JP6980134B1 - 電力変換装置、電力変換制御装置、及び制御方法 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１）は、コンバータ（６）と、インバータ（８）と、制御部（１０）とを備える。コンバータ（６）は、電源（５）側から供給される電力を直流電力に変換する。インバータ（８）は、コンバータ（６）の出力側に設けられている。制御部（１０）は、コンバータ（６）の出力側に設けられている直流区間の直流電圧を帰還量に用いて、直流区間の制御目標電圧に対する目標量と前記帰還量との制御偏差を算出し、制御偏差に対する非線形演算処理を行い、非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、操作量を用いてコンバータ（６）を制御する。

Description

本発明は、電力変換装置、電力変換制御装置、及び制御方法に関する。

電力変換装置には、その主回路にコンバータとインバータとを備えるものがある。このような電力変換装置は、コンバータとインバータとの間に設けられた直流区間を介して中継される電力を変換する。この直流区間の電圧は、コンバータを制御することによって調整される。電力変換装置の運転中に、インバータの負荷が比較的大きく変動すると、これに影響されてこの直流区間の電圧が比較的大きく変動する場合があった。

特公平７−９６０２号公報

インバータの負荷の変動に起因して生じるコンバータの出力側の直流電圧変動を軽減させる電力変換装置、電力変換制御装置、及び制御方法を提供することにある。

実施形態の電力変換装置は、コンバータと、インバータと、制御部とを備える。前記コンバータは、電源側から供給される電力を直流電力に変換する。前記インバータは、前記コンバータの出力側に設けられている。前記制御部は、前記コンバータの出力側に設けられている直流区間の直流電圧を帰還量に用いて、前記直流区間の制御目標電圧に対する目標量と前記帰還量との制御偏差を算出し、前記制御偏差に対する非線形演算処理を行い、前記非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、前記操作量を用いて前記コンバータを制御する。

第１の実施形態の電力変換装置の構成図。 第１の実施形態の電圧制御の解析結果を説明するための図。 第１の実施形態の電圧制御の解析結果を説明するための図。 第１の実施形態の電圧制御の解析結果を説明するための図。 第２の実施形態の電力変換装置の構成図。 第２の実施形態の非線形演算処理を説明するための図。 第２の実施形態の非線形演算処理を説明するための図。

以下、実施形態の電力変換装置、電力変換制御装置、及び制御方法を、図面を参照して説明する。なお、以下の説明では、同一又は類似の機能を有する構成に同一の符号を付す。そして、それらの構成の重複する説明は省略する場合がある。なお、電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。以下の説明に示す「直交する」とは、略直交する場合を含む。なお、「大きさが等しい」場合には、略等しい場合も含む。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の電力変換装置１の構成図である。
電力変換装置１は、例えば、負荷２（図中の記載はＬＯＡＤ）に電力を供給する主回路３と、電圧センサ９Ｖと、電流センサ９ｉと、制御部１０とを備える。主回路３の入力側には、電源５から３相交流電力が共有される。

例えば、主回路３は、コンバータ６（図中の記載はＣＮＶ）と、コンデンサ７と、インバータ８（図中の記載はＩＮＶ）と、を備える。

コンバータ６は、電源５側から供給される電力を直流電力に変換する。コンバータ６の出力側には直流区間が設けられている。コンバータ６の出力には、直流区間を介して平滑用のコンデンサ７と、インバータ８の入力とがそれぞれ並列に接続されている。コンデンサ７は、コンバータ６とインバータ８とは独立に設けられていてもよく、コンバータ６又はインバータ８の一部であってもよく、これらの組み合わせであってもよい。インバータ８は、直流区間を介してコンバータ６から電力の供給を受ける。上記のように主回路３とは、直流区間を介して供給される電力を変換する。電圧センサ９Ｖは、直流区間の電圧を検出する。電流センサ９ｉは、コンバータ６の入力に流れる電流を検出する。

例えば、コンバータ６は、リアクトル６Ｌと、ＩＧＢＴ６Ｓと、を含む。リアクトル６Ｌは、３相交流の各相に対応付けて設けられている。リアクトル６Ｌの一端は、コンバータ６の入力端子に接続され、コンバータ６の入力端子（不図示）を介して電源５に接続される。リアクトル６Ｌの他端は、ＩＧＢＴ６Ｓの制御端子に接続される。

ＩＧＢＴ６Ｓは、１以上の半導体スイッチを含み、制御端子に供給される制御信号によって半導体スイッチをオン／オフさせることにより、リアクトル６Ｌを介して供給される交流電力を直流電力に変換する。

制御部１０は、非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、操作量を用いて前記コンバータ６を制御する。例えば、制御部１０は、電圧センサ９Ｖによって検出された直流区間の電圧（直流電圧）を帰還量に用いて、前記直流区間の制御目標電圧に対する目標量Ｖ＊と前記帰還量ＶＤＣ＿Ｆとの制御偏差を算出し、前記制御偏差に対する非線形演算処理を行う。

制御部１０のより具体的な構成例について説明する。
制御部１０は、例えば、電流検出ユニット１１（図中の記載はＩＤＥＴ）と、減算器１２と、非線形演算ユニット１３と、電圧制御部１４（図中の記載はＡＶＲ）と、電流制御部１５（図中の記載はＡＣＲ）と、ＰＷＭ制御部１６（図中の記載はＰＷＭ）とを備える。

電流検出ユニット１１は、電流センサ９ｉによって検出されたコンバータ６の入力電流の検出値と、基準位相θとに基づいて、電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとＩＱ＿ｄｅｔとを算出する。例えば、電流検出ユニット１１は、基準位相θを基準の位相に用いて前記コンバータ６の入力側の３相交流の２相以上の各相の電流の検出値に基づいて、ＵＶＷ相の静止座標系からＤ軸とＱ軸とを含む回転座標系に変換して、電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとＩＱ＿ｄｅｔとを算出する。基準位相θは、コンバータ６に供給される交流の位相に同期する位相信号であり、例えば、図示されない位相検出器によって交流の位相に基づいて生成される。

減算器１２は、例えば上位装置から指定される直流区間の制御目標電圧に関する目標量Ｖ＊から、電圧センサ９Ｖによって検出された直流区間の電圧（直流電圧）から帰還量ＶＤＣ＿Ｆを減算して、目標量Ｖ＊と帰還量ＶＤＣ＿Ｆとの制御偏差ΔＶ０を得る。

非線形演算ユニット１３は、目標量Ｖ＊と帰還量ＶＤＣ＿Ｆとに関する制御偏差ΔＶ０を入力変数にして、所定の規則に従ってその制御偏差ΔＶ０に対する非線形演算と、倍率ｋの線形演算とを行って、制御偏差ｋΔＶ１を算出する。

例えば、非線形演算ユニット１３は、演算ユニット１３ａ、１３ｂ、及び１３ｃを備える。
演算ユニット１３ａ（図中の記載はＡＢＳ）は、制御偏差ΔＶ０の絶対値を算出する。演算ユニット１３ｂは、乗算器であり、制御偏差ΔＶ０と、制御偏差ΔＶ０の絶対値（｜ΔＶ０｜）とを入力変数にして、制御偏差ΔＶ０と、制御偏差ΔＶ０の絶対値（｜ΔＶ０｜）とを乗じて、制御偏差ΔＶ１を算出する。演算ユニット１３ｃは、制御偏差ΔＶ１に、値が予め定められた係数ｋを乗じて、制御偏差ｋΔＶ１を算出する。上記の演算処理を、次の式（１）と式（２）に整理する。

ΔＶ１＝ΔＶ０×｜ΔＶ０｜ ・・・（１）
ｋΔＶ１＝ｋ×ΔＶ１ ・・・（２）

電圧制御部１４は、非線形演算ユニット１３によって算出された制御偏差ｋΔＶ１が０になるような値の電流基準ＩＱ＿Ｒを算出する。これは、制御偏差ΔＶ１を０にするような値の電流基準ＩＱ＿Ｒを得るのに相当する。電流基準ＩＱ＿Ｒは、有効電流の大きさを規定する制御目標値になる。比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）と、微分要素（Ｄ）とは、互いに並列に接続されているとよい。例えば、電圧制御部１４は、比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）と、微分要素（Ｄ）とを含むＰＩＤ演算処理によって電流基準ＩＱ＿Ｒを算出する。電圧制御部１４において、比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）と、微分要素（Ｄ）との各要素の入力に、制御偏差ΔＶ１が共通して供給される。

なお、電圧制御部１４による演算処理は、ＰＩＤ演算処理に制限されない。電圧制御部１４による演算処理は、ＰＩＤ演算処理に代えて、比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）と、微分要素（Ｄ）との中の少なくとも１つ以上の演算要素を含む演算処理であってもよい。

電流制御部１５は、図示されない電流基準ＩＤ＿Ｒと、電圧制御部１４によって算出された電流基準ＩＱ＿Ｒと、電流検出ユニット１１によって算出された電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとＩＱ＿ｄｅｔと、基準位相θとに基づいて、交流の各相に対応する電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒをそれぞれ算出する。なお、電流基準ＩＤ＿Ｒは、無効電流の大きさを規定する制御目標値であり、例えば予め定められた定数であってよい。

例えば、電流制御部１５は、Ｄ軸成分について、電流基準ＩＤ＿Ｒと、電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとの偏差が０になるように、電圧基準ＶＤ＿Ｒを算出する。電流制御部１５は、Ｑ軸成分について、電流基準ＩＱ＿Ｒと、電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとの偏差が０になるように、電圧基準ＶＤ＿Ｒを算出する。電流制御部１５は、Ｄ軸成分の電圧基準ＶＤ＿Ｒと、Ｑ軸成分の電圧基準ＶＤ＿Ｒとに基づいて、基準位相θを用いて、Ｄ軸とＱ軸とを含む回転座標系から、ＵＶＷ相の各軸を含む静止座標系に変換する。

ＰＷＭ制御部１６は、電流制御部１５によって算出された電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒに基づいて、図示されないキャリア信号を用いて、交流の各相に流す電流を制御するためのゲートパルス（ＧＡＴＥ）を生成する。ＰＷＭ制御部１６は、各相のゲートパルス（ＧＡＴＥ）を、コンバータ６のＩＧＢＴ６Ｓの制御端子に供給して、ＩＧＢＴ６Ｓをオン／オフすることによって交流の各相の電流を調整する。

上記のように構成された電力変換装置１の制御部１０は、下記のように主回路３を制御してもよい。

例えば、制御部１０は、コンバータ６の出力側に設けられている直流区間の直流電圧を帰還量ＶＤＣ＿Ｆに用いて、直流区間の制御目標電圧に対する目標量Ｖ＊と帰還量ＶＤＣ＿Ｆとの制御偏差ΔＶ０を算出し、制御偏差ΔＶ０に対する非線形演算処理を行う。制御部１０は、非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、操作量を用いて前記コンバータ６を制御する。制御部１０は、制御偏差ΔＶ０に対する非線形演算処理によって、制御偏差の絶対値（｜ΔＶ０｜）と制御偏差ΔＶ０との積を得て、非線形演算処理の結果にするとよい。

図２から図４を参照して、第１の実施形態の電圧制御の解析結果について説明する。図２から図４は、第１の実施形態の電圧制御の解析結果を説明するための図である。

図２中の（ａ）に示すグラフは、負荷電流（アンペア）の変化を示す。図２中の（ｂ）に示すグラフは、直流区間の電圧（ボルト。直流電圧という。）の変化を示す。図２中の（ｃ）に示すグラフは、コンバータ６の交流側に流れる有効電流の推定値（アンペア）の変化を示す。

本実施例の電圧制御部１４は、例えば、非線形演算ユニット１３の演算結果の制御偏差ｋΔＶ１に対して、比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）とを含むＰＩ演算処理によって電流基準ＩＱ＿Ｒを算出するうように構成されている。

これに対して、比較例の電力変換装置は、本実施例の電力変換装置１に対して上記の非線形演算ユニット１３を備えない。比較例の電力変換装置の電圧制御部は、本実施例の電圧制御部１４と同様にＰＩ演算処理によって電流基準ＩＱ＿Ｒを算出する。

図２から図４に示す異なる条件に基づいた解析において、解析処理の初期状態を互いに共通にしている。例えば、図２中の（ｂ）に示されるように直流電圧が６８０ボルト程度に充電され、図２中の（ａ）に示されるように負荷２に流れる負荷電流が０アンペアの状態にある。このとき、負荷２が無負荷状態にあるため、図２中の（ｃ）に示されるように有効電流の値はおおむね０アンペアである。

図２から図４に示す解析の状態の違いは、初期状態の下で生じる負荷２の変動による変動量が互いに異なることである。図２、図３、図４の順に、負荷２の変動量が多くなる。図３と図４に示す各グラフに示す初期状態も、図２に示す場合と同じである。

例えば、図２に示すように、最も変動量が少ない場合には、負荷２に流れる負荷電流が０から１０アンペアにステップ状に変動する。例えば、この変動が時刻０．４秒に生じると、この変動に応じて、図２中の（ｂ）に示されるように直流電圧が６８０ボルト程度から６６７ボルト程度まで急に減少し、図２中の（ｃ）に示されるように有効電流が０アンペアから定常値の２０アンペアになるまで、定常値に漸近するように増加する。上記の場合、直流電圧の初期状態の電圧に対する変動率は、ボトム値のときで２％程度である。

図２に示す各グラフの場合、図２中の（ｂ）に示す直流電圧の変動も、図２中の（ｃ）に示す有効電流の変動も、状態遷移の過程で偏差が生じてはいるものの、変動の傾向は類似している。

これに対して、図３に示すように、次に変動量が多い場合には、負荷２に流れる負荷電流が０から５０アンペアにステップ状に変化する。この図３に示す場合の負荷電流の変化の大きさは、図２に示した場合の５倍になる。この変動が上記と同様に、時刻０．４秒に生じた場合について説明する。この変動が発生した後に、この変動に応じて、図３中の（ｂ）に示されるように、実施例の場合の直流電圧が６８０ボルト程度から６５０ボルト程度まで急に減少する。実施例の場合の直流電圧の初期状態の電圧に対する変動率は、４．４％程度である。これに対し、比較例の場合の直流電圧が６３０ボルトを下回る値まで急に減少する。比較例の場合の直流電圧の初期状態の電圧に対する変動率は、７．４％を超える。比較例の場合に、直流電圧の変動率が５％以内に回復するまでの時間は、０．１秒程度掛かる。

また、図３中の（ｃ）に示されるように有効電流の定常値が０アンペアから１００アンペア程度まで変化する。有効電流が定常値まで遷移する過程で、比較例の場合には、定常値に漸近するように有効電流が変動する傾向がみられるが、本実施例の場合には、負荷２の変動に応じて、ピーク値で１２０アンペア程度まで一時的に上昇する。一時的なピーク値が検出された後の有効電流は、比較例の有効電流の値に類似した値で変動する。

これに対して、図４に示すように、最も変動量が多い場合は、負荷２に流れる負荷電流が０から１００アンペアにステップ状に変化する。この図４に示す場合の負荷電流の変化の大きさは、図２に示した場合の１０倍になる。この変動が上記と同様に、時刻０．４秒に生じた場合について説明する。この変動が発生した後に、この変動に応じて、図４中の（ｂ）に示されるように、実施例の場合の直流電圧が６８０ボルト程度から６３０ボルト程度まで急に減少する。上記の場合の直流電圧の初期状態の電圧に対する変動率は、７．４％程度である。これに対し、比較例の場合の直流電圧が５９０ボルトを下回る値まで急に減少する。上記の場合の直流電圧の初期状態の電圧に対する変動率は、１３．２％を超える。比較例の場合に、直流電圧の変動率が５％以内に回復するまでの時間は、０．１３秒程度掛かるが、実施例の場合には、直流電圧の変動率が５％以内に回復するまでの時間は、０．０１５秒程度しか掛からない。

また、図４中の（ｃ）に示されるように有効電流の定常値が０アンペアから２００アンペア程度まで変化する。有効電流が定常値まで遷移する過程で、比較例の場合には、定常値に漸近するように有効電流が変動する傾向がみられるが、本実施例の場合には、負荷２の変動に応じて、ピーク値で３００アンペア程度まで一時的に上昇する。一時的なピーク値が検出された後の有効電流は、比較例に類似した値で変化する。

上記の実施形態によれば、電力変換装置１は、コンバータ６の出力側に設けられている直流区間の直流電圧を帰還量ＶＤＣ＿Ｆに用いて、直流区間の制御目標電圧に対する目標量Ｖ＊と帰還量ＶＤＣ＿Ｆとの制御偏差を算出し、制御偏差に対する非線形演算処理を行う。電力変換装置１は、非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、操作量を用いて前記コンバータ６を制御する。これにより、電力変換装置１の運転中にインバータ８の負荷２が急に変動しても、コンバータ６の出力側の直流区間の直流電圧が比較例のように大きく変動することなく、また比較的短時間で収束するように制御することが可能になる。

例えば、電力変換装置１は、コンバータ出力の直流電圧ＶＤＣ＿Ｆをフィードバックして指令値Ｖ＊との差と、その差の絶対値とを乗算することで、上記の非線形演算処理の結果を得る。

例えば、電力変換装置１は、上記の非線形演算処理の結果をＰＩ制御の入力値にする。この場合、電力変換装置１は、ＰＩ制御によって、上記の非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、その操作量を用いて前記コンバータ６を制御する。

電力変換装置１の電圧制御部１４の入力値は、指令値Ｖ＊と直流電圧ＶＤＣ＿Ｆの値が乖離するほど大きくなる。これに伴い、電力変換装置１は、あたかもＰＩゲインが高くなったように、振舞うことになる。これにより、電力変換装置１の応答が早くなって、直流電圧の変動を抑制することができる。

電力変換装置１は、非線形演算処理を用いて制御偏差ΔＶ１を積算する。この積算にあたり、制御偏差ΔＶ１が定常的に過大な値になることのを防止するように、制御偏差ΔＶ１に乗じる係数ｋの値を決定するとよい。

（第１の実施形態の変形例）
上記の実施形態を、次のような構成に適用してもよい。
コンバータ1台に対してインバータが多数接続されている場合がある。このような構成の場合、インバータの負荷がそれぞれ独立していると、その負荷の変動の影響を軽減させるようにコンバートを制御することが容易ではないことがある。

比較例の制御手法として、負荷の変動の影響を抑制するためにインバータの出力を帰還して、コンバータの制御にその帰還量を利用する制御手法が知られている。このような制御手法はパワー補償と呼ばれることがある。この制御手法を、上記の構成に適用しても、負荷の変動に伴う直流電圧の急激な変化を抑制することは困難であった。

これに対して、実施形態の制御手法であれば、直流電圧の急激な変動を抑制することが可能になる。

（第２の実施形態）
図５から図７を参照して、第２の実施形態について説明する。
図５は、第２の実施形態の電力変換装置１Ａの構成図である。電力変換装置１Ａは、電力変換装置１の制御部１０に代えて、制御部１０Ａを備える。制御部１０Ａは、制御部１０の非線形演算ユニット１３に代えて、非線形演算ユニット１３Ａを備える。非線形演算ユニット１３Ａは、非線形演算ユニット１３に対して、演算ユニット１３ｄをさらに備える。

演算ユニット１３ｄは、予め定められた所定の値の下限値ＬＬが設定されたリミッタである。演算ユニット１３ｄは、演算ユニット１３ａによって算出された制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜に対して、その出力値が下限値ＬＬ未満にならないように制限する。演算ユニット１３ｄは、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜が下限値ＬＬ以上の場合には、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜をそのまま出力する。演算ユニット１３ｄは、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜が下限値ＬＬ未満の場合には、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜に代えて、下限値ＬＬの値を出力する。演算ユニット１３ｄから出力される値を、ＣＶ（｜ΔＶ０｜）で示す。演算ユニット１３ｂは、制御偏差ΔＶ０と、ＣＶ（｜ΔＶ０｜）とを入力変数にして、制御偏差ΔＶ０とＣＶ（｜ΔＶ０｜）とを乗じて、制御偏差ΔＶ２を算出する。演算ユニット１３ｃは、制御偏差ΔＶ２に、値が予め定められた係数ｋを乗じて、制御偏差ｋΔＶ２を算出する。上記の演算処理を、次の式（３）から式（５）に整理する。

ＣＶ（｜ΔＶ０｜）＝｜ΔＶ０｜、（ＬＬ≦｜ΔＶ０｜の場合）、又は、
ＬＬ、（ＬＬ＞｜ΔＶ０｜の場合） ・・・（３）
ΔＶ２＝ＣＶ（｜ΔＶ０｜）×ΔＶ０ ・・・（４）
ｋΔＶ２＝ｋ×ΔＶ２ ・・・（５）

図６と図７は、第２の実施形態の非線形演算処理を説明するための図である。
図６に、ＣＶ（｜ΔＶ０｜）の下限値ＬＬの値が互いに異なる３つのケースを示す。グラフＬＬ１は、下限値ＬＬの値が１である。グラフＬＬ２は、下限値ＬＬの値が０から１までの間の代表的な値の一例である。グラフＬＬ３は、下限値ＬＬの値が１を超える代表的な値の一例である。

図７に、図６に示した３つのケースに対応する制御偏差ΔＶ２をそれぞれ示す。グラフＧ１は、グラフＬＬ１に対応する下限値ＬＬの値が１の場合の特性を示す。グラフＧ２は、グラフＬＬ２に対応する下限値ＬＬの値がの値が０から１までの場合の特性を示す。グラフＧ３は、グラフＬＬ３に対応する下限値ＬＬの値がの値が１を超える場合の特性を示す。

図示を省略するが、図７に示す制御偏差ΔＶ２に対して、係数ｋを乗じることにより、図７に示すグラフが示す制御偏差ΔＶ２の特性を、振幅方向に伸長又は圧縮することができる。下限値ＬＬと係数ｋの値を独立に設定することで、図７に示したグラフの線形性が保たれる。

本実施形態によれば、制御部１０Ａは、制御偏差ΔＶ０に対する非線形演算処理によって、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜を所定の下限値ＬＬに制限して、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜の大きさによって下限値ＬＬに制限されたＣＶ（｜ΔＶ０｜）（制御偏差の下限制限付き絶対値）と制御偏差ΔＶ０との積を、非線形演算処理の結果にする。

制御部１０Ａは、制御偏差ΔＶ０に対する非線形演算処理として、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜が所定の大きさの下限値ＬＬに満たない範囲（例えば、図６のグラフの範囲Ｚ２）について制御偏差ΔＶ０に対する線形変換によって第１結果を生成する。制御部１０Ａは、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜が下限値ＬＬを超える範囲（例えば、図６のグラフの範囲Ｚ３ａとＺ３ｂ）について制御偏差に対する非線形変換によって第２結果を生成して、第１結果と第２結果とを組み合わせて非線形演算処理の結果にする。

上記とは異なる観点で制御部１０Ａについて説明する。図７に示すように、制御部１０Ａは、制御偏差ΔＶ０に対する非線形演算処理として、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜が下限値ＬＬに満たない範囲Ｚ２について制御偏差ΔＶ０の１次近似に基づいた制御偏差ΔＶ２（第１結果）を生成する。

制御部１０Ａは、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜が下限値ＬＬを超える範囲について制御偏差ΔＶ０に対する高次関数に基づいた制御偏差ΔＶ２（第２結果）を生成して、第１結果と第２結果とを組み合わせて非線形演算の結果にする。

制御部１０Ａは、制御偏差ΔＶ０の絶対値｜ΔＶ０｜を下限値ＬＬまでに制限する演算を先に実施した後に、その演算結果に制御偏差ΔＶ０を乗算して制御偏差ΔＶ２を得る。これによって、下限値ＬＬを挟んで演算式が互いに異なるものになるが、下限値ＬＬを挟んで、制御偏差ΔＶ２の値の連続性が確保されている。制御部１０Ａは、帰還制御のループ内に非連続制御を含むが、上記のように下限値ＬＬを挟んで連続性が確保されていることで、帰還制御のループゲインの急峻な変化が発生しないように構成することができる。

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、電力変換装置１は、コンバータ６と、インバータ８と、制御部１０とを備える。コンバータ６は、電源５側から供給される電力を直流電力に変換する。インバータ８は、コンバータ６の出力側に設けられている。制御部１０は、コンバータ６の出力側に設けられている直流区間の直流電圧を帰還量に用いて、直流区間の制御目標電圧に対する目標量と帰還量との制御偏差を算出し、制御偏差に対する非線形演算処理を実行する。制御部１０は、非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、操作量を用いて前記コンバータ６を制御する。これによって、インバータ８の負荷の変動に起因して生じるコンバータ６の出力側の直流電圧変動を軽減させることができる。

上記の電力変換装置１は、その少なくとも一部を、ＣＰＵなどのプロセッサがプログラムを実行することにより機能するソフトウェア機能部で実現してもよく、全てをＬＳＩ等のハードウェア機能部で実現してもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１ 電力変換装置、２ 負荷、３ 主回路、５ 電源、６ コンバータ、８ インバータ、９Ｖ 電圧センサ、９ｉ 電流センサ、１０ 制御部。

Claims (6)

1. 電源側から供給される電力を直流電力に変換するコンバータと、
   前記コンバータの出力側に設けられているインバータと、
   前記コンバータの出力側に設けられている直流区間の直流電圧を帰還量に用いて、前記直流区間の制御目標電圧に対する目標量と前記帰還量との制御偏差を算出し、
   前記制御偏差の絶対値が所定の大きさに満たない範囲についての前記制御偏差に対する線形変換と、前記制御偏差の絶対値が所定の大きさを超える範囲についての前記制御偏差に対する非線形変換とが含まれた、前記制御偏差に対する非線形演算処理を行い、
   前記非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、前記操作量を用いて前記コンバータを制御する制御部と、
   を備える電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記制御偏差に対する前記非線形演算処理によって、前記制御偏差の絶対値を所定の下限値に制限して、前記制御偏差の絶対値の大きさによって前記下限値に制限された前記制御偏差の下限制限付き絶対値と前記制御偏差との積を、前記非線形演算処理の結果にする、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記制御偏差に対する前記非線形演算処理として、前記制御偏差の絶対値が所定の大きさに満たない範囲について前記制御偏差に対する線形変換によって第１結果を生成して、前記制御偏差の絶対値が所定の大きさを超える範囲について前記制御偏差に対する非線形変換によって第２結果を生成して、前記第１結果と前記第２結果とを組み合わせて前記非線形演算処理の結果にする、
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、
   前記制御偏差に対する前記非線形演算処理として、前記制御偏差の絶対値が所定の大きさに満たない範囲について前記制御偏差の１次近似に基づいた第１結果を生成して、前記制御偏差の絶対値が所定の大きさを超える範囲について前記制御偏差に対する高次関数に基づいた第２結果を生成して、前記第１結果と前記第２結果とを組み合わせて前記非線形演算処理の結果にする、
   請求項１に記載の電力変換装置。
5. 電源側から供給される電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの出力側に設けられているインバータと、を備える電力変換装置の電力変換制御装置であって、
   前記コンバータの出力側に設けられている直流区間の直流電圧を帰還量に用いて、前記直流区間の制御目標電圧に対する目標量と前記帰還量との制御偏差を算出し、
   前記制御偏差の絶対値が所定の大きさに満たない範囲についての前記制御偏差に対する線形変換と、前記制御偏差の絶対値が所定の大きさを超える範囲についての前記制御偏差に対する非線形変換とが含まれた、前記制御偏差に対する非線形演算処理を行い、
   前記非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、前記操作量を用いて前記コンバータを制御する制御部、
   を備える電力変換制御装置。
6. 電源側から供給される電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの出力側に設けられているインバータと、を備える電力変換装置の制御方法であって、
   前記コンバータの出力側に設けられている直流区間の直流電圧を帰還量に用いて、前記直流区間の制御目標電圧に対する目標量と前記帰還量との制御偏差を算出し、
   前記制御偏差の絶対値が所定の大きさに満たない範囲についての前記制御偏差に対する線形変換と、前記制御偏差の絶対値が所定の大きさを超える範囲についての前記制御偏差に対する非線形変換とが含まれた、前記制御偏差に対する非線形演算処理を行い、
   前記非線形演算処理の結果に基づいた操作量を算出して、前記操作量を用いて前記コンバータを制御するステップ、
   を含む制御方法。

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