２^*ｕ（ｔ）は、変調率ｍが大きくなっても三相変調であり、変調率ｍが１．０以上になっても波高値が１．０を超えないため、指令値通りの出力が得られる特性となる。

図２（ｃ）に示すように、第２二相変調信号ｖｏｆｓ２選択時において最終指令値Ｖ２^*ｕ（ｔ）は、変調率ｍが小さい場合は三相変調、変調率ｍが大きくなると二相変調になる。波形は山の中心が凹み、両サイドが高くなるというＭ字型となる。

図３（ａ）に示すように、第１二相変調信号Ｖｏｆｓ１選択時において最終指令値Ｖ２^*ｕ（ｔ）は、ゲインＧの大きさによりスイッチング休止期間に至るまでの傾きが変化することが確認できる。

図３（ｂ）に示すように、三相変調信号Ｖｏｆｓ０選択時において最終指令値Ｖ２^*ｕ（ｔ）は、ゲインＧが大きくなると波高値が１．０を超えるため、指令値通りの出力が得られなくなることが分かる。

図３（ｃ）に示すように、第２二相変調信号Ｖｏｆｓ２選択時において最終指令値Ｖ２^*ｕ（ｔ）は、ゲインＧが小さい場合は三相変調だが、ゲインＧを大きくすると二相変調になることが確認できる。

以上示した様に、最終指令値Ｖ２^*（ｔ）は、ゲインＧ，変調率ｍ、三相変調信号ｖｏｆｓ０，第１二相変調信号ｖｏｆｓ１，第２二相変調信号ｖｏｆｓ２によって様々に変化し、どの波形を使うかを任意に選択することができる。その結果、状況に応じて選択することで最適な制御を実現することが可能となる。

また、電圧指令値Ｖ^*ｕ，Ｖ^*ｖ，Ｖ^*ｗに基づいて三相変調信号ｖｏｆｓ０，三相変調信号ｖｏｆｓ０を混合して生成された第１，第２二相変調信号ｖｏｆｓ１，ｖｏｆｓ２の絶対値の小さい方を変調信号として選択することにより、シームレスな切り換えが可能となる。

また、変調率ｍが大きい時に三相変調信号ｖｏｆｓ０を選択すれば、指令値通りの出力を得ることができる。

［実施形態２］
本実施形態２の電力変換装置の制御ブロック図を図４に示す。実施形態１と同様の箇所については同様の符号を付し、その説明を省略する。

実施形態１ではゲインＧの正負により第１二相変調信号ｖｏｆｓ１と第２二相変調信号ｖｏｆｓ２を切り換えていたが、本実施形態２ではゲインＧを負数に限定し、第２二相変調信号ｖｏｆｓ２を削除する。

また、実施形態１では三相変調信号ｖｏｆｓ０と二相変調信号（第１二相変調信号ｖｏｆｓ１，第２二相変調信号ｖｏｆｓ２）の切り換えは任意選択としていたが、本実施形態２では変調率ｍの大きさにより切り換える構成である。

具体的には、判定部１９で変調率ｍと１との大小比較を行う。スイッチ部２０は三相変調信号ｖｏｆｓ０と第１二相変調信号ｖｏｆｓ１を入力し、判定部１９の出力信号に基づいて、出力を切り換える。スイッチ部２０の出力が変調信号ｖｏｆｓとなる。スイッチ部２０は変調率ｍが１未満の時、第１二相変調信号ｖｏｆｓ１を出力し、変調率ｍが１以上の場合に三相変調信号ｖｏｆｓ０を出力する。

実施形態１では様々な最終指令値Ｖ２^*ｕ，Ｖ２^*ｖ，Ｖ２^*ｗを得る方法を説明した。本実施形態２以降ではその具体的な適用方法について示す。

先行技術の問題点でも述べたとおり、変調率ｍが１．０以上の領域で二相変調を適用すると指令値通りの出力を得ることができない。そこで、変調率ｍの大きさにより三相変調信号ｖｏｆｓ０と第１二相変調信号ｖｏｆｓ１を切り換える。すなわち、変調率ｍが１未満の領域では第１二相変調信号ｖｏｆｓ１を選択して二相変調でスイッチング損失を減少させ、変調率ｍが１以上の領域では三相変調信号ｖｏｆｓ０を選択して三相変調で指令値通りの出力を得られるようにする。

図５に、変調率ｍ漸変時（ｍ＝０．５〜１．１５４）における波形変化の様相を示す。変調率ｍが小さい領域では第１二相変調信号ｖｏｆｓ１が選択されるが三相変調となる。変調率ｍが約０．９〜１．０の範囲では第１二相変調信号ｖｏｆｓ１が選択され二相変調となる。変調率ｍが１以上になると三相変調信号ｖｏｆｓ０が選択され三相変調となる。

以上示したように、本実施形態２によれば実施形態１と同様の作用効果を奏する。また、特許文献１では変調率ｍが１．０以上になると指令値通りの出力を得られないが、本実施形態２の様に変調率ｍによって最終指令値Ｖ２^*ｕ，Ｖ２^*ｖ，Ｖ２^*ｗを切り換えることで、変調率ｍが１．０以上となっても指令値通りの出力が得られる。

［実施形態３］
本実施形態３における電力変換装置の制御ブロック図を図６に示す。実施形態２では三相変調信号ｖｏｆｓ０と第１二相変調信号ｖｏｆｓ１をスイッチ部２０で切り換えていた。本実施例形態３では変調率ｍの大きさにより変化するゲインＫ０，Ｋ１を生成し、三相変調信号ｖｏｆｓ０および第１二相変調信号ｖｏｆｓ１にそれぞれ乗じたあと、加算する構成である。

Ｋ０生成部２１ａは変調率ｍに応じてゲインＫ０を生成する。Ｋ１生成部２１ｂは変調率ｍに応じてゲインＫ１を生成する。乗算器２２ａ，２２ｂは、三相変調信号ｖｏｆｓ０，第１二相変調信号ｖｏｆｓ１にゲインＫ０，Ｋ１をそれぞれ乗算する。加算器２３は乗算器２２ａ，２２ｂの出力を加算する。加算器２３の出力が変調信号ｖｏｆｓとなる。

実施形態２では三相変調信号ｖｏｆｓ０と第１二相変調信号ｖｏｆｓ１の切り換え時に波形が急変し、装置にストレスを与える可能性がある。そこで、本実施形態３では三相変調信号ｖｏｆｓ０と第１二相変調信号ｖｏｆｓ１をスイッチによって切り換えるのではなく、変調率ｍの大きさにより徐々に移行させるという方法を取る。

ゲインＫ０、Ｋ１の特性図を図７に示す。図７に示すように、変調率ｍが０から第１閾値ｅまでの間、ゲインＫ０は０、ゲインＫ１は所定値となる。変調率ｍが第１閾値ｅ〜第２閾値ｆまでの間、ゲインＫ０は変調率ｍの増加に従い０から所定の値まで増加し、ゲインＫ１は変調率ｍの増加に従い所定値から０まで減少する。変調率ｍが第２閾値以上となるとゲインＫ０は所定値、ゲインＫ１は０となる。

このゲインＫ０、Ｋ１を三相変調信号ｖｏｆｓ０と第１二相変調信号ｖｏｆｓ１にそれぞれ乗算することにより、変調率ｍが第１閾値より小さい領域では第１二相変調信号ｖｏｆｓ１を選択する。変調率ｍが第１閾値ｅと第２閾値ｆとの間は、変調率ｍの増加に従い第１二相変調信号ｖｏｆｓ１が徐々に減少すると共に、三相変調信号ｖｏｆｓ０が徐々に増加する。変調率ｍが第２閾値ｆよりも大きい領域では三相変調信号ｖｏｆｓ０が選択される。

変調率ｍが第１閾値ｅ〜第２閾値ｆにかけて変調信号を移行させる場合、ゲインＫ０、Ｋ１は以下の（１０）式，（１１）式により算出される。

例えば、変調率ｍを０．９５〜１．０５にかけて移行させる場合、ゲインＫ０，Ｋ１は以下の（１２）式，（１３）式となる。

図８に変調率ｍ漸変時（ｍ＝０．５〜１．１５４）の波形変化の様相を示す。実施形態２と比べて三相変調信号ｖｏｆｓ０と第１二相変調信号ｖｏｆｓ１の移行がシームレスに行われる。

実施形態２では最終指令値Ｖ２^*ｕ，Ｖ２^*ｖ，Ｖ２^*ｗに加算する第１二相変調信号ｖｏｆｓ１を切り換える際に波形が急変し、装置にストレスを与えてしまう。本実施形態３は、最終指令値Ｖ２^*ｕ，Ｖ２^*ｖ，Ｖ２^*ｗに加算する三相変調信号ｖｏｆｓ０，第１二相変調信号ｖｏｆｓ１の切り換えをスイッチではなくゲインにより重みを徐々に移行する。これによりシームレスな波形となり、装置のストレスを軽減することが可能となる。

［実施形態４］
本実施形態４における電力変換装置の制御ブロック図を図９に示す。実施形態２のゲインＧは固定値であったが、本実施形態４では変調率ｍに応じてゲインＧを可変とする。

ゲイン生成部２４は、変調率ｍに応じてゲインＧを生成する。乗算器２５は乗算器２の出力にゲイン生成部２４で生成したゲインＧを乗算する。

実施形態２の二相変調範囲は変調率ｍが約０．９〜１．０というごく狭い範囲であり、スイッチング回数減少による損失低減効果が不十分である。そこで、本実施形態４では二相変調範囲が広がるように、ゲインＧを変調率ｍの値によって変化させる。

実施形態１で示した通り、変調率ｍが一定でゲインＧを変化させた場合、ゲインＧの絶対値が大きくなるほど最終指令値Ｖ２^*（ｔ）の波高値が高くなる。そのため、変調率ｍが小さくて三相変調になっている場合、ゲインＧを大きくして波高値を高くすることで強制的に二相変調にすることも可能となる。

図１０に変調率ｍ漸変時（０．３〜１．１５４）の波形変化の様相を示す。実施形態２と比べて二相変調範囲は変調率ｍが約０．３５〜１．０となり、大幅に拡大することができている。図１０ではゲインＧを以下の（１４）式により算出した。すなわち、ゲインＧ＝−ｍ⁴とし、下限値を−５０、上限値を−０．５としている。なお、ゲインＧの算出方法は（１４）式に限らず、その他の数式やテーブルにより求めても良い。

実施形態２では二相変調範囲が狭くスイッチング損失の低減が十分ではなかったが、ゲインＧを変調率ｍによって可変とすることで二相変調範囲を大幅に拡大することができ、スイッチング損失の低減効果が十分となる。

［実施形態５］
本実施形態５における電力変換装置の制御ブロック図を図１１に示す。実施形態４の適用対象を実施形態２から実施形態３に変えたものである。

本実施形態５の動作は実施形態４とほぼ同様であり、適用先を実施形態２から実施形態３に変えたものである。

図１２に変調率ｍ漸変時（ｍ＝０．３〜１．１５４）の波形変化の様相を示す。実施形態３と比べて二相変調範囲は変調率ｍが約０．３５〜１．０となり、大幅に拡大することができている。

最終指令値の切り換えがシームレスであり、かつ、二相変調範囲が広くスイッチング損失を低減できる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

実施形態１〜５では、電圧指令値に加算する変調信号ｖｏｆｓとして一例を説明しているが、変調信号ｖｏｆｓは三相変調信号ｖｏｆｓ０，三相変調信号ｖｏｆｓ０と第１二相変調信号ｖｏｆｓ１の混合，三相変調信号ｖｏｆｓ０＋第２二相変調信号ｖｏｆｓ２等でも良い。

Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗ…電圧指令値
ｖｏｆｓ０…三相変調信号
ｖｏｆｓ１…第１二相変調信号
ｖｏｆｓ２…第２二相変調信号
ｖｏｆｓ…変調信号
Ｖ２^*ｕ，Ｖ２^*ｖ，Ｖ２^*ｗ…最終指令値

Claims (7)

1. 交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置であって、
   各相の電圧指令値を乗算した値にゲインを乗算して三相変調信号を算出し、
   各相の前記電圧指令値に前記三相変調信号が加算された最終指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする電力変換装置。
2. 交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置であって、
   各相の電圧指令値を乗算した値にゲインを乗算して三相変調信号を算出し、
   多相の前記電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の前記電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、
   三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、前記三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値が小さい方の値を第１補正量として算出し、
   前記三相変調信号に−１を乗算した値と、前記第１補正量と、のうち絶対値が小さい方の値を第１二相変調信号として算出し、
   前記三相変調信号と前記第１二相変調信号とを混合した変調信号を生成し、
   各相の前記電圧指令値に前記変調信号が加算された最終指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする電力変換装置。
3. 交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置であって、
   各相の電圧指令値を乗算した値にゲインを乗算して三相変調信号を算出し、
   多相の前記電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の前記電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、
   三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、前記三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値が大きい方の値を第２補正量として算出し、
   前記三相変調信号に−１を乗算した値と、前記第２補正量と、のうち絶対値が小さい方の値を第２二相変調信号として算出し、
   前記三相変調信号と前記第２二相変調信号とを混合した変調信号を生成し、
   各相の前記電圧指令値に前記変調信号が加算された最終指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする電力変換装置。
4. 交流−直流変換または直流−交流変換を行う多相の電力変換装置であって、
   各相の電圧指令値を乗算した値にゲインを乗算して三相変調信号を算出し、
   多相の前記電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の前記電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、
   三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、前記三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値が小さい方の値を第１補正量として算出し、
   前記三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、前記三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値が大きい方の値を第２補正量として算出し、
   前記三相変調信号に−１を乗算した値と、前記第１補正量と、のうち絶対値が小さい方の値を第１二相変調信号として算出し、
   前記三相変調信号に−１を乗算した値と、前記第２補正量と、のうち絶対値が小さい方の値を第２二相変調信号として算出し、
   前記ゲインが負の場合は前記第１二相変調信号を二相変調信号として選択し、前記ゲインが正の場合は前記第２二相変調信号を前記二相変調信号として選択し、
   前記三相変調信号と前記二相変調信号とを混合した変調信号を生成し、
   各相の前記電圧指令値に前記変調信号が加算された最終指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする電力変換装置。
5. 前記三相変調信号と前記二相変調信号とを混合して変調信号を生成する際、
   変調率が１未満の場合は前記二相変調信号を選択し、前記変調率が１以上の場合は前記三相変調信号を変調信号とすることを特徴する請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記三相変調信号と前記二相変調信号とを混合して変調信号を生成する際、
   変調率が第１閾値より小さい領域では前記二相変調信号を選択し、
   前記変調率が前記第１閾値と第２閾値の間では前記変調率の増加に従い前記二相変調信号を徐々に減少させると共に、前記三相変調信号を徐々に増加させ、
   前記変調率が前記第２閾値よりも大きい領域では前記三相変調信号を選択することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
7. 前記変調率に応じて、前記ゲインを可変にすることを特徴とする請求項５または６記載の電力変換装置。

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