JPH11214775A

JPH11214775A - 電源装置

Info

Publication number: JPH11214775A
Application number: JP1280698A
Authority: JP
Inventors: Tomohiro Takase; 智裕高瀬
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-01-26
Filing date: 1998-01-26
Publication date: 1999-08-06

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、パルス出力の安定性及び急峻な応答
性が要求される場合でも出力指示信号通りの出力電圧を
得る。【解決手段】充電コンデンサ２の充電電圧を出力指示電
圧に応じたスイッチング素子３の動作により高周波パル
ス列に切り出し、この高周波パルス列を平均化して包絡
出力する場合、充電コンデンサ２の充電電圧Ｅ_z を充電
モニタ部１０によりモニタし、このモニタ電圧Ｅ_z の変
動に応じて出力指示補正回路１４により出力指示電圧Ｅ
_y を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばランプ励起
のレーザ電源に適用されるもので、直流電圧をスイッチ
ング素子の動作により高周波パルス列に切り出し、この
高周波パルス列を平均化し包絡出力して励起ランプに供
給する電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ランプ励起のレーザ電源装置は、直流供
給電源の直流電圧から高周波パルス列を切り出し、この
高周波パルスを平均化して包絡出力する方法が採用され
ており、これは高周波パルス列のデューティ比を変える
ことで容易に包絡出力電圧（以下、電源出力電圧と称す
る）を制御できる。

【０００３】このようなレーザ電源装置を用いたときの
ランプ注入電力は、おおよそレーザ電源の出力電圧値の
３乗に比例し、レーザ出力はランプ注入電力にほぼ比例
するので、レーザ出力値は電源出力電圧値により一意的
に決定される。

【０００４】このように上記レーザ電源装置は、電源出
力電圧を制御することでレーザ波形を自在に整形できる
ので、レーザによる加工をアクティブに制御でき、加工
用の高出力パルスＹＡＧレーザなどに多く用いられてい
る。

【０００５】図１３及び図１４はかかるレーザ電源装置
の構成図であって、図１３は降圧型スイッチング方式と
呼ばれるタイプであり、図１４はインバータスイッチン
グ方式と呼ばれるタイプである。

【０００６】このうち降圧型スイッチング方式のレーザ
電源装置は、図１３に示すように直流供給電源１に対し
て充電コンデンサ２を接続するとともにスイッチング素
子３を接続し、かつスイッチング素子３にインダクタ４
及びダイオード５を接続し、このインダクタ４に励起ラ
ンプ６を接続した構成となっている。

【０００７】スイッチング素子３は、スイッチング制御
回路７から出力されるスイッチングパルスに従ってスイ
ッチング動作する。すなわち、このスイッチング制御回
路７は、スイッチングパルスのデューティ比を決める出
力指示信号が設定され、かつ電流センサ８により励起ラ
ンプ６への出力電流をモニタするか又は励起ランプ６へ
の出力電圧をモニタし、これら出力電流又は出力電圧と
出力指示信号とを比較してその差分を求め、この差分を
減少するように高周波パルス列のデューティ比を変化さ
せている。なお、ある差分に対して変化させるデューテ
ィ比の大きさは、差分に対して一定の増幅ゲインを与え
て制御している。

【０００８】このような構成であれば、直流供給電源１
の直流電力が充電コンデンサ２に充電され、この状態に
スイッチング素子３がスイッチング制御回路７によりス
イッチング動作する。これにより、直流電力は、スイッ
チング素子３の動作により高周波パルス列として切り出
され、インダクタ４及びダイオード５による平均化によ
って包絡出力され、励起ランプ６に供給される。

【０００９】一方、インバータスイッチング方式のレー
ザ電源装置は、図１４に示すように直流供給電源１に対
して充電コンデンサ２を接続するとともに４個のインバ
ータスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を２個づつ並列に接続
し、かつこれらインバータスイッチング素子₁ 〜Ｑ₄ の
出力端子に４個の整流ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ を２個づつ
並列に接続し、さらにインダクタ４を介して励起ランプ
６を接続した構成となっている。

【００１０】このうち４個のインバータスイッチング素
子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ は、スイッチング制御回路９により順次ス
イッチング動作する。例えば、２つのインバータスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が同時にオン動作し、次に２つの
インバータスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ が同時にオン動
作し、これらの動作が繰り返し行われる。

【００１１】このような構成であれば、直流供給電源１
の直流電力が充電コンデンサ２に充電され、この状態に
各インバータスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ が順次スイッ
チング制御回路７によりスイッチング動作する。これに
より、直流電力は、これらインバータスイッチング素子
Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の動作により高周波パルス列として切り出さ
れ、この後に各整流ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ の整流作用及
びインダクタ４により平均化されて包絡出力され、励起
ランプ６に供給される。

【００１２】以上各方式のレーザ電源装置では、高周波
パルス列の電圧値を直流供給電源１の出力電圧と等しい
値に保てるならば、高周波パルス列のデューティ比を予
め設定した通りに変化させるだけで、電源出力電圧を制
御できる。

【００１３】このためには直流供給電源１を安定化させ
ることが重要であり、直流供給電源１に接続する充電コ
ンデンサ２は大容量のものが必要となる。これに対し
て、パルスＹＡＧレーザでは、例えば２０ｍｓという短
時間で１００００Ｊという膨大なエネルギーを励起ラン
プ６に供給する場合もある。この場合、直流供給電源１
から充電コンデンサ２への電荷供給が間に合わず、充電
コンデンサ２の瞬時的な電圧低下は避けられない。

【００１４】このような場合、出力電圧の設定に対応す
るデューティ比で高周波パルス列を切り出しても、充電
コンデンサ２の瞬時的な電圧低下により各パルス列の電
圧値が低下し、レーザ電源装置としての出力波形の設定
値を下回るようになる。

【００１５】例えば図１５(a) 〜(d) は充電コンデンサ
２への充電電圧が一定の場合であり、同図(a) は充電コ
ンデンサ２の充電電圧、同図(b) は出力指示信号（出力
設定電圧）、同図(c) は高周波パルス列の波形、同図
(d) は出力電圧の波形を示す。

【００１６】このように充電電圧が一定の場合、高周波
パルス列の電圧値は常に一定に保たれ、電源出力電圧は
設定値通りの矩形波となっている。しかしながら、図１
６(a) 〜(d) に示すように充電コンデンサ２への充電電
圧が変動すると、高周波パルス列の電圧値も追従して変
化する。このため、高周波パルス列から得られる電源出
力電圧の波形は、設定波形通りにはならない。

【００１７】このような事を避けるために上記の通りス
イッチング制御回路７を設け、励起ランプ６に流れる電
流又は励起ランプ６に加わる電圧をモニタし、これら電
流又は電圧と出力指示信号との差分を減少するように高
周波パルス列のデューティ比を変化させるというフィー
ドバック制御を行っている。

【００１８】この方法は、高周波パルス列のデューティ
比を、出力指示信号で直接設定しているのでなく、励起
ランプ６への電流又は電圧のモニタ信号と出力指示信号
との差分に応じてデューティ比を増減させながら出力バ
ランスを取っている。

【００１９】すなわち、充電コンデンサ２への充電電圧
の変動に起因して、直流供給電源１の出力電圧が設定値
からずれると、モニタ信号と出力指示信号との間にもそ
の差分が生じるので、この差分を縮小する方向に高周波
パルス列のデューティ比を変化させ、電源出力波形を設
定値通りに維持している。

【００２０】このような方式のレーザ電源装置は、スイ
ッチング方式の安定化電源などにも用いられ、直流供給
電源１の出力電圧が変動しても、レーザ電源装置の出力
電圧を安定させることができるので、例えば連続出力の
レーザ電源にもよく用いられる。

【００２１】しかしながら、パルスレーザ電源装置で
は、出力パルスの安定性に加え、急峻な応答性も要求さ
れる。そこで、フィードバック制御で応答性をよくする
ためには、フィードバックによる出力電流又は出力電圧
と出力指示信号との差分の増幅ゲインを大きくする必要
がある。ところが、これは小さな差分に対してデューテ
ィ比を大きく変化させることであり、差分の増幅ゲイン
を大きくすることで直ぐに発振現象を引き起こす。

【００２２】これとは逆に差分の増幅ゲインを小さくす
ると、発振現象は起こらないものの、パルス応答性すな
わち特にパルスの立ち上がり、立ち下がりが悪化する。
このようにフィードバック制御において、出力パルスの
応答性と安定性とを両立させることは極めて困難であ
る。

【００２３】又、電源出力は包絡出力のためにある程度
のリップルが存在するので、フィードバックする充電コ
ンデンサ２の電流又は電圧のモニタ信号にもリップルが
存在し、発振現象を引き起こす一因となっている。

【００２４】一方、ＹＡＧなどの固体レーザ電源装置で
は、ＹＡＧなどレーザ媒質の励起に励起ランプ６として
フラッシュランプが広く用いられており、このフラッシ
ュランプ６への注入電力がレーザ出力値にほぼ対応す
る。これにより、レーザ電源装置の最大出力電力は、最
大レーザ出力仕様に対応して決まる。

【００２５】レーザ電源装置の負荷となるフラッシュラ
ンプ６は、その形状、ガス圧などに応じてインピーダン
ス特性ｋ_o が多様な値をとる。ランプ注入電力は、に式より与えられ、一定電力を励起ランプ６に注入する
場合、レーザ電源装置に要求される電源出力電圧、電流
の仕様は、インピーダンス特性ｋ_o に依存する。総じて
言えば、インピーダンス特性ｋ_o が大きくなると高い電
圧出力能力が要求され、逆にインピーダンス特性ｋ_o が
小さくなると高い電流出力能力が要求される。

【００２６】このようなレーザ電源装置は、１負荷１電
源装置という設計を行っている。例えば、(a) 使用する
励起ランプ６を決定し、そのインピーダンス特性ｋ_o を
固定する。(b) 最大レーザ出力様式から電源装置に要求
される最大出力電圧・電流を決定する。(c) 最大出力電
圧・電流に応じた回路部品の選択を行う。という手順で
レーザ電源装置を設計・作製している。

【００２７】このような手順で設計・作製されたレーザ
電源装置は、(a) で決定したインピーダンス特性ｋ_o 値
に対してのみ最適設計されている。他のインピーダンス
特性ｋ_o 値の励起ランプ６では、(c) の部品の定格の制
限から、(b) の最大レーザ出力使用を確保できない。

【００２８】しかしながら、同じレーザ電源装置で、イ
ンピーダンス特性ｋ_o 値の異なる励起ランプ６を使用
し、しかも(b) の最大レーザ出力仕様を確保したい、と
いう要求は非常に多い。

【００２９】１負荷１電源装置のレーザ電源装置でこれ
を実現するためには、インピーダンス特性ｋ_o 値に関し
て、一定の許容範囲を設ける必要がある。この場合、特
定のインピーダンス特性ｋ_o 値で設計する場合に比べ、
レーザ電源装置に要求される最大出力電圧・電流の仕様
は、極めて大きくなる。すなわち、大きなインピーダン
ス特性ｋ_o 値での高電圧出力と、小さなｋ_o 値での大電
流出力との両方を確保しなければならない。

【００３０】これは過剰設計を助長し、低コスト・小型
化という点からも非常に大きな問題となり、実用化は困
難である。このため、インピーダンス特性ｋ_o 値の異な
る複数の励起ランプ６に対して、所定の最大レーザ出力
を維持できるレーザ電源装置は存在しないものとなって
いた。

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】以上のように直流供給
電源１の出力電圧から高周波パルス列を切り出し、平均
化して包絡出力するレーザ電源装置では、充電電圧の変
動に対し、フィードバック制御することで出力指示信号
通りの電源出力電圧を得ていたが、パルスレーザのよう
にパルス出力の安定性に加え、急峻な応答性も要求され
る場合には、フィードバック制御により出力指示信号通
りの電源出力電圧を得ることは極めて困難である。

【００３２】又、１負荷１電源装置のレーザ電源装置で
は、特定のインピーダンス特性ｋ_o値に対し、所定の最
大レーザ出力が得られるように最大出力電圧・電流が決
定されている。他のインピーダンス特性ｋ_o 値を持つ励
起ランプ６を用いて所定のレーザ出力を得ようとすれ
ば、レーザ電源装置に要求される最大出力電圧・電流も
異なってくる。このため、通常は、全く新しいレーザ電
源装置が必要となる。

【００３３】そこで本発明は、パルス出力の安定性及び
急峻な応答性が要求される場合でも出力指示信号通りの
出力電圧を得ることができる電源装置を提供することを
目的とする。

【００３４】又、本発明は、励起ランプのインピーダン
ス特性ｋ_o 値に合わせて最大出力電圧・電流を容易に可
変でき、多様なインピーダンス特性ｋ_o 値に対して所定
の最大レーザ出力を確保できる電源装置を提供すること
を目的とする。

【００３５】

【課題を解決するための手段】請求項１によれば、直流
電圧を出力指示電圧に応じたスイッチング素子の動作に
より高周波パルス列に切り出し、この高周波パルス列を
平均化して包絡出力する電源装置において、直流電圧を
モニタするモニタ手段と、このモニタ手段によりモニタ
された直流電圧の変動に応じて出力指示電圧を補正する
出力指示補正手段と、を備えた電源装置である。

【００３６】請求項２によれば、請求項１記載の電源装
置において、出力指示補正手段は、直流電圧の変動に応
じて高周波パルス列のデューティ比を変化させる。請求
項３によれば、請求項１記載の電源装置において、出力
指示電圧をＥ_y 、この出力指示電圧Ｅ_y と比較してスイ
ッチング素子を動作させるスイッチングパルスを作成す
るための三角波電圧をＥ_x 、モニタされた直流電圧をＥ
_z とすると、出力指示補正手段の補正出力指示電圧Ｅ_o
は、Ｅ_o ＝｜−Ｅ_x ・Ｅ_y ／Ｅ_z ｜である。

【００３７】請求項４によれば、直流電圧をスイッチン
グ素子の動作により高周波パルス列に切り出す複数のス
イッチング回路と、これらスイッチング回路のうち１つ
又は複数のスイッチング回路を直列又は並列のうちいず
れか一方又は両方に切り替え接続する接続形態切替手段
と、この接続形態切替手段により切り替え接続されたス
イッチング回路により切り出された高周波パルス列を平
均化して包絡出力するフィルタ回路と、を備えた電源装
置である。

【００３８】

【発明の実施の形態】(1) 以下、本発明の第１の実施の
形態について図面を参照して説明する。なお、図１３と
同一部分には同一符号を付してその詳しい説明は省略す
る。図１は降圧型スイッチング方式のレーザ電源装置の
構成図である。

【００３９】充電モニタ部１０は、充電コンデンサ２の
両端に接続され、この充電コンデンサ２への充電電圧を
モニタする機能を有している。図２はかかる充電モニタ
部１０の具体的な構成図であり、充電コンデンサ２の両
端（＋側、−側）に対して各抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ を接続し、
このうち抵抗Ｒ₂ の両端からモニタ電圧Ｅ_z としてモニ
タする構成となっている。

【００４０】例えば、各抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ としては、それ
ぞれ９．９ｋΩ、０．１ｋΩが用いられ、これら抵抗Ｒ
₁ 、Ｒ₂ が充電コンデンサ２の両端に接続される。そし
て、抵抗Ｒ₂ （０．１ｋΩ）の両端から電圧Ｅ_z をモニ
タする。

【００４１】このような充電モニタ部１０であれば、例
えば充電コンデンサ２の充電電圧５００Ｖのモニタ値
は、５Ｖとなり、充電電圧が４５０Ｖに低下すると、そ
のモニタ値も４．５Ｖに低下する。

【００４２】スイッチング制御回路１１は、スイッチン
グ素子３を動作させるためのスイッチングパルスのデュ
ーティ比を決める出力指示信号が設定され、かつこの出
力指示信号と予め設定された三角波電圧とを比較し、出
力指示信号が三角波電圧を越えたときにハイレベルとな
るスイッチングパルスＰを作成し、これをスイッチング
素子３に与える機能を有している。

【００４３】図３はかかるスイッチング制御回路１１の
具体的な構成図である。出力波形データメモリ１２に
は、外部から入力された出力指示信号（出力指示電圧Ｅ
_y ）がデータとして記憶されている。

【００４４】この出力波形データメモリ１２に記憶され
ている出力指示電圧Ｅ_y のデータは、Ｄ／Ａコンバータ
１３によりアナログ化されて出力指示電圧補正回路１４
に送られている。

【００４５】この出力指示電圧補正回路１４は、充電モ
ニタ部１０のモニタ電圧Ｅ_z の変動に応じて出力指示電
圧Ｅ_y を補正し、このモニタ電圧Ｅ_z の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させる機能を有して
いる。この出力指示電圧補正回路１４の補正出力指示Ｅ
_o は、コンパレータ１５に送られている。

【００４６】このコンパレータ１５は、出力指示電圧補
正回路１４の補正出力指示Ｅ_o と予め設定された三角波
電圧Ｅ_s とを入力して比較し、補正出力指示Ｅ_o が三角
波電圧Ｅ_s を越えたときにハイレベルとなるスイッチン
グパルスＰを作成し、これをスイッチング素子３に与え
る機能を有している。

【００４７】ここで、出力指示電圧補正回路１４の具体
的な構成を図４に示す。各電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）Ｑ₁₀、Ｑ₁₁の各ゲートは各抵抗Ｒ₁₀、Ｒ₁₁を介して
互いに接続され、このうち電界効果トランジスタＱ₁₀の
ドレイン−ゲート間には抵抗Ｒ₁₂が接続され、電界効果
トランジスタＱ₁₁のドレイン−ゲート間には抵抗Ｒ₁₃が
接続されている。

【００４８】又、電界効果トランジスタＱ₁₀のドレイン
には所定の電圧Ｅ_x が入力し、電界効果トランジスタＱ
₁₁のドレインにはモニタ電圧Ｅ_z が入力する。電界効果
トランジスタＱ₁₁のソースは、第１のオペアンプＡ₁ の
反転端子「−」に接続されている。この第１のオペアン
プＡ₁ の反転端子「−」には、抵抗Ｒ₁₄を通して出力指
示電圧Ｅ_y が入力している。そして、この第１のオペア
ンプＡ₁ の出力端子は、各抵抗Ｒ₁₀、Ｒ₁₁に共通接続さ
れている。

【００４９】上記電界効果トランジスタＱ₁₀のソースに
は、第２のオペアンプＡ₂ の反転端子「−」が接続さ
れ、さらにこの第２のオペアンプＡ₂ の出力端子に抵抗
Ｒ₁₅を介して第３のオペアンプＡ₃ の反転端子「−」が
接続されている。これら第２及び第３のオペアンプＡ
₂ 、Ａ₃ の出力端子と反転端子「−」との各間には、そ
れぞれ抵抗Ｒ₁₆、Ｒ₁₇が接続されている。そして、第３
のオペアンプＡ₃ の出力端子から補正出力指示Ｅ_o が出
力される。

【００５０】ここで、この補正出力指示Ｅ_o は、上記出
力指示電圧補正回路１４の構成により、Ｅ_o ＝｜−Ｅ_x ・Ｅ_y ／Ｅ_z ｜ …(1) により表される。

【００５１】次に上記の如く構成された装置の作用につ
いて説明する。直流供給電源１から出力された直流電力
は、充電コンデンサ２に充電される。この状態にスイッ
チング素子３がスイッチング制御回路１１によりスイッ
チング動作すると、充電コンデンサ２の充電電圧は、高
周波パルス列として切り出され、インダクタ４及びダイ
オード５による平均化によって包絡出力され、励起ラン
プ６に供給される。

【００５２】このとき上記スイッチング制御回路１１
は、例えば充電モニタ部１０のモニタ電圧による補正を
行わなければ、三角波電圧Ｅ_s と出力波形データメモリ
１２に記憶されている出力指示電圧Ｅ_y とをコンパレー
タ１５により比較し、出力指示電圧Ｅ_y が三角波電圧Ｅ
_s を越えたときにハイレベルとするスイッチングパルス
Ｐを作成してスイッチング素子３に与える。

【００５３】例えば出力指示電圧Ｅ_y が２．５Ｖの場
合、５Ｖの電圧振幅を持った三角波電圧Ｅ_s とを比較す
ると、出力指示電圧Ｅ_y が三角波電圧Ｅ_s を越えた期間
がスイッチング素子３のオン期間に相当し、高周波パル
ス列のデューティ比は０．５０で、出力電圧２５０Ｖの
電源出力が得られる。

【００５４】なお、図５は充電コンデンサ２の充電電圧
が５００Ｖの場合の出力指示電圧Ｅ_y に対する電源出力
電圧を示している。これに対して本発明のように充電モ
ニタ部１０のモニタ電圧により補正を行う場合、充電モ
ニタ部１０は、充電コンデンサ２の充電電圧Ｅ_z をモニ
タし、このモニタ電圧Ｅ_z をスイッチング制御回路１１
に送出する。

【００５５】このスイッチング制御回路１１において出
力波形データメモリ１２に記憶されている出力指示電圧
Ｅ_y のデータは、Ｄ／Ａコンバータ１３によりアナログ
化されて出力指示電圧補正回路１４に送られる。

【００５６】この出力指示電圧補正回路１４は、充電モ
ニタ部１０のモニタ電圧Ｅ_z の変動に応じて出力指示電
圧Ｅ_y を補正し、このモニタ電圧Ｅ_z の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させための上記式
(1) に示す補正出力指示Ｅ_o をコンパレータ１５に送
る。

【００５７】このコンパレータ１５は、図６に示すよう
に出力指示電圧補正回路１４の補正出力指示Ｅ_o と予め
設定された三角波電圧Ｅ_s とを入力して比較し、補正出
力指示Ｅ_o が三角波電圧Ｅ_s を越えたときにハイレベル
となるスイッチングパルスＰを作成し、これをスイッチ
ング素子３に与える。

【００５８】例えば、出力指示電圧Ｅ_y が２．５Ｖで電
源出力電圧２５０Ｖを得る場合、例えば充電コンデンサ
２の充電電圧Ｅ_z が１０％低下して４５０Ｖになると、
出力指示電圧Ｅ_y の１０％低下して２２５Ｖになる。

【００５９】そこで、出力指示電圧補正回路１４により
出力指示電圧Ｅ_y を補正する場合、充電電圧Ｅ_z が１０
％低下すると、モニタ電圧Ｅ_z は５Ｖから４．５Ｖに変
化する。このとき出力指示電圧補正回路１４により得ら
れる補正出力指示Ｅ_o は、上記式(1) により −（−５×２．５／４．５）＝２．８Ｖ …(2) になる。

【００６０】このときのデューティ比は、コンパレータ
１５における補正出力指示Ｅ_o と５Ｖの三角波電圧Ｅ_s
との比較結果から、２．８／５＝０．５５６電源出力電圧は、４５０×０．５５６＝２５０Ｖになる。

【００６１】これは充電コンデンサ２の充電電圧Ｅ_z が
変動しても電源出力電圧が設定値２５０Ｖに維持されて
いることを示す。図７(a) 〜(d) は充電コンデンサ２へ
の充電電圧が変動した場合の一例を示し、同図(a) は充
電コンデンサ２の充電電圧、同図(b) は出力指示信号
（出力設定電圧）、同図(c) は高周波パルス列の波形、
同図(d) は出力電圧の波形を示す。

【００６２】同図に示すように充電コンデンサ２の充電
電圧Ｅ_z が変動した場合、出力指示電圧Ｅ_y を補正する
ことにより出力電圧が設定値に維持されることが分か
る。ここで、電源出力電圧Ｖ_o は、充電コンデンサ２の
充電電圧Ｅ_z 、高周波パルスデューティ比Ｄ_s とする
と、Ｖ_o ＝Ｅ_z ・Ｄ_s …(3) となる。

【００６３】例えば、直流供給電圧を５００Ｖとし、充
電電圧Ｅ_z が常時直流供給電圧と同じ値に保たれている
と、電源出力電圧Ｖ_o は、Ｖ_o ＝５００・Ｄ_s となる。

【００６４】従って、デューティ比Ｄ_s が０．３０であ
れば電源出力電圧Ｖ_o は１５０Ｖとなり、デューティ比
Ｄ_s が０．６０であれば電源出力電圧Ｖ_o は３００Ｖに
なる。

【００６５】このように上記第１の実施の形態において
は、降圧型スイッチング方式のレーザ電源装置におい
て、充電コンデンサ２の充電電圧Ｅ_z を充電モニタ部１
０によりモニタし、このモニタ電圧Ｅ_z の変動に応じて
出力指示補正回路１４により出力指示電圧Ｅ_y を補正し
て高周波パルス列のデューティ比を変化させるようにし
たので、電源出力が充電コンデンサ２の充電電圧Ｅ_z の
変動の影響を受けずに出力指示電圧の電源出力を維持で
き、かつパルス出力の安定性及び急峻な応答性が要求さ
れる場合でも出力指示信号通りの出力電圧を得ることが
できる。 (2) 次に本発明の第２の実施の形態について図面を参照
して説明する。なお、図１及び図１４と同一部分には同
一符号を付してその詳しい説明は省略する。

【００６６】図８は降圧型スイッチング方式のレーザ電
源装置の構成図である。このレーザ電源装置は、降圧型
スイッチング方式の電源に上記第１の実施の形態の充電
モニタ部１０及びスイッチング制御回路１６を適用した
構成である。

【００６７】スイッチング制御回路１６は、４つのイン
バータスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄を動作させるための
スイッチングパルスのデューティ比を決める出力指示信
号Ｅ_y が設定され、かつこの出力指示信号Ｅ_y と予め設
定された三角波電圧Ｅ_s とを比較し、出力指示信号Ｅ_y
が三角波電圧Ｅ_s を越えたときにハイレベルとなるスイ
ッチングパルスＰを作成し、これを各インバータスイッ
チング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄に与える機能を有している。

【００６８】このスイッチング制御回路１６は、例えば
上記図４に示す回路を２つの並列に接続する構成とし、
２つのインバータスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を同時に
オン動作し、次に２つのインバータスイッチング素子Ｑ
₃ 、Ｑ₄ を同時にオン動作し、これらの動作を繰り返し
てスイッチング動作させる機能を有している。

【００６９】次に上記の如く構成された装置の作用につ
いて説明する。直流供給電源１の直流電力が充電コンデ
ンサ２に充電され、この状態にスイッチング制御回路１
６は、例えば２つのインバータスイッチング素子Ｑ₁ 、
Ｑ₂ を同時にオン動作し、次に２つのインバータスイッ
チング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ を同時にオン動作し、これらの動
作を繰り返してスイッチング動作させる。これにより、
充電コンデンサ２に充電電圧Ｅ_z は、これらインバータ
スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の動作により高周波パルス
列として切り出され、この後に各整流ダイオードＤ₁ 〜
Ｄ₄ の整流作用及びインダクタ４により平均化されて包
絡出力され、励起ランプ６に供給される。

【００７０】このとき充電モニタ部１０は、充電コンデ
ンサ２の充電電圧Ｅ_z をモニタし、このモニタ電圧Ｅ_z
をスイッチング制御回路１６に送出する。このスイッチ
ング制御回路１６において出力波形データメモリ１２に
記憶されている出力指示電圧Ｅ_y のデータは、Ｄ／Ａコ
ンバータ１３によりアナログ化されて出力指示電圧補正
回路１４に送られる。

【００７１】この出力指示電圧補正回路１４は、充電モ
ニタ部１０のモニタ電圧Ｅ_z の変動に応じて出力指示電
圧Ｅ_y を補正し、このモニタ電圧Ｅ_z の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させための上記式
(1) に示す補正出力指示Ｅ_o をコンパレータ１５に送
る。

【００７２】このコンパレータ１５は、出力指示電圧補
正回路１４の補正出力指示Ｅ_o と予め設定された三角波
電圧Ｅ_s とを入力して比較し、補正出力指示Ｅ_o が三角
波電圧Ｅ_s を越えたときにハイレベルとなるスイッチン
グパルスＰを作成し、これを２つのインバータスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に同時に与えてオン動作させ、次に
２つのインバータスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ に同時に
与えてオン動作させ、これらの動作を繰り返してスイッ
チング動作させる。

【００７３】このように上記第２の実施の形態において
は、インバータスイッチング方式のレーザ電源装置にお
いて上記第１の実施の形態と同様に、充電コンデンサ２
の充電電圧Ｅ_z を充電モニタ部１０によりモニタし、こ
のモニタ電圧Ｅ_z の変動に応じて出力指示補正回路１４
により出力指示電圧Ｅ_y を補正して高周波パルス列のデ
ューティ比を変化させるようにしたので、電源出力が充
電コンデンサ２の充電電圧Ｅ_z の変動の影響を受けずに
出力指示電圧の電源出力を維持でき、かつパルス出力の
安定性及び急峻な応答性が要求される場合でも出力指示
信号通りの出力電圧を得ることができる。 (3) 次に本発明の第３の実施の形態について図面を参照
して説明する。

【００７４】図９はレーザ電源装置の構成図である。交
流電源２０には、複数の小型スイッチング回路（小型ユ
ニット）２１が接続されている。

【００７５】これら小型スイッチング回路２１は、それ
ぞれ交流電源２０からの交流電圧を直流電圧に変換した
後、この直流電圧をスイッチング素子の動作により高周
波パルス列に切り出す機能を有している。

【００７６】これら小型スイッチング回路２１は、図１
０に示す降圧型スイッチング方式又は図１１に示すイン
バータスイッチング方式のレーザ電源回路である。この
うち降圧型スイッチング方式のレーザ電源回路は、図１
０に示すように商用トランス２１１を介して整流回路２
１２が接続されている。この整流回路２１２には、充電
コンデンサ２１３が接続されるともにスイッチング素子
２１４が接続され、かつスイッチング素子２１４に対し
て各ダイオード２１５、２１６が接続されている。

【００７７】一方、インバータスイッチング方式のレー
ザ電源回路は、図１１に示すように商用トランス２１１
を介して整流回路２１２が接続されている。この整流回
路２１２には、充電コンデンサ２が接続され、さらに４
個のインバータスイッチング素子Ｑ₁₀〜Ｑ₁₃が２個づつ
並列に接続され、かつこれらインバータスイッチング素
子Ｑ₁₀〜Ｑ₁₃の出力端子に４個の整流ダイオードＤ₁₀〜
Ｄ₁₃が２個づつ並列に接続されている。

【００７８】これら小型スイッチング回路２１は、接続
板２２上において複数個直列又は並列に接続されてい
る。この接続板２２は、１つ又は複数の小型スイッチン
グ回路２１を直列又は並列のうちいずれか一方又は両方
に切り替え接続する接続形態切替手段としての機能を有
している。

【００７９】そして、接続板２２の出力側には、この接
続板２２により切り替え接続された小型スイッチング回
路２１により切り出された高周波パルス列を平均化して
包絡出力するＬＣフィルタ回路２３が接続されている。

【００８０】このＬＣフィルタ回路２３は、インダクタ
２４及びコンデンサ２５から構成されるもので、その出
力電圧を励起ランプ６に供給する。制御回路２５は、接
続板２２上の接続スイッチをオープン／クローズさせる
機能と、小型スイッチング回路２１内のスイッチング動
作を制御する機能を有している。

【００８１】この制御回路２５は、図１０に示す降圧型
スイッチング方式のレーザ電源回路に対し、スイッチン
グ素子２１４を動作させるためのスイッチングパルスの
デューティ比を決める出力指示信号が設定され、かつこ
の出力指示信号と予め設定された三角波電圧とを比較
し、出力指示信号が三角波電圧を越えたときにハイレベ
ルとなるスイッチングパルスＰを作成し、これをスイッ
チング素子２１４に与える機能を有している。

【００８２】なお、この制御回路２５は、上記第１の実
施の形態と同様に、充電コンデンサ２１３の充電電圧を
モニタし、このモニタ電圧の変動に応じて出力指示電圧
を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させて
もよい。

【００８３】又、制御回路２５は、図１１に示すインバ
ータスイッチング方式のレーザ電源回路に対し、例えば
２つのインバータスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を同時に
オン動作し、次に２つのインバータスイッチング素子Ｑ
₃ 、Ｑ₄ を同時にオン動作し、これらの動作を繰り返し
行う機能を有している。

【００８４】この場合も、制御回路２５は、上記第１の
実施の形態と同様に、充電コンデンサ２１３の充電電圧
をモニタし、このモニタ電圧の変動に応じて出力指示電
圧を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させ
てもよい。

【００８５】次に上記の如く構成された装置の作用につ
いて説明する。各小型スイッチング回路２１が図１０に
示す降圧型スイッチング方式であれば、整流回路２１２
の整流出力が充電コンデンサ２１３に充電され、この状
態にスイッチング素子２１４が制御回路２５によりスイ
ッチング動作する。このスイッチング素子２１４の動作
により直流電圧が高周波パルス列として切り出され、ダ
イオード２１６を通して出力される。

【００８６】一方、各小型スイッチング回路２１が図１
１に示すインバータスイッチング方式であれば、整流回
路２１２の整流出力が充電コンデンサ２１３に充電さ
れ、この状態に各インバータスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ
₄ が順次制御回路２５によりスイッチング動作する。こ
れらインバータスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の動作によ
り直流電圧は高周波パルス列として切り出され、この後
に各整流ダイオードＤ₁〜Ｄ₄ を通して出力される。

【００８７】これら各方式の小型スイッチング回路２１
から出力された高周波パルス列は、ＬＣフィルタ回路２
４を通して包絡出力され、励起ランプ６に供給される。
これら方式のいずれにしても各小型スイッチング回路２
１から出力される高周波パルス列の波高値は、商用トラ
ンス２１１の出力電圧によって決まり、例えば図１２に
示すように１００Ｖの出力電圧を整流して得られる電圧
１４１Ｖが波高値となる。この電圧１４１Ｖは、ＬＣフ
ィルタ回路２３を通った後、スイッチングの最大デュー
ティを乗算した値になる。例えばスイッチングの最大デ
ューティを０．７５とすると、小型スイッチング回路２
１の１個当たりの最大出力電圧は、１０５Ｖとなる。

【００８８】これら小型スイッチング回路２１の１個当
たりの最大出力電圧・電流は、商用トランス２１１の定
格の他に、電気部品の電圧・電流定格によっても制限さ
れる。ここでは、小型スイッチング回路２１の１個当た
りの最大出力電流は１１０Ａとする。

【００８９】次に２種類の異なるインピーダンス特性ｋ
_o をもつ励起ランプ６を用いて最大レーザ出力１０ｋＷ
を実現する方法について説明する。２種類の励起ランプ
６のインピーダンス特性ｋ_o の値を、例えば第１の励起
ランプ６としてｋ_o ＝２０、第２の励起ランプ６として
ｋ_o ＝４０とする。

【００９０】ランプ注入電力に対するレーザ変換効率を
３％とすると、最大レーザ出力１０ｋＷのレーザ出力を
実現するには、励起ランプ６には３３３ｋＷの電力を注
入しなければならない。

【００９１】この際、レーザ電源回路に要求される最大
出力仕様は、第１の励起ランプ６で出力電圧５１１Ｖ、
出力電流６５２Ａとなり、第２の励起ランプ６で出力電
圧８１１Ｖ、出力電流４１１Ａとなる。このように励起
ランプ６のインピーダンス特性ｋ_o の値が異なると、同
じ出力レーザ出力様式でも、レーザ電源回路に要求され
る出力形態は大きく異なっている。

【００９２】１つの小型スイッチング回路２１は、最大
出力電圧１０５Ｖ、出力電流１１０Ａ（出力電力１１．
６ｋＷ）の能力を持っている。２種類の励起ランプ６に
対しては、各小型スイッチング回路２１を接続板２２に
よって、第１の励起ランプ６で５直列６並列、第２の励
起ランプ６で８直列４並列により接続すれば、最大レー
ザ出力１０ｋＷが実現される。

【００９３】実際のレーザ電源装置では、使用する励起
ランプ６のインピーダンス特性ｋ_oの値、ランプ注入電
力を制御回路２５に入力し、この制御回路２５により必
要とされる小型スイッチング回路２１の直列・並列数を
算出する。制御回路２５は、この小型スイッチング回路
２１の直列・並列数の算出結果に基づいて接続板２２上
の接続スイッチを切り替え、レーザ電源装置としての最
大出力電圧・電流を最適化する。

【００９４】レーザ電源回路の最大出力性能は、小型ス
イッチング回路２１の使用数が多い第２の励起ランプ６
の場合でも、１１．６ｋＷ×３２個＝３７１ｋＷで済
む。従来の１負荷１回路のレーザ電源では、最大出力能
力が５２９ｋＷ必要だったことを考えると、コスト・小
型化という点で極めて優れている。

【００９５】このように上記第３の実施の形態において
は、直流電圧をスイッチング素子の動作により高周波パ
ルス列に切り出す複数の小型スイッチング回路２１を備
え、これら小型スイッチング回路２１のうち１つ又は複
数のスイッチング回路２１を直列又は並列のうちいずれ
か一方又は両方に接続板２２によって切り替え接続し、
この切り替え接続された小型スイッチング回路２１によ
り切り出された高周波パルス列を平均化して包絡出力す
るようにしたので、励起ランプ６のインピーダンス特性
ｋ_o 値に合わせて最大出力電圧・電流を容易に可変で
き、多様なインピーダンス特性ｋ_o 値に対して所定の最
大レーザ出力を確保できる。

【００９６】実際には、制御回路２５により励起ランプ
６のインピーダンス特性ｋ_o の値及びランプ注入電力を
入力して、小型スイッチング回路２１の直列・並列数を
算出し、接続板２２上の接続スイッチを切り替えてレー
ザ電源装置としての最大出力電圧及び最大電流を最適化
するので、ユーザにも使いやすいものとなる。

【００９７】

【発明の効果】以上詳記したように本発明の請求項１〜
３によれば、パルス出力の安定性及び急峻な応答性が要
求される場合でも出力指示信号通りの出力電圧を得るこ
とができる電源装置を提供できる。

【００９８】又、本発明の請求項４によれば、励起ラン
プのインピーダンス特性ｋ_o 値に合わせて最大出力電圧
・電流を容易に可変でき、多様なインピーダンス特性ｋ
_o 値に対して所定の最大レーザ出力を確保できる電源装
置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる降圧型スイッチング方式のレー
ザ電源装置の第１の実施の形態を示す構成図。

【図２】同装置おける充電モニタ部の具体的な構成図。

【図３】同装置おけるスイッチング制御回路の具体的な
構成図。

【図４】同装置おける出力指示電圧補正回路の具体的な
構成図。

【図５】充電コンデンサの充電電圧(500V)における出力
指示電圧に対する電源出力電圧を示す図。

【図６】補正出力指示Ｅ_o と三角波電圧Ｅ_s との比較を
示す図。

【図７】充電コンデンサへの充電電圧が変動したときの
作用を示す図。

【図８】本発明に係わるインバータスイッチング方式の
レーザ電源装置の第２の実施の形態を示す構成図。

【図９】本発明に係わるレーザ電源装置の第３の実施の
形態を示す構成図。

【図１０】降圧型スイッチング方式の小型スイッチング
回路の具体的な構成図。

【図１１】インバータスイッチング方式の小型スイッチ
ング回路の具体的な構成図。

【図１２】小型スイッチング回路により得られる高周波
パルス列の波形図。

【図１３】従来の降圧型スイッチング方式のレーザ電源
装置の構成図。

【図１４】従来のインバータスイッチング方式のレーザ
電源装置の構成図。

【図１５】充電電圧が一定の場合でのレーザ電源装置の
出力電圧を示す図。

【図１６】充電電圧が変動した場合でのレーザ電源装置
の出力電圧を示す図。

【符号の説明】

１…直流供給電源、２…充電コンデンサ、３…スイッチング素子、４…インダクタ、５…ダイオード、６…励起ランプ、１０…充電モニタ部、１１，１６…スイッチング制御回路、１２…出力波形データメモリ、１３…Ｄ／Ａコンバータ、１４…出力指示電圧補正回路、１５…コンパレータ、２１…小型スイッチング回路（小型ユニット）、２２…接続板、２３…ＬＣフィルタ回路、２５…制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電圧を出力指示電圧に応じたスイッ
チング素子の動作により高周波パルス列に切り出し、こ
の高周波パルス列を平均化して包絡出力する電源装置に
おいて、前記直流電圧をモニタするモニタ手段と、このモニタ手段によりモニタされた前記直流電圧の変動
に応じて前記出力指示電圧を補正する出力指示補正手段
と、を具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】前記出力指示補正手段は、前記直流電圧
の変動に応じて前記高周波パルス列のデューティ比を変
化させることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記出力指示電圧をＥ_y 、この出力指示
電圧Ｅ_y と比較して前記スイッチング素子を動作させる
スイッチングパルスを作成するための三角波電圧をＥ
_x 、前記モニタされた直流電圧をＥ_z とすると、前記出
力指示補正手段の補正出力指示電圧Ｅ_o は、Ｅ_o ＝｜−Ｅ_x ・Ｅ_y ／Ｅ_z ｜であることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】直流電圧をスイッチング素子の動作によ
り高周波パルス列に切り出す複数のスイッチング回路
と、これらスイッチング回路のうち１つ又は複数のスイッチ
ング回路を直列又は並列のうちいずれか一方又は両方に
切り替え接続する接続形態切替手段と、この接続形態切替手段により切り替え接続された前記ス
イッチング回路により切り出された前記高周波パルス列
を平均化して包絡出力するフィルタ回路と、を具備した
ことを特徴とする電源装置。