JP2017212869A - 電力変換装置の制御方法及び電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置のパルス幅変調において、三相変調から二相変調、そして過変調（１パルス駆動）まで、変調率に応じてシームレスに変調方式を切り替える。【解決手段】ゲート信号生成部に備えられた補正項加算部１において、多相の電圧指令値のの最大値ｍａｘ（Ｖ*）と最小値ｍｉｎ（Ｖ*）を算出し、ｍａｘ（Ｖ*）＋ｍｉｎ（Ｖ*）にゲインｇ１を乗算した補正量α、１−ｍａｘ（Ｖ*）と−１−ｍｉｎ（Ｖ*）のうち絶対値の値が小さい方にゲインｇ２を乗算した補正量β、多相の電圧指令値の相毎に１−Ｖ*U（Ｖ*vまたはＶ*w）、−１−Ｖ*U（Ｖ*vまたはＶ*w）のいずれかにゲインｇ３を乗算した補正量γを生成する。補正量αの絶対値と、補正量β＋補正量γの絶対値のうち最も小さいものとの比較に応じて、補正量αまたは補正量β＋補正量γを電圧指令値に加算し、補正された電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行う。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置の制御方法に関する。特に、ＡＣ／ＤＣ変換装置またはＤＣ／ＡＣ変換装置のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に関する。

ＡＣ／ＤＣ変換またはＤＣ／ＡＣ変換を行う電力変換器において、損失低減を行いつつ電圧精度を向上させるパルス幅変調（ＰＷＭ）方式として、図７に示すような制御構成を有する電力変換装置がある（例えば、特許文献１）。

この方式は、変調率ｍによって定まる三相電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _W、に基づいて二相変調方式の第１補正量α’を演算し、さらに三相変調方式も採用する第２補正量β’を演算して、三相電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _W、に第２補正量β’を加算する方式である。さらに、この補正された三相電圧指令値に基づいてＰＷＭを行い、電力変換装置内のスイッチングデバイスのオンオフを制御して、電力のＡＣ／ＤＣ変換またはＤＣ／ＡＣの変換を行う。図８に、変調率ｍを０から１．１５まで一定の傾きで増加させたときの各信号波形の一例のタイムチャートを示す。

この方式により、電力変換器（例えば、三相インバータ）における変調方式を三相変調方式から、一相のスイッチングを休止する二相変調方式に、変調率（変調度）ｍに応じて、自動的に変調方式を切り換えることができる。このように、特許文献１に記載の電力変換装置は、二相変調方式（２アーム変調方式）と三相変調方式（３アーム変調方式）とをシームレスに切り替えることができるため、発生する騒音の急変を抑制することができる。

国際公開第２０１０／１１９９２９号 特開２００８−７９３９９号公報

しかしながら、特許文献１では、変調率が２/√３=１．１５４７００５３８…（以下、１．１５とする）よりも大きい過変調領域における変調方式まで考慮されていない。図８（ｄ）に示すように、変調率ｍ＝１．１５のときの補正後の電圧指令値Ｖ^* _U＋β’は正弦波状となっている。しかし、変調率ｍ＞１．１５では、原理上補正後の電圧指令値Ｖ^* _U＋β’は、正弦波状とはならず、歪波形となる。これが原因で、変調率ｍ＞１．１５の領域での電力変換装置の出力電圧の電圧精度が低下するおそれがある。

また、変調率ｍ＞１．１５の領域での電圧精度を低下させない先行技術として、１パルス駆動方式がある（例えば、特許文献２）。特許文献２には、多パルスＰＷＭ方式から１パルス駆動方式に切り替えるインバータの技術が開示されている。しかし、特許文献２は、強制的に１パルス駆動に切り替える技術である。したがって、特許文献２には、特許文献１のようにシームレスな変調方式の切替えについては記載されていない。強制的に１パルス駆動方式に切り替えると、切替時に騒音が急変し耳障りとなるおそれがある。

上記事情に鑑み、本発明は、電力変換装置のパルス幅変調において、三相変調から二相変調、そして過変調（１パルス駆動）まで、変調率に応じてシームレスに変調方式を切り替える技術を提供することを目的としている。

上記目的を達成する本発明の電力変換装置の制御方法の一態様は、交流−直流変換または直流−交流変換を行う電力変換装置に備えられた半導体スイッチ素子に対して、電圧指令値をＰＷＭ変調するゲート信号生成部により得られたゲート信号を出力する電力変換装置の制御方法であって、ゲート信号生成部に備えられた補正項加算部において、多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と最小となる電圧指令値を加算した信号に第１ゲインを乗算して第１補正量を生成し、三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値の値が小さい方に第２ゲインを乗算した第２補正量を生成し、多相の電圧指令値の相毎に、三角波キャリアの最大値と電圧指令値の差分と、三角波キャリアの最小値と電圧指令値との差分と、のうち、電圧指令値の極性が負のときには三角波キャリアの最大値と電圧指令値の差分に、電圧指令値の極性が正のときには三角波キャリアの最小値と電圧指令値の差分に第３ゲインを乗算した第３補正量を生成し、前記第１補正量の絶対値が、前記第２補正量と前記第３補正量とを加算した値の絶対値のうち最も小さいものよりも小さい場合、前記第１補正量を各相共通の電圧指令の補正量として選択し、前記第１補正量の絶対値が、前記第２補正量と前記第３補正量とを加算した値の絶対値のうち最も小さいものよりも大きい場合、前記第２補正量と相毎の前記第３補正量とを加算した値を相毎の電圧指令の補正量として選択し、前記ゲート信号生成部が、多相の電圧指令値に前記電圧指令の補正量が加算された補正電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴としている。

また、上記目的を達成する本発明の電力変換装置の制御方法の他の態様は、上記電力変換装置の制御方法において、第１ゲインは、変調率が所定値ｍ１までは０、ｍ１以降は次第に増加し、１．１５以降は比例ゲインＫｐ＋１となる特性であり、第２ゲインは、変調率が１．１５までは１であり、変調率が１．１５以降は０になるまで減少する特性であり、第３ゲインは、変調率が１．１５までは０であり、変調率が１．１５からは１になるまで増加する特性であることを特徴としている。

また、上記目的を達成する本発明の電力変換装置の制御方法の他の態様は、上記電力変換装置の制御方法において、前記補正項加算部に入力される電圧指令値と前記補正項加算部から出力される補正電圧指令値の差分に基づいて、前記補正項加算部における電圧指令値補正に起因する高調波成分の電流を推定し、電流指令値から前記高調波成分の電流を減算した指令値と前記電力変換装置の出力電流の検出値の差分に基づいて、前記電力変換装置の出力電流の検出値が電流指令値に追従するように制御するための電圧指令値を生成し、この電圧指令値を前記補正項加算部に入力することを特徴としている。

また、上記目的を達成する本発明の電力変換装置の一態様は、交流−直流変換または直流−交流変換を行う電力変換装置に備えられた半導体スイッチ素子と、前記半導体スイッチ素子に対して出力される、電圧指令値をＰＷＭ変調したゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を有する電力変換装置であって、前記ゲート信号生成部には、補正項加算部が備えられ、前記補正項加算部は、多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と最小となる電圧指令値を加算した信号に第１ゲインを乗算して第１補正量を生成し、三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値の値が小さい方に第２ゲインを乗算した第２補正量を生成し、多相の電圧指令値の相毎に、三角波キャリアの最大値と電圧指令値の差分と、三角波キャリアの最小値と電圧指令値との差分と、のうち、電圧指令値の極性が負のときには三角波キャリアの最大値と電圧指令値の差分に、電圧指令値の極性が正のときには三角波キャリアの最小値と電圧指令値の差分に第３ゲインを乗算した第３補正量を生成し、前記第１補正量の絶対値が、前記第２補正量と前記第３補正量とを加算した値の絶対値のうち最も小さいものよりも小さい場合、前記第１補正量を各相共通の電圧指令の補正量として選択し、前記第１補正量の絶対値が、前記第２補正量と前記第３補正量とを加算した値の絶対値のうち最も小さいものよりも大きい場合、前記第２補正量と相毎の前記第３補正量とを加算した値を相毎の電圧指令の補正量として選択し、前記ゲート信号生成部は、多相の電圧指令値に前記電圧指令の補正量が加算された補正電圧指令値に基づいてゲート信号を生成することを特徴としている。

また、上記目的を達成する本発明の電力変換装置の他の態様は、上記電力変換装置において、前記ゲート信号生成部は、ゲイン演算部を備え、前記ゲイン演算部は、変調率が所定値ｍ１までは０、ｍ１以降は次第に増加し、１．１５以降は比例ゲインＫｐ＋１である特性の第１ゲイン、変調率が１．１５までは１であり、変調率が１．１５以降は０になるまで減少する第２ゲイン、変調率が１．１５までは０であり、変調率が１．１５からは１になるまで増加する特性である第３ゲインを演算することを特徴としている。

また、上記目的を達成する本発明の電力変換装置の他の態様は、上記電力変換装置において、前記電力変換装置の出力電流の検出値を電流指令値に追従するように制御する電流制御部と、前記補正項加算部に入力される電圧指令値と前記補正項加算部から出力される補正電圧指令値の差分に基づいて、前記補正項加算部における電圧指令値補正に起因する高調波成分の電流を推定する高調波電流推定部と、をさらに備え、前記電流制御部は、電流指令値から前記高調波成分の電流が減算された指令値と前記電力変換装置の出力電流の検出値の差分に基づいて、前記補正項加算部に入力される電圧指令値を生成し、前記補正項加算部は、当該電圧指令値に前記電圧指令の補正量が加算された補正電圧指令値を生成することを特徴としている。

以上の発明によれば、三相変調から二相変調、そして過変調（１パルス駆動）まで、変調率に応じてシームレスに変調方式を切り替えることができる。

本発明の第１実施形態におけるゲート信号生成部の構成図の一例である。 本発明の第１実施形態における補正項加算部の構成図の一例である。 本発明の第１実施形態におけるゲイン演算部の構成図の一例である。 電圧指令値の変調率ｍを増加させたときの各信号波形のタイムチャートの一例である。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の制御ブロック図である。 （ａ）ｖ_ref1とｖ_ref2の関係を示す特性図、（ｂ）ｖ_diffとＧ（ｓ）ｖ_diffの関係を示す特性図である。 従来技術における補正項加算部の構成図の一例である。 従来技術に係る電力変換装置において電圧指令値の変調率ｍを増加させたときの各信号波形のタイムチャートの一例である。

本発明の実施形態に係る電力変換装置の制御方法及び電力変換装置について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１実施形態］
図１に示すように、交流−直流変換または直流−交流変換を行う電力変換装置（例えば、三相インバータ等）に備えられた半導体スイッチ素子に対して、電圧指令値をＰＷＭ変調して得られるゲート信号を出力するゲート信号生成部には、三相の電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _Wが入力される。そして、補正項加算部１において、図２に示すように、三相の電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _Wに対して、電圧指令の補正量（Ｖ_ofsU、Ｖ_ofsV、Ｖ_ofsW）を加算することにより、補正電圧指令値Ｖ’^* _U、Ｖ’^* _V、Ｖ’^* _Wを生成し、それぞれ比較器２に出力する。比較器２では、補正電圧指令値Ｖ’^* _U、Ｖ’^* _V、Ｖ’^* _Wと三角波キャリアとの比較を行う。前記図１における比較器２以降のＮＯＴ回路３、デッドタイム発生回路４の動作については、周知技術であるため、詳細な説明は省略する。

次に、図２を基に補正項加算部１の内部における動作を説明する。なお、二相変調方式と三相変調方式の詳細は、特許文献１に記載されているので、詳細な説明は省略する。

まず、第１補正量（以後、補正量αと称する）の演算方法について説明する。

最大値演算器５Ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ）は、電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _Wが入力され、三相の電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _Wより、最も値の大きい電圧指令値を選択した最大値ｍａｘ（Ｖ^*）を出力する。また、最小値演算器６Ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ）は、電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _Wが入力され、三相の電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _Wより、最も小さい電圧指令値を選択した最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）を出力する。

最大値演算器５Ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ）から出力された最大値ｍａｘ（Ｖ^*）と最小値演算器６Ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ）から出力された最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）とが、加算器７により加算される。この加算されたｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*）信号は、乗算器８においてゲインｇ１が乗算され、α（α＝ｇ１（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*）））信号として出力される。このα信号は、三相共通の信号である。

次に、二相変調成分の電圧指令値を演算するための第２補正量（以後、補正量βと称する）の演算方法について説明する。図２のブロック図の点線で囲まれた部分がここの部分に相当する。なお、以下の説明において、変調率ｍ＝電圧指令値の振幅／搬送波の振幅であり、搬送波である三角波キャリアの最大値は１、最小値は−１である。

最大値演算器５Ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ）、最小値演算器６Ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ）から出力される最大値ｍａｘ（Ｖ^*）、最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）は、減算器９，１０にもそれぞれ入力され、その減算器９，１０において１−ｍａｘ（Ｖ^*）と−１−ｍｉｎ（Ｖ^*）をそれぞれ演算し、その信号をスイッチ１１に出力する。そして、スイッチ１１は、比較器１２から入力される信号ｓ１＝１の期間は、１−ｍａｘ（Ｖ^*）を、ｓ１＝０の期間は、−１−ｍｉｎ（Ｖ^*）を出力する。つまり、比較器１２では、ａ入力値＜ｂ入力値の場合に「１」、ａ入力値≧ｂ入力値の場合に「０」を出力する。ここで、ａ入力値は減算器９の出力の絶対値、ｂ入力値は減算器１０の出力の絶対値である。スイッチ１１は、この信号ｓ１を受けて、「ｓ１＝１」の場合は上側にスイッチがＯＮして、最大値演算器５Ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ）の出力と１ｐ．ｕ．の差分をスイッチ１１から出力する。また、「ｓ１＝０」の場合は、下側にスイッチがＯＮして、最小値演算器６Ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ）の出力と−１ｐ．ｕ．の差分をスイッチ１１から出力する。このスイッチ１１からの出力信号は、乗算器１３においてゲインｇ２が乗算されβ信号として出力される。このように、二相変調成分の演算として、最大値演算器５Ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ）の出力と１ｐ．ｕ．の差分、及び最小値演算器６（ｘ，ｙ，ｚ）の出力と−１ｐ．ｕ．の差分のうち、絶対値が小さい方を選択し、これにゲインｇ２を乗じた値が補正量βとして定められる。この補正量βは、三相共通の信号である。

さらに、第３補正量（以後、補正量γと称する）の演算方法について説明する。図２のブロック図の一点鎖線で囲まれた部分がここの部分に相当する。なお、補正量γは、前記α、βとは異なり三相各々について定められるが、代表して電圧指令値Ｖ^* _Uの場合について説明する。比較器１５は、ａ入力値（電圧指令値Ｖ^* _U）と０を比較し、ａ入力値＜０の場合に「１」、ａ入力値≧０の場合に「０」を出力する。スイッチ１４は、スイッチ１１と同様の動作をするので詳細な説明を省略する。

三相の電圧指令値Ｖ^* _Uは、減算器１６，１７にもそれぞれ入力され、その減算器１６，１７において１−Ｖ^* _U、−１−Ｖ^* _Uをそれぞれ演算し、その信号をスイッチ１４に出力する。そして、スイッチ１４は、比較器１５から入力される信号ｓ２＝１の期間は１−Ｖ^* _Uを、ｓ２＝０の期間は、−１−Ｖ^* _Uを出力する。このスイッチ１４からの出力信号は、乗算器１８においてゲインｇ３が乗算されてγ信号として出力される。このように、三相の電圧指令値（Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _W）の極性が負のときには、三相の電圧指令値（Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _W）と１ｐ．ｕ．の差分を選択し、三相の電圧指令値（Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _W）の極性が正のときには、三相の電圧指令値（Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _W）と−１ｐ．ｕ．の差分を選択し、選択された値にゲインｇ３を乗じた値が補正量γとして定められる。

補正量βと補正量γは、加算器１９に出力され、補正量βと補正量γを加算した値がスイッチ２０に入力される。スイッチ２０には、補正量αも入力されており、スイッチ２０において、補正量βと補正量γを加算した三相各々の値の絶対値の最小値（三相成分の中の最小値）と、補正量αの絶対値とを比較し、補正量αの絶対値の方が小さい場合には、三相共通の補正量αを三相各々の信号として選択する。補正量αの絶対値の方が大きい場合には、三相共通の補正量βと相毎の補正量γを加算した三相各々の信号として選択する。最後に、スイッチ２０から出力される三相各々の信号を電圧指令の補正量Ｖ_ofsU、Ｖ_ofsV、Ｖ_ofsWとして、三相の電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _Wにそれぞれ加算し、補正電圧指令値Ｖ’^* _U、Ｖ’^* _V、Ｖ’^* _Wを算出する。

なお、図２の最小値演算器２１は、補正量βとＵ相の補正量γとの和の絶対値、補正量βとＶ相の補正量γの和の絶対値、補正量βとＷ相の補正量γとの和の絶対値、より最も小さい値を出力する。つまり、比較器２２では、ａ入力値（｜ｘ｜）とｂ入力値（Ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ））を比較し、ａ入力値＜ｂ入力値の場合に「１」、ａ入力値≧ｂ入力値の場合に「０」を出力する。スイッチ２０はスイッチ１１と同様の動作をするので説明を省略する。

補正電圧指令値Ｖ’^* _U、Ｖ’^* _V、Ｖ’^* _Wは、ゲインｇ１〜ｇ３により変調率ｍ１（予め定められた所定の値）までは三相変調（正弦波ＰＷＭ）、変調率ｍ１から１．１５までは二相変調が混合され、変調率１．１５以上から１パルス駆動へシームレスに変調方式を切り換えるために電圧指令値を操作された補正電圧指令値である。図３にゲインｇ１〜ｇ３の生成方法を示す。リミッタＬ１〜Ｌ４は、０を下限値とし、１を上限値とする。リミッタＬ５は、０を下限値とし、Ｋｐ＋１を上限値とする。

第１ゲインｇ１は、変調率が所定値ｍ１までは０、ｍ１以降は次第に増加し、１．１５以降は比例ゲインＫｐ＋１となる特性であり、第２ゲインｇ２は、変調率が１．１５までは１であり、変調率が１．１５以降は０になるまで減少する特性であり、第３ゲインｇ３は、変調率が１．１５までは０であり、変調率が１．１５からは１になるまで増加する特性である。
図３のＫｐは、比例ゲインで１よりも非常に大きい値（例えば、１００）を設定する。これにより、図３での加算器２３の出力は、変調率ｍ≦１．１５の範囲では１となり、変調率ｍ＞１．１５の場合では１以上の非常に大きな値となる。

さらに、Ｋｐが非常に大きい値であることにより、変調率ｍ＞１．１５の場合では、ｇ１の値が乗算される三相変調の電圧オフセットαは大きい値となるため、この絶対値も大きくなり、図２のスイッチ２０においてＶ_ofsには選択されない。したがって、補正量βと補正量γの和（二相変調／１パルス駆動）がＶ_ofsに選択される。このようにして、変調率ｍ＞１．１５では三相／二相変調から二相変調／１パルス駆動に切り替えることができる。

図４に変調率ｍを０から一定の傾きで１．５まで増加させたときの電圧指令値Ｖ^* _U、補正電圧指令値Ｖ’^* _U、電圧指令の補正量Ｖ_ofsUを示す。ｍ１＝０．２５としている。

変調率ｍが０．２５（ｍ１）以下のときは、Ｖ_ofsU＝０である。ｍが０．２５（ｍ１）以上になると、補正量αが選択されるため、特許文献１と同様に、Ｖ’^* _Uの正弦波の頂点付近の振幅が凸型となる。

変調率ｍが０．５以上になると、Ｖ’^* _Uの正弦波の頂点付近が飽和し始める。これは、頂点付近では補正量βが選択されて二相変調となっていることを示す。二相変調と三相変調が混合される。つまり、図４のタイムチャートの時間ｔ１以降（変調率ｍが０．７５程度）波形に示すように、三相変調と二相変調との割合が変化する領域が現れる。これは、図８のタイムチャート（すなわち、従来技術に係る電力変換装置の信号波形のタイムチャート）の時間ｔ１’以降の波形と同様である。

変調率ｍが１．１５以上になると、過変調領域となり、補正量γが選択され、１パルス変調と二相変調が混合される。つまり、図４のタイムチャートにおける時間ｔ２以降（変調率ｍが１．２程度）では、二相変調と１パルス変調との割合が変化する領域が現れる。

このように、変調率ｍに応じて、三相変調、二相変調、１パルス変調へ混合する期間を設けながら自動的に変調方式を切り替えることができる。

以上のような、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置及び電力変換装置の制御方法によれば、低い変調率のときに三相変調、変調率１．１５までは二相変調と三相変調が混在し、変調率が１．１５より大きくなると、二相変調と１パルス駆動が混合した補正電圧指令値を生成できる。

また、変調率に応じて変調方式を自動的にシームレスに切り替えることができ、広い変調率にわたって電圧誤差の低減ができる。そして、シームレスな切替を行うため、切替時の騒音の急変を低減でき、耳障りでなくなる。

さらに、スイッチング損失が低い二相変調と、１パルス駆動方式を適用しているため、電力変換器の効率を高めることができる。また、極座標変換を行わないため、制御演算器の負荷を低減できる。

［第２実施形態］
図２に示した補正項加算部１を備える電力変換装置において、二相変調／１パルス駆動、または１パルス駆動の電圧指令値補正を行うと、補正後の電圧指令値には高調波成分の電圧が含まれる（図４のＶ’^*ｕ信号波形を参照）。この成分により、インバータの出力電流がひずむので、電流制御マイナーループを含む制御系においては、電圧指令値補正に起因する高調波成分電流を抑制するためにフィードバック制御が機能してしまう。このため、基本波成分の変調率に応じて電圧指令値を飽和させているにもかかわらず、電圧飽和を緩和する、電圧飽和を助長する、などの不要な動作が生じて、電圧の制御が不安定となるおそれがある。

そこで、電流制御マイナーループが含まれる制御系において、第１実施形態に係る電力変換装置の技術を用いる場合に、二相変調／１パルス駆動、または１パルス駆動の電圧指令値補正に起因する高調波成分の電流を推定して予め電流指令値から減算することで、高調波成分の電流を制御しないようにして、電圧指令値の電圧飽和を有効利用する。

図５に、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置２４の制御ブロック図を示す。

三相インバータ２５の入力側には、直流電源Ｖ_DCが接続され、三相インバータ２５の出力側には、出力インダクタＬ１、ＡＣフィルタコンデンサＣ１、交流電源側インダクタＬ２からなるフィルタ回路を介して三相交流電源２６が接続されている。なお、三相交流電源２６の代わりにモータなどの三相負荷を接続する構成でも可能である。

三相インバータ２５に備えられる各スイッチングデバイス（半導体スイッチ素子）に対してゲート信号（Ｇａｔｅ ｓｉｇｎａｌｓ）を出力するパルス幅変調部２７には、第１実施形態で説明した補正項加算部１（図２の制御ブロックに相当）から出力される補正電圧指令値が入力される。第１実施形態と同様に、補正項加算部１は、三相の電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _Wに対して、電圧指令の補正量（Ｖ_ofsU、Ｖ_ofsV、Ｖ_ofsW）を加算することにより、補正電圧指令値Ｖ’^* _U、Ｖ’^* _V、Ｖ’^* _Wを生成し、この補正電圧指令値Ｖ’^* _U、Ｖ’^* _V、Ｖ’^* _Wがパルス幅変調部２７に出力される。すなわち、第２実施形態に係る電力変換装置２４において、補正項加算部１とパルス幅変調部２７が第１実施形態に係る電力変換装置のゲート信号生成部に相当する。

また、補正項加算部１に入力される電圧指令値Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _W（以後、電圧指令値ｖ_ref1とする）と補正項加算部１から出力される補正電圧指令値Ｖ’^* _U、Ｖ’^* _V、Ｖ’^* _W（以後、電圧指令値ｖ_ref2とする）は、高調波電流推定部２８にも入力される。

高調波電流推定部２８は、出力インダクタＬ１のインダクタンス値とハイパスフィルタ機能を利用し、電圧指令値ｖ_ref1と電圧指令値ｖ_ref2の差分に基づいた高調波成分の電流を推定する。高調波電流推定部２８は、式（１）に基づいて、電圧指令値ｖ_ref1と電圧指令値ｖ_ref2の差分から高調波成分の推定電流Ｇ（ｓ）ｖ_diffを演算し、推定電流Ｇ（ｓ）ｖ_diffを減算器２９に出力する。式（１）において、Ｌ１は出力インダクタＬ１のインダクタンス値、ｓは微分演算子、Ｔ１はハイパスフィルタの時定数である。ハイパスフィルタは、ＤＣ成分の除去を目的としている。

図６に、電圧指令値ｖ_ref1と電圧指令値ｖ_ref2、及び電圧指令値の差分ｖ_diff、推定電流Ｇ（ｓ）ｖ_diffの関係を示す。電圧指令値ｖ_ref2が１パルス駆動時の波形である。電圧指令値ｖ_ref1と電圧指令値ｖ_ref2の差分ｖ_diffに対して、式（１）を演算した結果が推定電流Ｇ（ｓ）ｖ_diffである。

減算器２９は、電流指令値ｉ_refと推定電流Ｇ（ｓ）ｖ_diffの差分を演算し、その差分（以後、電流指令値ｉ_{ref_err1}とする）を減算器３０に出力する。減算器３０は、電流指令値ｉ_{ref_err1}とインバータ出力電流検出値ｉ_detの差分（以後、電流指令値ｉ_{ref_err2}とする）を演算し、その差分を電流制御部３１（ＡＣＲ）に出力する。

電流制御部３１は、インバータ出力電流検出値ｉ_detを電流指令値ｉ_refに追従するように制御するために、例えば、比例積分（ＰＩ）制御などによって、電流指令値ｉ_{ref_err2}に基づいて、三相の電圧指令値ｖ_ref1を生成する。この電圧指令値ｖ_ref1は、補正項加算部１に入力される。

補正項加算部１では、第１実施形態で詳述した電圧指令値補正が行われ、電圧指令値ｖ_ref2が生成される。パルス幅変調部２７は、電圧指令値ｖ_ref2に、キャリア信号ｃａｒｒｉｅｒとの比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）を施して、三相インバータ２５内の各スイッチングデバイスのゲート信号を出力する。

以上のような、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置２４によれば、電圧指令値補正に起因する高調波成分の電流Ｇ（ｓ）ｖ_diffを推定して、予め電流指令値ｉ_refから減算することで、電圧指令補正に起因する高調波成分の電流を制御しないようにする。これにより、電流マイナーループを含んだ制御系において、二相／１パルス駆動、１パルス駆動を用いた場合に、電圧指令値補正に起因する高調波成分の電流が、電圧を飽和させているにもかかわらず、電圧飽和を緩和する、電圧飽和を助長する、などの不要な動作を生じさせる問題が改善される。その結果、電圧指令値の二相／１パルス駆動、１パルス駆動時でも、安定した電圧の制御が行われるようになり、電圧の精度も向上する。

１…補正項加算部
２４…電力変換装置
２５…三相インバータ
２６…三相交流電源
２７…パルス幅変調部
２８…高調波電流推定部
２９、３０…減算器
３１…電流制御部（ＡＣＲ）
Ｖ^* _U、Ｖ^* _V、Ｖ^* _W…電圧指令値
Ｖ_ofsU、Ｖ_ofsV、Ｖ_ofsW…電圧指令値の補正量
Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚ…ゲート信号
α、β、γ…第１補正量〜第３補正量
ｇ１、ｇ２、ｇ３…第１ゲイン〜第３ゲイン
ｍａｘ（Ｖ^*）…電圧指令値の最大値
ｍｉｎ（Ｖ^*）…電圧指令値の最小値
ｖ_ref1、ｖ_ref2…電圧指令値
Ｇ（ｓ）ｖ_diff…推定電流

Claims (6)

1. 交流−直流変換または直流−交流変換を行う電力変換装置に備えられた半導体スイッチ素子に対して、電圧指令値をＰＷＭ変調するゲート信号生成部により得られたゲート信号を出力する電力変換装置の制御方法であって、
   ゲート信号生成部に備えられた補正項加算部において、
   多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、
   多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と最小となる電圧指令値を加算した信号に第１ゲインを乗算して第１補正量を生成し、
   三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値の値が小さい方に第２ゲインを乗算した第２補正量を生成し、
   多相の電圧指令値の相毎に、三角波キャリアの最大値と電圧指令値の差分と、三角波キャリアの最小値と電圧指令値との差分と、のうち、電圧指令値の極性が負のときには三角波キャリアの最大値と電圧指令値の差分に、電圧指令値の極性が正のときには三角波キャリアの最小値と電圧指令値の差分に第３ゲインを乗算した第３補正量を生成し、
   前記第１補正量の絶対値が、前記第２補正量と前記第３補正量とを加算した値の絶対値のうち最も小さいものよりも小さい場合、前記第１補正量を各相共通の電圧指令の補正量として選択し、
   前記第１補正量の絶対値が、前記第２補正量と前記第３補正量とを加算した値の絶対値のうち最も小さいものよりも大きい場合、前記第２補正量と相毎の前記第３補正量とを加算した値を相毎の電圧指令の補正量として選択し、
   前記ゲート信号生成部が、多相の電圧指令値に前記電圧指令の補正量が加算された補正電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行う
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 第１ゲインは、変調率が所定値ｍ１までは０、ｍ１以降は次第に増加し、１．１５以降は比例ゲインＫｐ＋１となる特性であり、
   第２ゲインは、変調率が１．１５までは１であり、変調率が１．１５以降は０になるまで減少する特性であり、
   第３ゲインは、変調率が１．１５までは０であり、変調率が１．１５からは１になるまで増加する特性である
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
3. 前記補正項加算部に入力される電圧指令値と前記補正項加算部から出力される補正電圧指令値の差分に基づいて、前記補正項加算部における電圧指令値補正に起因する高調波成分の電流を推定し、
   電流指令値から前記高調波成分の電流を減算した指令値と前記電力変換装置の出力電流の検出値の差分に基づいて、前記電力変換装置の出力電流の検出値が電流指令値に追従するように制御するための電圧指令値を生成し、
   この電圧指令値を前記補正項加算部に入力する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置の制御方法。
4. 交流−直流変換または直流−交流変換を行う電力変換装置に備えられた半導体スイッチ素子と、
   前記半導体スイッチ素子に対して出力される、電圧指令値をＰＷＭ変調したゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を有する電力変換装置であって、
   前記ゲート信号生成部には、補正項加算部が備えられ、
   前記補正項加算部は、
   多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と、多相の電圧指令値のうち最小となる電圧指令値を算出し、
   多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と最小となる電圧指令値を加算した信号に第１ゲインを乗算して第１補正量を生成し、
   三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した値と、三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した値と、のうち絶対値の値が小さい方に第２ゲインを乗算した第２補正量を生成し、
   多相の電圧指令値の相毎に、三角波キャリアの最大値と電圧指令値の差分と、三角波キャリアの最小値と電圧指令値との差分と、のうち、電圧指令値の極性が負のときには三角波キャリアの最大値と電圧指令値の差分に、電圧指令値の極性が正のときには三角波キャリアの最小値と電圧指令値の差分に第３ゲインを乗算した第３補正量を生成し、
   前記第１補正量の絶対値が、前記第２補正量と前記第３補正量とを加算した値の絶対値のうち最も小さいものよりも小さい場合、前記第１補正量を各相共通の電圧指令の補正量として選択し、
   前記第１補正量の絶対値が、前記第２補正量と前記第３補正量とを加算した値の絶対値のうち最も小さいものよりも大きい場合、前記第２補正量と相毎の前記第３補正量とを加算した値を相毎の電圧指令の補正量として選択し、
   前記ゲート信号生成部は、多相の電圧指令値に前記電圧指令の補正量が加算された補正電圧指令値に基づいてゲート信号を生成する
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 前記ゲート信号生成部は、ゲイン演算部を備え、
   前記ゲイン演算部は、変調率が所定値ｍ１までは０、ｍ１以降は次第に増加し、１．１５以降は比例ゲインＫｐ＋１である特性の第１ゲイン、
   変調率が１．１５までは１であり、変調率が１．１５以降は０になるまで減少する特性である第２ゲイン、
   変調率が１．１５までは０であり、変調率が１．１５からは１になるまで増加する特性である第３ゲインを演算する
   ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換装置の出力電流の検出値を電流指令値に追従するように制御する電流制御部と、
   前記補正項加算部に入力される電圧指令値と前記補正項加算部から出力される補正電圧指令値の差分に基づいて、前記補正項加算部における電圧指令値補正に起因する高調波成分の電流を推定する高調波電流推定部と、をさらに備え、
   前記電流制御部は、電流指令値から前記高調波成分の電流が減算された指令値と前記電力変換装置の出力電流の検出値の差分に基づいて、前記補正項加算部に入力される電圧指令値を生成し、
   前記補正項加算部は、当該電圧指令値に前記電圧指令の補正量が加算された補正電圧指令値を生成する
   ことを特徴とする請求項４または請求項５に記載の電力変換装置。

Images