JPH11214775A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH11214775A JPH11214775A JP1280698A JP1280698A JPH11214775A JP H11214775 A JPH11214775 A JP H11214775A JP 1280698 A JP1280698 A JP 1280698A JP 1280698 A JP1280698 A JP 1280698A JP H11214775 A JPH11214775 A JP H11214775A
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- Japan
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- voltage
- output
- power supply
- switching
- frequency pulse
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、パルス出力の安定性及び急峻な応答
性が要求される場合でも出力指示信号通りの出力電圧を
得る。 【解決手段】充電コンデンサ2の充電電圧を出力指示電
圧に応じたスイッチング素子3の動作により高周波パル
ス列に切り出し、この高周波パルス列を平均化して包絡
出力する場合、充電コンデンサ2の充電電圧Ez を充電
モニタ部10によりモニタし、このモニタ電圧Ez の変
動に応じて出力指示補正回路14により出力指示電圧E
y を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させ
る。
性が要求される場合でも出力指示信号通りの出力電圧を
得る。 【解決手段】充電コンデンサ2の充電電圧を出力指示電
圧に応じたスイッチング素子3の動作により高周波パル
ス列に切り出し、この高周波パルス列を平均化して包絡
出力する場合、充電コンデンサ2の充電電圧Ez を充電
モニタ部10によりモニタし、このモニタ電圧Ez の変
動に応じて出力指示補正回路14により出力指示電圧E
y を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させ
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばランプ励起
のレーザ電源に適用されるもので、直流電圧をスイッチ
ング素子の動作により高周波パルス列に切り出し、この
高周波パルス列を平均化し包絡出力して励起ランプに供
給する電源装置に関する。
のレーザ電源に適用されるもので、直流電圧をスイッチ
ング素子の動作により高周波パルス列に切り出し、この
高周波パルス列を平均化し包絡出力して励起ランプに供
給する電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】ランプ励起のレーザ電源装置は、直流供
給電源の直流電圧から高周波パルス列を切り出し、この
高周波パルスを平均化して包絡出力する方法が採用され
ており、これは高周波パルス列のデューティ比を変える
ことで容易に包絡出力電圧(以下、電源出力電圧と称す
る)を制御できる。
給電源の直流電圧から高周波パルス列を切り出し、この
高周波パルスを平均化して包絡出力する方法が採用され
ており、これは高周波パルス列のデューティ比を変える
ことで容易に包絡出力電圧(以下、電源出力電圧と称す
る)を制御できる。
【0003】このようなレーザ電源装置を用いたときの
ランプ注入電力は、おおよそレーザ電源の出力電圧値の
3乗に比例し、レーザ出力はランプ注入電力にほぼ比例
するので、レーザ出力値は電源出力電圧値により一意的
に決定される。
ランプ注入電力は、おおよそレーザ電源の出力電圧値の
3乗に比例し、レーザ出力はランプ注入電力にほぼ比例
するので、レーザ出力値は電源出力電圧値により一意的
に決定される。
【0004】このように上記レーザ電源装置は、電源出
力電圧を制御することでレーザ波形を自在に整形できる
ので、レーザによる加工をアクティブに制御でき、加工
用の高出力パルスYAGレーザなどに多く用いられてい
る。
力電圧を制御することでレーザ波形を自在に整形できる
ので、レーザによる加工をアクティブに制御でき、加工
用の高出力パルスYAGレーザなどに多く用いられてい
る。
【0005】図13及び図14はかかるレーザ電源装置
の構成図であって、図13は降圧型スイッチング方式と
呼ばれるタイプであり、図14はインバータスイッチン
グ方式と呼ばれるタイプである。
の構成図であって、図13は降圧型スイッチング方式と
呼ばれるタイプであり、図14はインバータスイッチン
グ方式と呼ばれるタイプである。
【0006】このうち降圧型スイッチング方式のレーザ
電源装置は、図13に示すように直流供給電源1に対し
て充電コンデンサ2を接続するとともにスイッチング素
子3を接続し、かつスイッチング素子3にインダクタ4
及びダイオード5を接続し、このインダクタ4に励起ラ
ンプ6を接続した構成となっている。
電源装置は、図13に示すように直流供給電源1に対し
て充電コンデンサ2を接続するとともにスイッチング素
子3を接続し、かつスイッチング素子3にインダクタ4
及びダイオード5を接続し、このインダクタ4に励起ラ
ンプ6を接続した構成となっている。
【0007】スイッチング素子3は、スイッチング制御
回路7から出力されるスイッチングパルスに従ってスイ
ッチング動作する。すなわち、このスイッチング制御回
路7は、スイッチングパルスのデューティ比を決める出
力指示信号が設定され、かつ電流センサ8により励起ラ
ンプ6への出力電流をモニタするか又は励起ランプ6へ
の出力電圧をモニタし、これら出力電流又は出力電圧と
出力指示信号とを比較してその差分を求め、この差分を
減少するように高周波パルス列のデューティ比を変化さ
せている。なお、ある差分に対して変化させるデューテ
ィ比の大きさは、差分に対して一定の増幅ゲインを与え
て制御している。
回路7から出力されるスイッチングパルスに従ってスイ
ッチング動作する。すなわち、このスイッチング制御回
路7は、スイッチングパルスのデューティ比を決める出
力指示信号が設定され、かつ電流センサ8により励起ラ
ンプ6への出力電流をモニタするか又は励起ランプ6へ
の出力電圧をモニタし、これら出力電流又は出力電圧と
出力指示信号とを比較してその差分を求め、この差分を
減少するように高周波パルス列のデューティ比を変化さ
せている。なお、ある差分に対して変化させるデューテ
ィ比の大きさは、差分に対して一定の増幅ゲインを与え
て制御している。
【0008】このような構成であれば、直流供給電源1
の直流電力が充電コンデンサ2に充電され、この状態に
スイッチング素子3がスイッチング制御回路7によりス
イッチング動作する。これにより、直流電力は、スイッ
チング素子3の動作により高周波パルス列として切り出
され、インダクタ4及びダイオード5による平均化によ
って包絡出力され、励起ランプ6に供給される。
の直流電力が充電コンデンサ2に充電され、この状態に
スイッチング素子3がスイッチング制御回路7によりス
イッチング動作する。これにより、直流電力は、スイッ
チング素子3の動作により高周波パルス列として切り出
され、インダクタ4及びダイオード5による平均化によ
って包絡出力され、励起ランプ6に供給される。
【0009】一方、インバータスイッチング方式のレー
ザ電源装置は、図14に示すように直流供給電源1に対
して充電コンデンサ2を接続するとともに4個のインバ
ータスイッチング素子Q1 〜Q4 を2個づつ並列に接続
し、かつこれらインバータスイッチング素子1 〜Q4 の
出力端子に4個の整流ダイオードD1 〜D4 を2個づつ
並列に接続し、さらにインダクタ4を介して励起ランプ
6を接続した構成となっている。
ザ電源装置は、図14に示すように直流供給電源1に対
して充電コンデンサ2を接続するとともに4個のインバ
ータスイッチング素子Q1 〜Q4 を2個づつ並列に接続
し、かつこれらインバータスイッチング素子1 〜Q4 の
出力端子に4個の整流ダイオードD1 〜D4 を2個づつ
並列に接続し、さらにインダクタ4を介して励起ランプ
6を接続した構成となっている。
【0010】このうち4個のインバータスイッチング素
子Q1 〜Q4 は、スイッチング制御回路9により順次ス
イッチング動作する。例えば、2つのインバータスイッ
チング素子Q1 、Q2 が同時にオン動作し、次に2つの
インバータスイッチング素子Q3 、Q4 が同時にオン動
作し、これらの動作が繰り返し行われる。
子Q1 〜Q4 は、スイッチング制御回路9により順次ス
イッチング動作する。例えば、2つのインバータスイッ
チング素子Q1 、Q2 が同時にオン動作し、次に2つの
インバータスイッチング素子Q3 、Q4 が同時にオン動
作し、これらの動作が繰り返し行われる。
【0011】このような構成であれば、直流供給電源1
の直流電力が充電コンデンサ2に充電され、この状態に
各インバータスイッチング素子Q1 〜Q4 が順次スイッ
チング制御回路7によりスイッチング動作する。これに
より、直流電力は、これらインバータスイッチング素子
Q1 〜Q4 の動作により高周波パルス列として切り出さ
れ、この後に各整流ダイオードD1 〜D4 の整流作用及
びインダクタ4により平均化されて包絡出力され、励起
ランプ6に供給される。
の直流電力が充電コンデンサ2に充電され、この状態に
各インバータスイッチング素子Q1 〜Q4 が順次スイッ
チング制御回路7によりスイッチング動作する。これに
より、直流電力は、これらインバータスイッチング素子
Q1 〜Q4 の動作により高周波パルス列として切り出さ
れ、この後に各整流ダイオードD1 〜D4 の整流作用及
びインダクタ4により平均化されて包絡出力され、励起
ランプ6に供給される。
【0012】以上各方式のレーザ電源装置では、高周波
パルス列の電圧値を直流供給電源1の出力電圧と等しい
値に保てるならば、高周波パルス列のデューティ比を予
め設定した通りに変化させるだけで、電源出力電圧を制
御できる。
パルス列の電圧値を直流供給電源1の出力電圧と等しい
値に保てるならば、高周波パルス列のデューティ比を予
め設定した通りに変化させるだけで、電源出力電圧を制
御できる。
【0013】このためには直流供給電源1を安定化させ
ることが重要であり、直流供給電源1に接続する充電コ
ンデンサ2は大容量のものが必要となる。これに対し
て、パルスYAGレーザでは、例えば20msという短
時間で10000Jという膨大なエネルギーを励起ラン
プ6に供給する場合もある。この場合、直流供給電源1
から充電コンデンサ2への電荷供給が間に合わず、充電
コンデンサ2の瞬時的な電圧低下は避けられない。
ることが重要であり、直流供給電源1に接続する充電コ
ンデンサ2は大容量のものが必要となる。これに対し
て、パルスYAGレーザでは、例えば20msという短
時間で10000Jという膨大なエネルギーを励起ラン
プ6に供給する場合もある。この場合、直流供給電源1
から充電コンデンサ2への電荷供給が間に合わず、充電
コンデンサ2の瞬時的な電圧低下は避けられない。
【0014】このような場合、出力電圧の設定に対応す
るデューティ比で高周波パルス列を切り出しても、充電
コンデンサ2の瞬時的な電圧低下により各パルス列の電
圧値が低下し、レーザ電源装置としての出力波形の設定
値を下回るようになる。
るデューティ比で高周波パルス列を切り出しても、充電
コンデンサ2の瞬時的な電圧低下により各パルス列の電
圧値が低下し、レーザ電源装置としての出力波形の設定
値を下回るようになる。
【0015】例えば図15(a) 〜(d) は充電コンデンサ
2への充電電圧が一定の場合であり、同図(a) は充電コ
ンデンサ2の充電電圧、同図(b) は出力指示信号(出力
設定電圧)、同図(c) は高周波パルス列の波形、同図
(d) は出力電圧の波形を示す。
2への充電電圧が一定の場合であり、同図(a) は充電コ
ンデンサ2の充電電圧、同図(b) は出力指示信号(出力
設定電圧)、同図(c) は高周波パルス列の波形、同図
(d) は出力電圧の波形を示す。
【0016】このように充電電圧が一定の場合、高周波
パルス列の電圧値は常に一定に保たれ、電源出力電圧は
設定値通りの矩形波となっている。しかしながら、図1
6(a) 〜(d) に示すように充電コンデンサ2への充電電
圧が変動すると、高周波パルス列の電圧値も追従して変
化する。このため、高周波パルス列から得られる電源出
力電圧の波形は、設定波形通りにはならない。
パルス列の電圧値は常に一定に保たれ、電源出力電圧は
設定値通りの矩形波となっている。しかしながら、図1
6(a) 〜(d) に示すように充電コンデンサ2への充電電
圧が変動すると、高周波パルス列の電圧値も追従して変
化する。このため、高周波パルス列から得られる電源出
力電圧の波形は、設定波形通りにはならない。
【0017】このような事を避けるために上記の通りス
イッチング制御回路7を設け、励起ランプ6に流れる電
流又は励起ランプ6に加わる電圧をモニタし、これら電
流又は電圧と出力指示信号との差分を減少するように高
周波パルス列のデューティ比を変化させるというフィー
ドバック制御を行っている。
イッチング制御回路7を設け、励起ランプ6に流れる電
流又は励起ランプ6に加わる電圧をモニタし、これら電
流又は電圧と出力指示信号との差分を減少するように高
周波パルス列のデューティ比を変化させるというフィー
ドバック制御を行っている。
【0018】この方法は、高周波パルス列のデューティ
比を、出力指示信号で直接設定しているのでなく、励起
ランプ6への電流又は電圧のモニタ信号と出力指示信号
との差分に応じてデューティ比を増減させながら出力バ
ランスを取っている。
比を、出力指示信号で直接設定しているのでなく、励起
ランプ6への電流又は電圧のモニタ信号と出力指示信号
との差分に応じてデューティ比を増減させながら出力バ
ランスを取っている。
【0019】すなわち、充電コンデンサ2への充電電圧
の変動に起因して、直流供給電源1の出力電圧が設定値
からずれると、モニタ信号と出力指示信号との間にもそ
の差分が生じるので、この差分を縮小する方向に高周波
パルス列のデューティ比を変化させ、電源出力波形を設
定値通りに維持している。
の変動に起因して、直流供給電源1の出力電圧が設定値
からずれると、モニタ信号と出力指示信号との間にもそ
の差分が生じるので、この差分を縮小する方向に高周波
パルス列のデューティ比を変化させ、電源出力波形を設
定値通りに維持している。
【0020】このような方式のレーザ電源装置は、スイ
ッチング方式の安定化電源などにも用いられ、直流供給
電源1の出力電圧が変動しても、レーザ電源装置の出力
電圧を安定させることができるので、例えば連続出力の
レーザ電源にもよく用いられる。
ッチング方式の安定化電源などにも用いられ、直流供給
電源1の出力電圧が変動しても、レーザ電源装置の出力
電圧を安定させることができるので、例えば連続出力の
レーザ電源にもよく用いられる。
【0021】しかしながら、パルスレーザ電源装置で
は、出力パルスの安定性に加え、急峻な応答性も要求さ
れる。そこで、フィードバック制御で応答性をよくする
ためには、フィードバックによる出力電流又は出力電圧
と出力指示信号との差分の増幅ゲインを大きくする必要
がある。ところが、これは小さな差分に対してデューテ
ィ比を大きく変化させることであり、差分の増幅ゲイン
を大きくすることで直ぐに発振現象を引き起こす。
は、出力パルスの安定性に加え、急峻な応答性も要求さ
れる。そこで、フィードバック制御で応答性をよくする
ためには、フィードバックによる出力電流又は出力電圧
と出力指示信号との差分の増幅ゲインを大きくする必要
がある。ところが、これは小さな差分に対してデューテ
ィ比を大きく変化させることであり、差分の増幅ゲイン
を大きくすることで直ぐに発振現象を引き起こす。
【0022】これとは逆に差分の増幅ゲインを小さくす
ると、発振現象は起こらないものの、パルス応答性すな
わち特にパルスの立ち上がり、立ち下がりが悪化する。
このようにフィードバック制御において、出力パルスの
応答性と安定性とを両立させることは極めて困難であ
る。
ると、発振現象は起こらないものの、パルス応答性すな
わち特にパルスの立ち上がり、立ち下がりが悪化する。
このようにフィードバック制御において、出力パルスの
応答性と安定性とを両立させることは極めて困難であ
る。
【0023】又、電源出力は包絡出力のためにある程度
のリップルが存在するので、フィードバックする充電コ
ンデンサ2の電流又は電圧のモニタ信号にもリップルが
存在し、発振現象を引き起こす一因となっている。
のリップルが存在するので、フィードバックする充電コ
ンデンサ2の電流又は電圧のモニタ信号にもリップルが
存在し、発振現象を引き起こす一因となっている。
【0024】一方、YAGなどの固体レーザ電源装置で
は、YAGなどレーザ媒質の励起に励起ランプ6として
フラッシュランプが広く用いられており、このフラッシ
ュランプ6への注入電力がレーザ出力値にほぼ対応す
る。これにより、レーザ電源装置の最大出力電力は、最
大レーザ出力仕様に対応して決まる。
は、YAGなどレーザ媒質の励起に励起ランプ6として
フラッシュランプが広く用いられており、このフラッシ
ュランプ6への注入電力がレーザ出力値にほぼ対応す
る。これにより、レーザ電源装置の最大出力電力は、最
大レーザ出力仕様に対応して決まる。
【0025】レーザ電源装置の負荷となるフラッシュラ
ンプ6は、その形状、ガス圧などに応じてインピーダン
ス特性ko が多様な値をとる。ランプ注入電力は、 に式より与えられ、一定電力を励起ランプ6に注入する
場合、レーザ電源装置に要求される電源出力電圧、電流
の仕様は、インピーダンス特性ko に依存する。総じて
言えば、インピーダンス特性ko が大きくなると高い電
圧出力能力が要求され、逆にインピーダンス特性ko が
小さくなると高い電流出力能力が要求される。
ンプ6は、その形状、ガス圧などに応じてインピーダン
ス特性ko が多様な値をとる。ランプ注入電力は、 に式より与えられ、一定電力を励起ランプ6に注入する
場合、レーザ電源装置に要求される電源出力電圧、電流
の仕様は、インピーダンス特性ko に依存する。総じて
言えば、インピーダンス特性ko が大きくなると高い電
圧出力能力が要求され、逆にインピーダンス特性ko が
小さくなると高い電流出力能力が要求される。
【0026】このようなレーザ電源装置は、1負荷1電
源装置という設計を行っている。例えば、(a) 使用する
励起ランプ6を決定し、そのインピーダンス特性ko を
固定する。(b) 最大レーザ出力様式から電源装置に要求
される最大出力電圧・電流を決定する。(c) 最大出力電
圧・電流に応じた回路部品の選択を行う。という手順で
レーザ電源装置を設計・作製している。
源装置という設計を行っている。例えば、(a) 使用する
励起ランプ6を決定し、そのインピーダンス特性ko を
固定する。(b) 最大レーザ出力様式から電源装置に要求
される最大出力電圧・電流を決定する。(c) 最大出力電
圧・電流に応じた回路部品の選択を行う。という手順で
レーザ電源装置を設計・作製している。
【0027】このような手順で設計・作製されたレーザ
電源装置は、(a) で決定したインピーダンス特性ko 値
に対してのみ最適設計されている。他のインピーダンス
特性ko 値の励起ランプ6では、(c) の部品の定格の制
限から、(b) の最大レーザ出力使用を確保できない。
電源装置は、(a) で決定したインピーダンス特性ko 値
に対してのみ最適設計されている。他のインピーダンス
特性ko 値の励起ランプ6では、(c) の部品の定格の制
限から、(b) の最大レーザ出力使用を確保できない。
【0028】しかしながら、同じレーザ電源装置で、イ
ンピーダンス特性ko 値の異なる励起ランプ6を使用
し、しかも(b) の最大レーザ出力仕様を確保したい、と
いう要求は非常に多い。
ンピーダンス特性ko 値の異なる励起ランプ6を使用
し、しかも(b) の最大レーザ出力仕様を確保したい、と
いう要求は非常に多い。
【0029】1負荷1電源装置のレーザ電源装置でこれ
を実現するためには、インピーダンス特性ko 値に関し
て、一定の許容範囲を設ける必要がある。この場合、特
定のインピーダンス特性ko 値で設計する場合に比べ、
レーザ電源装置に要求される最大出力電圧・電流の仕様
は、極めて大きくなる。すなわち、大きなインピーダン
ス特性ko 値での高電圧出力と、小さなko 値での大電
流出力との両方を確保しなければならない。
を実現するためには、インピーダンス特性ko 値に関し
て、一定の許容範囲を設ける必要がある。この場合、特
定のインピーダンス特性ko 値で設計する場合に比べ、
レーザ電源装置に要求される最大出力電圧・電流の仕様
は、極めて大きくなる。すなわち、大きなインピーダン
ス特性ko 値での高電圧出力と、小さなko 値での大電
流出力との両方を確保しなければならない。
【0030】これは過剰設計を助長し、低コスト・小型
化という点からも非常に大きな問題となり、実用化は困
難である。このため、インピーダンス特性ko 値の異な
る複数の励起ランプ6に対して、所定の最大レーザ出力
を維持できるレーザ電源装置は存在しないものとなって
いた。
化という点からも非常に大きな問題となり、実用化は困
難である。このため、インピーダンス特性ko 値の異な
る複数の励起ランプ6に対して、所定の最大レーザ出力
を維持できるレーザ電源装置は存在しないものとなって
いた。
【0031】
【発明が解決しようとする課題】以上のように直流供給
電源1の出力電圧から高周波パルス列を切り出し、平均
化して包絡出力するレーザ電源装置では、充電電圧の変
動に対し、フィードバック制御することで出力指示信号
通りの電源出力電圧を得ていたが、パルスレーザのよう
にパルス出力の安定性に加え、急峻な応答性も要求され
る場合には、フィードバック制御により出力指示信号通
りの電源出力電圧を得ることは極めて困難である。
電源1の出力電圧から高周波パルス列を切り出し、平均
化して包絡出力するレーザ電源装置では、充電電圧の変
動に対し、フィードバック制御することで出力指示信号
通りの電源出力電圧を得ていたが、パルスレーザのよう
にパルス出力の安定性に加え、急峻な応答性も要求され
る場合には、フィードバック制御により出力指示信号通
りの電源出力電圧を得ることは極めて困難である。
【0032】又、1負荷1電源装置のレーザ電源装置で
は、特定のインピーダンス特性ko値に対し、所定の最
大レーザ出力が得られるように最大出力電圧・電流が決
定されている。他のインピーダンス特性ko 値を持つ励
起ランプ6を用いて所定のレーザ出力を得ようとすれ
ば、レーザ電源装置に要求される最大出力電圧・電流も
異なってくる。このため、通常は、全く新しいレーザ電
源装置が必要となる。
は、特定のインピーダンス特性ko値に対し、所定の最
大レーザ出力が得られるように最大出力電圧・電流が決
定されている。他のインピーダンス特性ko 値を持つ励
起ランプ6を用いて所定のレーザ出力を得ようとすれ
ば、レーザ電源装置に要求される最大出力電圧・電流も
異なってくる。このため、通常は、全く新しいレーザ電
源装置が必要となる。
【0033】そこで本発明は、パルス出力の安定性及び
急峻な応答性が要求される場合でも出力指示信号通りの
出力電圧を得ることができる電源装置を提供することを
目的とする。
急峻な応答性が要求される場合でも出力指示信号通りの
出力電圧を得ることができる電源装置を提供することを
目的とする。
【0034】又、本発明は、励起ランプのインピーダン
ス特性ko 値に合わせて最大出力電圧・電流を容易に可
変でき、多様なインピーダンス特性ko 値に対して所定
の最大レーザ出力を確保できる電源装置を提供すること
を目的とする。
ス特性ko 値に合わせて最大出力電圧・電流を容易に可
変でき、多様なインピーダンス特性ko 値に対して所定
の最大レーザ出力を確保できる電源装置を提供すること
を目的とする。
【0035】
【課題を解決するための手段】請求項1によれば、直流
電圧を出力指示電圧に応じたスイッチング素子の動作に
より高周波パルス列に切り出し、この高周波パルス列を
平均化して包絡出力する電源装置において、直流電圧を
モニタするモニタ手段と、このモニタ手段によりモニタ
された直流電圧の変動に応じて出力指示電圧を補正する
出力指示補正手段と、を備えた電源装置である。
電圧を出力指示電圧に応じたスイッチング素子の動作に
より高周波パルス列に切り出し、この高周波パルス列を
平均化して包絡出力する電源装置において、直流電圧を
モニタするモニタ手段と、このモニタ手段によりモニタ
された直流電圧の変動に応じて出力指示電圧を補正する
出力指示補正手段と、を備えた電源装置である。
【0036】請求項2によれば、請求項1記載の電源装
置において、出力指示補正手段は、直流電圧の変動に応
じて高周波パルス列のデューティ比を変化させる。請求
項3によれば、請求項1記載の電源装置において、出力
指示電圧をEy 、この出力指示電圧Ey と比較してスイ
ッチング素子を動作させるスイッチングパルスを作成す
るための三角波電圧をEx 、モニタされた直流電圧をE
z とすると、出力指示補正手段の補正出力指示電圧Eo
は、 Eo =|−Ex ・Ey /Ez | である。
置において、出力指示補正手段は、直流電圧の変動に応
じて高周波パルス列のデューティ比を変化させる。請求
項3によれば、請求項1記載の電源装置において、出力
指示電圧をEy 、この出力指示電圧Ey と比較してスイ
ッチング素子を動作させるスイッチングパルスを作成す
るための三角波電圧をEx 、モニタされた直流電圧をE
z とすると、出力指示補正手段の補正出力指示電圧Eo
は、 Eo =|−Ex ・Ey /Ez | である。
【0037】請求項4によれば、直流電圧をスイッチン
グ素子の動作により高周波パルス列に切り出す複数のス
イッチング回路と、これらスイッチング回路のうち1つ
又は複数のスイッチング回路を直列又は並列のうちいず
れか一方又は両方に切り替え接続する接続形態切替手段
と、この接続形態切替手段により切り替え接続されたス
イッチング回路により切り出された高周波パルス列を平
均化して包絡出力するフィルタ回路と、を備えた電源装
置である。
グ素子の動作により高周波パルス列に切り出す複数のス
イッチング回路と、これらスイッチング回路のうち1つ
又は複数のスイッチング回路を直列又は並列のうちいず
れか一方又は両方に切り替え接続する接続形態切替手段
と、この接続形態切替手段により切り替え接続されたス
イッチング回路により切り出された高周波パルス列を平
均化して包絡出力するフィルタ回路と、を備えた電源装
置である。
【0038】
【発明の実施の形態】(1) 以下、本発明の第1の実施の
形態について図面を参照して説明する。なお、図13と
同一部分には同一符号を付してその詳しい説明は省略す
る。図1は降圧型スイッチング方式のレーザ電源装置の
構成図である。
形態について図面を参照して説明する。なお、図13と
同一部分には同一符号を付してその詳しい説明は省略す
る。図1は降圧型スイッチング方式のレーザ電源装置の
構成図である。
【0039】充電モニタ部10は、充電コンデンサ2の
両端に接続され、この充電コンデンサ2への充電電圧を
モニタする機能を有している。図2はかかる充電モニタ
部10の具体的な構成図であり、充電コンデンサ2の両
端(+側、−側)に対して各抵抗R1 、R2 を接続し、
このうち抵抗R2 の両端からモニタ電圧Ez としてモニ
タする構成となっている。
両端に接続され、この充電コンデンサ2への充電電圧を
モニタする機能を有している。図2はかかる充電モニタ
部10の具体的な構成図であり、充電コンデンサ2の両
端(+側、−側)に対して各抵抗R1 、R2 を接続し、
このうち抵抗R2 の両端からモニタ電圧Ez としてモニ
タする構成となっている。
【0040】例えば、各抵抗R1 、R2 としては、それ
ぞれ9.9kΩ、0.1kΩが用いられ、これら抵抗R
1 、R2 が充電コンデンサ2の両端に接続される。そし
て、抵抗R2 (0.1kΩ)の両端から電圧Ez をモニ
タする。
ぞれ9.9kΩ、0.1kΩが用いられ、これら抵抗R
1 、R2 が充電コンデンサ2の両端に接続される。そし
て、抵抗R2 (0.1kΩ)の両端から電圧Ez をモニ
タする。
【0041】このような充電モニタ部10であれば、例
えば充電コンデンサ2の充電電圧500Vのモニタ値
は、5Vとなり、充電電圧が450Vに低下すると、そ
のモニタ値も4.5Vに低下する。
えば充電コンデンサ2の充電電圧500Vのモニタ値
は、5Vとなり、充電電圧が450Vに低下すると、そ
のモニタ値も4.5Vに低下する。
【0042】スイッチング制御回路11は、スイッチン
グ素子3を動作させるためのスイッチングパルスのデュ
ーティ比を決める出力指示信号が設定され、かつこの出
力指示信号と予め設定された三角波電圧とを比較し、出
力指示信号が三角波電圧を越えたときにハイレベルとな
るスイッチングパルスPを作成し、これをスイッチング
素子3に与える機能を有している。
グ素子3を動作させるためのスイッチングパルスのデュ
ーティ比を決める出力指示信号が設定され、かつこの出
力指示信号と予め設定された三角波電圧とを比較し、出
力指示信号が三角波電圧を越えたときにハイレベルとな
るスイッチングパルスPを作成し、これをスイッチング
素子3に与える機能を有している。
【0043】図3はかかるスイッチング制御回路11の
具体的な構成図である。出力波形データメモリ12に
は、外部から入力された出力指示信号(出力指示電圧E
y )がデータとして記憶されている。
具体的な構成図である。出力波形データメモリ12に
は、外部から入力された出力指示信号(出力指示電圧E
y )がデータとして記憶されている。
【0044】この出力波形データメモリ12に記憶され
ている出力指示電圧Ey のデータは、D/Aコンバータ
13によりアナログ化されて出力指示電圧補正回路14
に送られている。
ている出力指示電圧Ey のデータは、D/Aコンバータ
13によりアナログ化されて出力指示電圧補正回路14
に送られている。
【0045】この出力指示電圧補正回路14は、充電モ
ニタ部10のモニタ電圧Ez の変動に応じて出力指示電
圧Ey を補正し、このモニタ電圧Ez の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させる機能を有して
いる。この出力指示電圧補正回路14の補正出力指示E
o は、コンパレータ15に送られている。
ニタ部10のモニタ電圧Ez の変動に応じて出力指示電
圧Ey を補正し、このモニタ電圧Ez の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させる機能を有して
いる。この出力指示電圧補正回路14の補正出力指示E
o は、コンパレータ15に送られている。
【0046】このコンパレータ15は、出力指示電圧補
正回路14の補正出力指示Eo と予め設定された三角波
電圧Es とを入力して比較し、補正出力指示Eo が三角
波電圧Es を越えたときにハイレベルとなるスイッチン
グパルスPを作成し、これをスイッチング素子3に与え
る機能を有している。
正回路14の補正出力指示Eo と予め設定された三角波
電圧Es とを入力して比較し、補正出力指示Eo が三角
波電圧Es を越えたときにハイレベルとなるスイッチン
グパルスPを作成し、これをスイッチング素子3に与え
る機能を有している。
【0047】ここで、出力指示電圧補正回路14の具体
的な構成を図4に示す。各電界効果トランジスタ(FE
T)Q10、Q11の各ゲートは各抵抗R10、R11を介して
互いに接続され、このうち電界効果トランジスタQ10の
ドレイン−ゲート間には抵抗R12が接続され、電界効果
トランジスタQ11のドレイン−ゲート間には抵抗R13が
接続されている。
的な構成を図4に示す。各電界効果トランジスタ(FE
T)Q10、Q11の各ゲートは各抵抗R10、R11を介して
互いに接続され、このうち電界効果トランジスタQ10の
ドレイン−ゲート間には抵抗R12が接続され、電界効果
トランジスタQ11のドレイン−ゲート間には抵抗R13が
接続されている。
【0048】又、電界効果トランジスタQ10のドレイン
には所定の電圧Ex が入力し、電界効果トランジスタQ
11のドレインにはモニタ電圧Ez が入力する。電界効果
トランジスタQ11のソースは、第1のオペアンプA1 の
反転端子「−」に接続されている。この第1のオペアン
プA1 の反転端子「−」には、抵抗R14を通して出力指
示電圧Ey が入力している。そして、この第1のオペア
ンプA1 の出力端子は、各抵抗R10、R11に共通接続さ
れている。
には所定の電圧Ex が入力し、電界効果トランジスタQ
11のドレインにはモニタ電圧Ez が入力する。電界効果
トランジスタQ11のソースは、第1のオペアンプA1 の
反転端子「−」に接続されている。この第1のオペアン
プA1 の反転端子「−」には、抵抗R14を通して出力指
示電圧Ey が入力している。そして、この第1のオペア
ンプA1 の出力端子は、各抵抗R10、R11に共通接続さ
れている。
【0049】上記電界効果トランジスタQ10のソースに
は、第2のオペアンプA2 の反転端子「−」が接続さ
れ、さらにこの第2のオペアンプA2 の出力端子に抵抗
R15を介して第3のオペアンプA3 の反転端子「−」が
接続されている。これら第2及び第3のオペアンプA
2 、A3 の出力端子と反転端子「−」との各間には、そ
れぞれ抵抗R16、R17が接続されている。そして、第3
のオペアンプA3 の出力端子から補正出力指示Eo が出
力される。
は、第2のオペアンプA2 の反転端子「−」が接続さ
れ、さらにこの第2のオペアンプA2 の出力端子に抵抗
R15を介して第3のオペアンプA3 の反転端子「−」が
接続されている。これら第2及び第3のオペアンプA
2 、A3 の出力端子と反転端子「−」との各間には、そ
れぞれ抵抗R16、R17が接続されている。そして、第3
のオペアンプA3 の出力端子から補正出力指示Eo が出
力される。
【0050】ここで、この補正出力指示Eo は、上記出
力指示電圧補正回路14の構成により、 Eo =|−Ex ・Ey /Ez | …(1) により表される。
力指示電圧補正回路14の構成により、 Eo =|−Ex ・Ey /Ez | …(1) により表される。
【0051】次に上記の如く構成された装置の作用につ
いて説明する。直流供給電源1から出力された直流電力
は、充電コンデンサ2に充電される。この状態にスイッ
チング素子3がスイッチング制御回路11によりスイッ
チング動作すると、充電コンデンサ2の充電電圧は、高
周波パルス列として切り出され、インダクタ4及びダイ
オード5による平均化によって包絡出力され、励起ラン
プ6に供給される。
いて説明する。直流供給電源1から出力された直流電力
は、充電コンデンサ2に充電される。この状態にスイッ
チング素子3がスイッチング制御回路11によりスイッ
チング動作すると、充電コンデンサ2の充電電圧は、高
周波パルス列として切り出され、インダクタ4及びダイ
オード5による平均化によって包絡出力され、励起ラン
プ6に供給される。
【0052】このとき上記スイッチング制御回路11
は、例えば充電モニタ部10のモニタ電圧による補正を
行わなければ、三角波電圧Es と出力波形データメモリ
12に記憶されている出力指示電圧Ey とをコンパレー
タ15により比較し、出力指示電圧Ey が三角波電圧E
s を越えたときにハイレベルとするスイッチングパルス
Pを作成してスイッチング素子3に与える。
は、例えば充電モニタ部10のモニタ電圧による補正を
行わなければ、三角波電圧Es と出力波形データメモリ
12に記憶されている出力指示電圧Ey とをコンパレー
タ15により比較し、出力指示電圧Ey が三角波電圧E
s を越えたときにハイレベルとするスイッチングパルス
Pを作成してスイッチング素子3に与える。
【0053】例えば出力指示電圧Ey が2.5Vの場
合、5Vの電圧振幅を持った三角波電圧Es とを比較す
ると、出力指示電圧Ey が三角波電圧Es を越えた期間
がスイッチング素子3のオン期間に相当し、高周波パル
ス列のデューティ比は0.50で、出力電圧250Vの
電源出力が得られる。
合、5Vの電圧振幅を持った三角波電圧Es とを比較す
ると、出力指示電圧Ey が三角波電圧Es を越えた期間
がスイッチング素子3のオン期間に相当し、高周波パル
ス列のデューティ比は0.50で、出力電圧250Vの
電源出力が得られる。
【0054】なお、図5は充電コンデンサ2の充電電圧
が500Vの場合の出力指示電圧Ey に対する電源出力
電圧を示している。これに対して本発明のように充電モ
ニタ部10のモニタ電圧により補正を行う場合、充電モ
ニタ部10は、充電コンデンサ2の充電電圧Ez をモニ
タし、このモニタ電圧Ez をスイッチング制御回路11
に送出する。
が500Vの場合の出力指示電圧Ey に対する電源出力
電圧を示している。これに対して本発明のように充電モ
ニタ部10のモニタ電圧により補正を行う場合、充電モ
ニタ部10は、充電コンデンサ2の充電電圧Ez をモニ
タし、このモニタ電圧Ez をスイッチング制御回路11
に送出する。
【0055】このスイッチング制御回路11において出
力波形データメモリ12に記憶されている出力指示電圧
Ey のデータは、D/Aコンバータ13によりアナログ
化されて出力指示電圧補正回路14に送られる。
力波形データメモリ12に記憶されている出力指示電圧
Ey のデータは、D/Aコンバータ13によりアナログ
化されて出力指示電圧補正回路14に送られる。
【0056】この出力指示電圧補正回路14は、充電モ
ニタ部10のモニタ電圧Ez の変動に応じて出力指示電
圧Ey を補正し、このモニタ電圧Ez の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させための上記式
(1) に示す補正出力指示Eo をコンパレータ15に送
る。
ニタ部10のモニタ電圧Ez の変動に応じて出力指示電
圧Ey を補正し、このモニタ電圧Ez の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させための上記式
(1) に示す補正出力指示Eo をコンパレータ15に送
る。
【0057】このコンパレータ15は、図6に示すよう
に出力指示電圧補正回路14の補正出力指示Eo と予め
設定された三角波電圧Es とを入力して比較し、補正出
力指示Eo が三角波電圧Es を越えたときにハイレベル
となるスイッチングパルスPを作成し、これをスイッチ
ング素子3に与える。
に出力指示電圧補正回路14の補正出力指示Eo と予め
設定された三角波電圧Es とを入力して比較し、補正出
力指示Eo が三角波電圧Es を越えたときにハイレベル
となるスイッチングパルスPを作成し、これをスイッチ
ング素子3に与える。
【0058】例えば、出力指示電圧Ey が2.5Vで電
源出力電圧250Vを得る場合、例えば充電コンデンサ
2の充電電圧Ez が10%低下して450Vになると、
出力指示電圧Ey の10%低下して225Vになる。
源出力電圧250Vを得る場合、例えば充電コンデンサ
2の充電電圧Ez が10%低下して450Vになると、
出力指示電圧Ey の10%低下して225Vになる。
【0059】そこで、出力指示電圧補正回路14により
出力指示電圧Ey を補正する場合、充電電圧Ez が10
%低下すると、モニタ電圧Ez は5Vから4.5Vに変
化する。このとき出力指示電圧補正回路14により得ら
れる補正出力指示Eo は、上記式(1) により −(−5×2.5/4.5)=2.8V …(2) になる。
出力指示電圧Ey を補正する場合、充電電圧Ez が10
%低下すると、モニタ電圧Ez は5Vから4.5Vに変
化する。このとき出力指示電圧補正回路14により得ら
れる補正出力指示Eo は、上記式(1) により −(−5×2.5/4.5)=2.8V …(2) になる。
【0060】このときのデューティ比は、コンパレータ
15における補正出力指示Eo と5Vの三角波電圧Es
との比較結果から、 2.8/5=0.556 電源出力電圧は、 450×0.556=250V になる。
15における補正出力指示Eo と5Vの三角波電圧Es
との比較結果から、 2.8/5=0.556 電源出力電圧は、 450×0.556=250V になる。
【0061】これは充電コンデンサ2の充電電圧Ez が
変動しても電源出力電圧が設定値250Vに維持されて
いることを示す。図7(a) 〜(d) は充電コンデンサ2へ
の充電電圧が変動した場合の一例を示し、同図(a) は充
電コンデンサ2の充電電圧、同図(b) は出力指示信号
(出力設定電圧)、同図(c) は高周波パルス列の波形、
同図(d) は出力電圧の波形を示す。
変動しても電源出力電圧が設定値250Vに維持されて
いることを示す。図7(a) 〜(d) は充電コンデンサ2へ
の充電電圧が変動した場合の一例を示し、同図(a) は充
電コンデンサ2の充電電圧、同図(b) は出力指示信号
(出力設定電圧)、同図(c) は高周波パルス列の波形、
同図(d) は出力電圧の波形を示す。
【0062】同図に示すように充電コンデンサ2の充電
電圧Ez が変動した場合、出力指示電圧Ey を補正する
ことにより出力電圧が設定値に維持されることが分か
る。ここで、電源出力電圧Vo は、充電コンデンサ2の
充電電圧Ez 、高周波パルスデューティ比Ds とする
と、 Vo =Ez ・Ds …(3) となる。
電圧Ez が変動した場合、出力指示電圧Ey を補正する
ことにより出力電圧が設定値に維持されることが分か
る。ここで、電源出力電圧Vo は、充電コンデンサ2の
充電電圧Ez 、高周波パルスデューティ比Ds とする
と、 Vo =Ez ・Ds …(3) となる。
【0063】例えば、直流供給電圧を500Vとし、充
電電圧Ez が常時直流供給電圧と同じ値に保たれている
と、電源出力電圧Vo は、 Vo =500・Ds となる。
電電圧Ez が常時直流供給電圧と同じ値に保たれている
と、電源出力電圧Vo は、 Vo =500・Ds となる。
【0064】従って、デューティ比Ds が0.30であ
れば電源出力電圧Vo は150Vとなり、デューティ比
Ds が0.60であれば電源出力電圧Vo は300Vに
なる。
れば電源出力電圧Vo は150Vとなり、デューティ比
Ds が0.60であれば電源出力電圧Vo は300Vに
なる。
【0065】このように上記第1の実施の形態において
は、降圧型スイッチング方式のレーザ電源装置におい
て、充電コンデンサ2の充電電圧Ez を充電モニタ部1
0によりモニタし、このモニタ電圧Ez の変動に応じて
出力指示補正回路14により出力指示電圧Ey を補正し
て高周波パルス列のデューティ比を変化させるようにし
たので、電源出力が充電コンデンサ2の充電電圧Ez の
変動の影響を受けずに出力指示電圧の電源出力を維持で
き、かつパルス出力の安定性及び急峻な応答性が要求さ
れる場合でも出力指示信号通りの出力電圧を得ることが
できる。 (2) 次に本発明の第2の実施の形態について図面を参照
して説明する。なお、図1及び図14と同一部分には同
一符号を付してその詳しい説明は省略する。
は、降圧型スイッチング方式のレーザ電源装置におい
て、充電コンデンサ2の充電電圧Ez を充電モニタ部1
0によりモニタし、このモニタ電圧Ez の変動に応じて
出力指示補正回路14により出力指示電圧Ey を補正し
て高周波パルス列のデューティ比を変化させるようにし
たので、電源出力が充電コンデンサ2の充電電圧Ez の
変動の影響を受けずに出力指示電圧の電源出力を維持で
き、かつパルス出力の安定性及び急峻な応答性が要求さ
れる場合でも出力指示信号通りの出力電圧を得ることが
できる。 (2) 次に本発明の第2の実施の形態について図面を参照
して説明する。なお、図1及び図14と同一部分には同
一符号を付してその詳しい説明は省略する。
【0066】図8は降圧型スイッチング方式のレーザ電
源装置の構成図である。このレーザ電源装置は、降圧型
スイッチング方式の電源に上記第1の実施の形態の充電
モニタ部10及びスイッチング制御回路16を適用した
構成である。
源装置の構成図である。このレーザ電源装置は、降圧型
スイッチング方式の電源に上記第1の実施の形態の充電
モニタ部10及びスイッチング制御回路16を適用した
構成である。
【0067】スイッチング制御回路16は、4つのイン
バータスイッチング素子Q1 〜Q4を動作させるための
スイッチングパルスのデューティ比を決める出力指示信
号Ey が設定され、かつこの出力指示信号Ey と予め設
定された三角波電圧Es とを比較し、出力指示信号Ey
が三角波電圧Es を越えたときにハイレベルとなるスイ
ッチングパルスPを作成し、これを各インバータスイッ
チング素子Q1 〜Q4に与える機能を有している。
バータスイッチング素子Q1 〜Q4を動作させるための
スイッチングパルスのデューティ比を決める出力指示信
号Ey が設定され、かつこの出力指示信号Ey と予め設
定された三角波電圧Es とを比較し、出力指示信号Ey
が三角波電圧Es を越えたときにハイレベルとなるスイ
ッチングパルスPを作成し、これを各インバータスイッ
チング素子Q1 〜Q4に与える機能を有している。
【0068】このスイッチング制御回路16は、例えば
上記図4に示す回路を2つの並列に接続する構成とし、
2つのインバータスイッチング素子Q1 、Q2 を同時に
オン動作し、次に2つのインバータスイッチング素子Q
3 、Q4 を同時にオン動作し、これらの動作を繰り返し
てスイッチング動作させる機能を有している。
上記図4に示す回路を2つの並列に接続する構成とし、
2つのインバータスイッチング素子Q1 、Q2 を同時に
オン動作し、次に2つのインバータスイッチング素子Q
3 、Q4 を同時にオン動作し、これらの動作を繰り返し
てスイッチング動作させる機能を有している。
【0069】次に上記の如く構成された装置の作用につ
いて説明する。直流供給電源1の直流電力が充電コンデ
ンサ2に充電され、この状態にスイッチング制御回路1
6は、例えば2つのインバータスイッチング素子Q1 、
Q2 を同時にオン動作し、次に2つのインバータスイッ
チング素子Q3 、Q4 を同時にオン動作し、これらの動
作を繰り返してスイッチング動作させる。これにより、
充電コンデンサ2に充電電圧Ez は、これらインバータ
スイッチング素子Q1 〜Q4 の動作により高周波パルス
列として切り出され、この後に各整流ダイオードD1 〜
D4 の整流作用及びインダクタ4により平均化されて包
絡出力され、励起ランプ6に供給される。
いて説明する。直流供給電源1の直流電力が充電コンデ
ンサ2に充電され、この状態にスイッチング制御回路1
6は、例えば2つのインバータスイッチング素子Q1 、
Q2 を同時にオン動作し、次に2つのインバータスイッ
チング素子Q3 、Q4 を同時にオン動作し、これらの動
作を繰り返してスイッチング動作させる。これにより、
充電コンデンサ2に充電電圧Ez は、これらインバータ
スイッチング素子Q1 〜Q4 の動作により高周波パルス
列として切り出され、この後に各整流ダイオードD1 〜
D4 の整流作用及びインダクタ4により平均化されて包
絡出力され、励起ランプ6に供給される。
【0070】このとき充電モニタ部10は、充電コンデ
ンサ2の充電電圧Ez をモニタし、このモニタ電圧Ez
をスイッチング制御回路16に送出する。このスイッチ
ング制御回路16において出力波形データメモリ12に
記憶されている出力指示電圧Ey のデータは、D/Aコ
ンバータ13によりアナログ化されて出力指示電圧補正
回路14に送られる。
ンサ2の充電電圧Ez をモニタし、このモニタ電圧Ez
をスイッチング制御回路16に送出する。このスイッチ
ング制御回路16において出力波形データメモリ12に
記憶されている出力指示電圧Ey のデータは、D/Aコ
ンバータ13によりアナログ化されて出力指示電圧補正
回路14に送られる。
【0071】この出力指示電圧補正回路14は、充電モ
ニタ部10のモニタ電圧Ez の変動に応じて出力指示電
圧Ey を補正し、このモニタ電圧Ez の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させための上記式
(1) に示す補正出力指示Eo をコンパレータ15に送
る。
ニタ部10のモニタ電圧Ez の変動に応じて出力指示電
圧Ey を補正し、このモニタ電圧Ez の変動に応じて高
周波パルス列のデューティ比を変化させための上記式
(1) に示す補正出力指示Eo をコンパレータ15に送
る。
【0072】このコンパレータ15は、出力指示電圧補
正回路14の補正出力指示Eo と予め設定された三角波
電圧Es とを入力して比較し、補正出力指示Eo が三角
波電圧Es を越えたときにハイレベルとなるスイッチン
グパルスPを作成し、これを2つのインバータスイッチ
ング素子Q1 、Q2 に同時に与えてオン動作させ、次に
2つのインバータスイッチング素子Q3 、Q4 に同時に
与えてオン動作させ、これらの動作を繰り返してスイッ
チング動作させる。
正回路14の補正出力指示Eo と予め設定された三角波
電圧Es とを入力して比較し、補正出力指示Eo が三角
波電圧Es を越えたときにハイレベルとなるスイッチン
グパルスPを作成し、これを2つのインバータスイッチ
ング素子Q1 、Q2 に同時に与えてオン動作させ、次に
2つのインバータスイッチング素子Q3 、Q4 に同時に
与えてオン動作させ、これらの動作を繰り返してスイッ
チング動作させる。
【0073】このように上記第2の実施の形態において
は、インバータスイッチング方式のレーザ電源装置にお
いて上記第1の実施の形態と同様に、充電コンデンサ2
の充電電圧Ez を充電モニタ部10によりモニタし、こ
のモニタ電圧Ez の変動に応じて出力指示補正回路14
により出力指示電圧Ey を補正して高周波パルス列のデ
ューティ比を変化させるようにしたので、電源出力が充
電コンデンサ2の充電電圧Ez の変動の影響を受けずに
出力指示電圧の電源出力を維持でき、かつパルス出力の
安定性及び急峻な応答性が要求される場合でも出力指示
信号通りの出力電圧を得ることができる。 (3) 次に本発明の第3の実施の形態について図面を参照
して説明する。
は、インバータスイッチング方式のレーザ電源装置にお
いて上記第1の実施の形態と同様に、充電コンデンサ2
の充電電圧Ez を充電モニタ部10によりモニタし、こ
のモニタ電圧Ez の変動に応じて出力指示補正回路14
により出力指示電圧Ey を補正して高周波パルス列のデ
ューティ比を変化させるようにしたので、電源出力が充
電コンデンサ2の充電電圧Ez の変動の影響を受けずに
出力指示電圧の電源出力を維持でき、かつパルス出力の
安定性及び急峻な応答性が要求される場合でも出力指示
信号通りの出力電圧を得ることができる。 (3) 次に本発明の第3の実施の形態について図面を参照
して説明する。
【0074】図9はレーザ電源装置の構成図である。交
流電源20には、複数の小型スイッチング回路(小型ユ
ニット)21が接続されている。
流電源20には、複数の小型スイッチング回路(小型ユ
ニット)21が接続されている。
【0075】これら小型スイッチング回路21は、それ
ぞれ交流電源20からの交流電圧を直流電圧に変換した
後、この直流電圧をスイッチング素子の動作により高周
波パルス列に切り出す機能を有している。
ぞれ交流電源20からの交流電圧を直流電圧に変換した
後、この直流電圧をスイッチング素子の動作により高周
波パルス列に切り出す機能を有している。
【0076】これら小型スイッチング回路21は、図1
0に示す降圧型スイッチング方式又は図11に示すイン
バータスイッチング方式のレーザ電源回路である。この
うち降圧型スイッチング方式のレーザ電源回路は、図1
0に示すように商用トランス211を介して整流回路2
12が接続されている。この整流回路212には、充電
コンデンサ213が接続されるともにスイッチング素子
214が接続され、かつスイッチング素子214に対し
て各ダイオード215、216が接続されている。
0に示す降圧型スイッチング方式又は図11に示すイン
バータスイッチング方式のレーザ電源回路である。この
うち降圧型スイッチング方式のレーザ電源回路は、図1
0に示すように商用トランス211を介して整流回路2
12が接続されている。この整流回路212には、充電
コンデンサ213が接続されるともにスイッチング素子
214が接続され、かつスイッチング素子214に対し
て各ダイオード215、216が接続されている。
【0077】一方、インバータスイッチング方式のレー
ザ電源回路は、図11に示すように商用トランス211
を介して整流回路212が接続されている。この整流回
路212には、充電コンデンサ2が接続され、さらに4
個のインバータスイッチング素子Q10〜Q13が2個づつ
並列に接続され、かつこれらインバータスイッチング素
子Q10〜Q13の出力端子に4個の整流ダイオードD10〜
D13が2個づつ並列に接続されている。
ザ電源回路は、図11に示すように商用トランス211
を介して整流回路212が接続されている。この整流回
路212には、充電コンデンサ2が接続され、さらに4
個のインバータスイッチング素子Q10〜Q13が2個づつ
並列に接続され、かつこれらインバータスイッチング素
子Q10〜Q13の出力端子に4個の整流ダイオードD10〜
D13が2個づつ並列に接続されている。
【0078】これら小型スイッチング回路21は、接続
板22上において複数個直列又は並列に接続されてい
る。この接続板22は、1つ又は複数の小型スイッチン
グ回路21を直列又は並列のうちいずれか一方又は両方
に切り替え接続する接続形態切替手段としての機能を有
している。
板22上において複数個直列又は並列に接続されてい
る。この接続板22は、1つ又は複数の小型スイッチン
グ回路21を直列又は並列のうちいずれか一方又は両方
に切り替え接続する接続形態切替手段としての機能を有
している。
【0079】そして、接続板22の出力側には、この接
続板22により切り替え接続された小型スイッチング回
路21により切り出された高周波パルス列を平均化して
包絡出力するLCフィルタ回路23が接続されている。
続板22により切り替え接続された小型スイッチング回
路21により切り出された高周波パルス列を平均化して
包絡出力するLCフィルタ回路23が接続されている。
【0080】このLCフィルタ回路23は、インダクタ
24及びコンデンサ25から構成されるもので、その出
力電圧を励起ランプ6に供給する。制御回路25は、接
続板22上の接続スイッチをオープン/クローズさせる
機能と、小型スイッチング回路21内のスイッチング動
作を制御する機能を有している。
24及びコンデンサ25から構成されるもので、その出
力電圧を励起ランプ6に供給する。制御回路25は、接
続板22上の接続スイッチをオープン/クローズさせる
機能と、小型スイッチング回路21内のスイッチング動
作を制御する機能を有している。
【0081】この制御回路25は、図10に示す降圧型
スイッチング方式のレーザ電源回路に対し、スイッチン
グ素子214を動作させるためのスイッチングパルスの
デューティ比を決める出力指示信号が設定され、かつこ
の出力指示信号と予め設定された三角波電圧とを比較
し、出力指示信号が三角波電圧を越えたときにハイレベ
ルとなるスイッチングパルスPを作成し、これをスイッ
チング素子214に与える機能を有している。
スイッチング方式のレーザ電源回路に対し、スイッチン
グ素子214を動作させるためのスイッチングパルスの
デューティ比を決める出力指示信号が設定され、かつこ
の出力指示信号と予め設定された三角波電圧とを比較
し、出力指示信号が三角波電圧を越えたときにハイレベ
ルとなるスイッチングパルスPを作成し、これをスイッ
チング素子214に与える機能を有している。
【0082】なお、この制御回路25は、上記第1の実
施の形態と同様に、充電コンデンサ213の充電電圧を
モニタし、このモニタ電圧の変動に応じて出力指示電圧
を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させて
もよい。
施の形態と同様に、充電コンデンサ213の充電電圧を
モニタし、このモニタ電圧の変動に応じて出力指示電圧
を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させて
もよい。
【0083】又、制御回路25は、図11に示すインバ
ータスイッチング方式のレーザ電源回路に対し、例えば
2つのインバータスイッチング素子Q1 、Q2 を同時に
オン動作し、次に2つのインバータスイッチング素子Q
3 、Q4 を同時にオン動作し、これらの動作を繰り返し
行う機能を有している。
ータスイッチング方式のレーザ電源回路に対し、例えば
2つのインバータスイッチング素子Q1 、Q2 を同時に
オン動作し、次に2つのインバータスイッチング素子Q
3 、Q4 を同時にオン動作し、これらの動作を繰り返し
行う機能を有している。
【0084】この場合も、制御回路25は、上記第1の
実施の形態と同様に、充電コンデンサ213の充電電圧
をモニタし、このモニタ電圧の変動に応じて出力指示電
圧を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させ
てもよい。
実施の形態と同様に、充電コンデンサ213の充電電圧
をモニタし、このモニタ電圧の変動に応じて出力指示電
圧を補正して高周波パルス列のデューティ比を変化させ
てもよい。
【0085】次に上記の如く構成された装置の作用につ
いて説明する。各小型スイッチング回路21が図10に
示す降圧型スイッチング方式であれば、整流回路212
の整流出力が充電コンデンサ213に充電され、この状
態にスイッチング素子214が制御回路25によりスイ
ッチング動作する。このスイッチング素子214の動作
により直流電圧が高周波パルス列として切り出され、ダ
イオード216を通して出力される。
いて説明する。各小型スイッチング回路21が図10に
示す降圧型スイッチング方式であれば、整流回路212
の整流出力が充電コンデンサ213に充電され、この状
態にスイッチング素子214が制御回路25によりスイ
ッチング動作する。このスイッチング素子214の動作
により直流電圧が高周波パルス列として切り出され、ダ
イオード216を通して出力される。
【0086】一方、各小型スイッチング回路21が図1
1に示すインバータスイッチング方式であれば、整流回
路212の整流出力が充電コンデンサ213に充電さ
れ、この状態に各インバータスイッチング素子Q1 〜Q
4 が順次制御回路25によりスイッチング動作する。こ
れらインバータスイッチング素子Q1 〜Q4 の動作によ
り直流電圧は高周波パルス列として切り出され、この後
に各整流ダイオードD1〜D4 を通して出力される。
1に示すインバータスイッチング方式であれば、整流回
路212の整流出力が充電コンデンサ213に充電さ
れ、この状態に各インバータスイッチング素子Q1 〜Q
4 が順次制御回路25によりスイッチング動作する。こ
れらインバータスイッチング素子Q1 〜Q4 の動作によ
り直流電圧は高周波パルス列として切り出され、この後
に各整流ダイオードD1〜D4 を通して出力される。
【0087】これら各方式の小型スイッチング回路21
から出力された高周波パルス列は、LCフィルタ回路2
4を通して包絡出力され、励起ランプ6に供給される。
これら方式のいずれにしても各小型スイッチング回路2
1から出力される高周波パルス列の波高値は、商用トラ
ンス211の出力電圧によって決まり、例えば図12に
示すように100Vの出力電圧を整流して得られる電圧
141Vが波高値となる。この電圧141Vは、LCフ
ィルタ回路23を通った後、スイッチングの最大デュー
ティを乗算した値になる。例えばスイッチングの最大デ
ューティを0.75とすると、小型スイッチング回路2
1の1個当たりの最大出力電圧は、105Vとなる。
から出力された高周波パルス列は、LCフィルタ回路2
4を通して包絡出力され、励起ランプ6に供給される。
これら方式のいずれにしても各小型スイッチング回路2
1から出力される高周波パルス列の波高値は、商用トラ
ンス211の出力電圧によって決まり、例えば図12に
示すように100Vの出力電圧を整流して得られる電圧
141Vが波高値となる。この電圧141Vは、LCフ
ィルタ回路23を通った後、スイッチングの最大デュー
ティを乗算した値になる。例えばスイッチングの最大デ
ューティを0.75とすると、小型スイッチング回路2
1の1個当たりの最大出力電圧は、105Vとなる。
【0088】これら小型スイッチング回路21の1個当
たりの最大出力電圧・電流は、商用トランス211の定
格の他に、電気部品の電圧・電流定格によっても制限さ
れる。ここでは、小型スイッチング回路21の1個当た
りの最大出力電流は110Aとする。
たりの最大出力電圧・電流は、商用トランス211の定
格の他に、電気部品の電圧・電流定格によっても制限さ
れる。ここでは、小型スイッチング回路21の1個当た
りの最大出力電流は110Aとする。
【0089】次に2種類の異なるインピーダンス特性k
o をもつ励起ランプ6を用いて最大レーザ出力10kW
を実現する方法について説明する。2種類の励起ランプ
6のインピーダンス特性ko の値を、例えば第1の励起
ランプ6としてko =20、第2の励起ランプ6として
ko =40とする。
o をもつ励起ランプ6を用いて最大レーザ出力10kW
を実現する方法について説明する。2種類の励起ランプ
6のインピーダンス特性ko の値を、例えば第1の励起
ランプ6としてko =20、第2の励起ランプ6として
ko =40とする。
【0090】ランプ注入電力に対するレーザ変換効率を
3%とすると、最大レーザ出力10kWのレーザ出力を
実現するには、励起ランプ6には333kWの電力を注
入しなければならない。
3%とすると、最大レーザ出力10kWのレーザ出力を
実現するには、励起ランプ6には333kWの電力を注
入しなければならない。
【0091】この際、レーザ電源回路に要求される最大
出力仕様は、第1の励起ランプ6で出力電圧511V、
出力電流652Aとなり、第2の励起ランプ6で出力電
圧811V、出力電流411Aとなる。このように励起
ランプ6のインピーダンス特性ko の値が異なると、同
じ出力レーザ出力様式でも、レーザ電源回路に要求され
る出力形態は大きく異なっている。
出力仕様は、第1の励起ランプ6で出力電圧511V、
出力電流652Aとなり、第2の励起ランプ6で出力電
圧811V、出力電流411Aとなる。このように励起
ランプ6のインピーダンス特性ko の値が異なると、同
じ出力レーザ出力様式でも、レーザ電源回路に要求され
る出力形態は大きく異なっている。
【0092】1つの小型スイッチング回路21は、最大
出力電圧105V、出力電流110A(出力電力11.
6kW)の能力を持っている。2種類の励起ランプ6に
対しては、各小型スイッチング回路21を接続板22に
よって、第1の励起ランプ6で5直列6並列、第2の励
起ランプ6で8直列4並列により接続すれば、最大レー
ザ出力10kWが実現される。
出力電圧105V、出力電流110A(出力電力11.
6kW)の能力を持っている。2種類の励起ランプ6に
対しては、各小型スイッチング回路21を接続板22に
よって、第1の励起ランプ6で5直列6並列、第2の励
起ランプ6で8直列4並列により接続すれば、最大レー
ザ出力10kWが実現される。
【0093】実際のレーザ電源装置では、使用する励起
ランプ6のインピーダンス特性koの値、ランプ注入電
力を制御回路25に入力し、この制御回路25により必
要とされる小型スイッチング回路21の直列・並列数を
算出する。制御回路25は、この小型スイッチング回路
21の直列・並列数の算出結果に基づいて接続板22上
の接続スイッチを切り替え、レーザ電源装置としての最
大出力電圧・電流を最適化する。
ランプ6のインピーダンス特性koの値、ランプ注入電
力を制御回路25に入力し、この制御回路25により必
要とされる小型スイッチング回路21の直列・並列数を
算出する。制御回路25は、この小型スイッチング回路
21の直列・並列数の算出結果に基づいて接続板22上
の接続スイッチを切り替え、レーザ電源装置としての最
大出力電圧・電流を最適化する。
【0094】レーザ電源回路の最大出力性能は、小型ス
イッチング回路21の使用数が多い第2の励起ランプ6
の場合でも、11.6kW×32個=371kWで済
む。従来の1負荷1回路のレーザ電源では、最大出力能
力が529kW必要だったことを考えると、コスト・小
型化という点で極めて優れている。
イッチング回路21の使用数が多い第2の励起ランプ6
の場合でも、11.6kW×32個=371kWで済
む。従来の1負荷1回路のレーザ電源では、最大出力能
力が529kW必要だったことを考えると、コスト・小
型化という点で極めて優れている。
【0095】このように上記第3の実施の形態において
は、直流電圧をスイッチング素子の動作により高周波パ
ルス列に切り出す複数の小型スイッチング回路21を備
え、これら小型スイッチング回路21のうち1つ又は複
数のスイッチング回路21を直列又は並列のうちいずれ
か一方又は両方に接続板22によって切り替え接続し、
この切り替え接続された小型スイッチング回路21によ
り切り出された高周波パルス列を平均化して包絡出力す
るようにしたので、励起ランプ6のインピーダンス特性
ko 値に合わせて最大出力電圧・電流を容易に可変で
き、多様なインピーダンス特性ko 値に対して所定の最
大レーザ出力を確保できる。
は、直流電圧をスイッチング素子の動作により高周波パ
ルス列に切り出す複数の小型スイッチング回路21を備
え、これら小型スイッチング回路21のうち1つ又は複
数のスイッチング回路21を直列又は並列のうちいずれ
か一方又は両方に接続板22によって切り替え接続し、
この切り替え接続された小型スイッチング回路21によ
り切り出された高周波パルス列を平均化して包絡出力す
るようにしたので、励起ランプ6のインピーダンス特性
ko 値に合わせて最大出力電圧・電流を容易に可変で
き、多様なインピーダンス特性ko 値に対して所定の最
大レーザ出力を確保できる。
【0096】実際には、制御回路25により励起ランプ
6のインピーダンス特性ko の値及びランプ注入電力を
入力して、小型スイッチング回路21の直列・並列数を
算出し、接続板22上の接続スイッチを切り替えてレー
ザ電源装置としての最大出力電圧及び最大電流を最適化
するので、ユーザにも使いやすいものとなる。
6のインピーダンス特性ko の値及びランプ注入電力を
入力して、小型スイッチング回路21の直列・並列数を
算出し、接続板22上の接続スイッチを切り替えてレー
ザ電源装置としての最大出力電圧及び最大電流を最適化
するので、ユーザにも使いやすいものとなる。
【0097】
【発明の効果】以上詳記したように本発明の請求項1〜
3によれば、パルス出力の安定性及び急峻な応答性が要
求される場合でも出力指示信号通りの出力電圧を得るこ
とができる電源装置を提供できる。
3によれば、パルス出力の安定性及び急峻な応答性が要
求される場合でも出力指示信号通りの出力電圧を得るこ
とができる電源装置を提供できる。
【0098】又、本発明の請求項4によれば、励起ラン
プのインピーダンス特性ko 値に合わせて最大出力電圧
・電流を容易に可変でき、多様なインピーダンス特性k
o 値に対して所定の最大レーザ出力を確保できる電源装
置を提供できる。
プのインピーダンス特性ko 値に合わせて最大出力電圧
・電流を容易に可変でき、多様なインピーダンス特性k
o 値に対して所定の最大レーザ出力を確保できる電源装
置を提供できる。
【図1】本発明に係わる降圧型スイッチング方式のレー
ザ電源装置の第1の実施の形態を示す構成図。
ザ電源装置の第1の実施の形態を示す構成図。
【図2】同装置おける充電モニタ部の具体的な構成図。
【図3】同装置おけるスイッチング制御回路の具体的な
構成図。
構成図。
【図4】同装置おける出力指示電圧補正回路の具体的な
構成図。
構成図。
【図5】充電コンデンサの充電電圧(500V)における出力
指示電圧に対する電源出力電圧を示す図。
指示電圧に対する電源出力電圧を示す図。
【図6】補正出力指示Eo と三角波電圧Es との比較を
示す図。
示す図。
【図7】充電コンデンサへの充電電圧が変動したときの
作用を示す図。
作用を示す図。
【図8】本発明に係わるインバータスイッチング方式の
レーザ電源装置の第2の実施の形態を示す構成図。
レーザ電源装置の第2の実施の形態を示す構成図。
【図9】本発明に係わるレーザ電源装置の第3の実施の
形態を示す構成図。
形態を示す構成図。
【図10】降圧型スイッチング方式の小型スイッチング
回路の具体的な構成図。
回路の具体的な構成図。
【図11】インバータスイッチング方式の小型スイッチ
ング回路の具体的な構成図。
ング回路の具体的な構成図。
【図12】小型スイッチング回路により得られる高周波
パルス列の波形図。
パルス列の波形図。
【図13】従来の降圧型スイッチング方式のレーザ電源
装置の構成図。
装置の構成図。
【図14】従来のインバータスイッチング方式のレーザ
電源装置の構成図。
電源装置の構成図。
【図15】充電電圧が一定の場合でのレーザ電源装置の
出力電圧を示す図。
出力電圧を示す図。
【図16】充電電圧が変動した場合でのレーザ電源装置
の出力電圧を示す図。
の出力電圧を示す図。
1…直流供給電源、 2…充電コンデンサ、 3…スイッチング素子、 4…インダクタ、 5…ダイオード、 6…励起ランプ、 10…充電モニタ部、 11,16…スイッチング制御回路、 12…出力波形データメモリ、 13…D/Aコンバータ、 14…出力指示電圧補正回路、 15…コンパレータ、 21…小型スイッチング回路(小型ユニット)、 22…接続板、 23…LCフィルタ回路、 25…制御回路。
Claims (4)
- 【請求項1】 直流電圧を出力指示電圧に応じたスイッ
チング素子の動作により高周波パルス列に切り出し、こ
の高周波パルス列を平均化して包絡出力する電源装置に
おいて、 前記直流電圧をモニタするモニタ手段と、 このモニタ手段によりモニタされた前記直流電圧の変動
に応じて前記出力指示電圧を補正する出力指示補正手段
と、を具備したことを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】 前記出力指示補正手段は、前記直流電圧
の変動に応じて前記高周波パルス列のデューティ比を変
化させることを特徴とする請求項1記載の電源装置。 - 【請求項3】 前記出力指示電圧をEy 、この出力指示
電圧Ey と比較して前記スイッチング素子を動作させる
スイッチングパルスを作成するための三角波電圧をE
x 、前記モニタされた直流電圧をEz とすると、前記出
力指示補正手段の補正出力指示電圧Eo は、 Eo =|−Ex ・Ey /Ez | であることを特徴とする請求項1記載の電源装置。 - 【請求項4】 直流電圧をスイッチング素子の動作によ
り高周波パルス列に切り出す複数のスイッチング回路
と、 これらスイッチング回路のうち1つ又は複数のスイッチ
ング回路を直列又は並列のうちいずれか一方又は両方に
切り替え接続する接続形態切替手段と、 この接続形態切替手段により切り替え接続された前記ス
イッチング回路により切り出された前記高周波パルス列
を平均化して包絡出力するフィルタ回路と、を具備した
ことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1280698A JPH11214775A (ja) | 1998-01-26 | 1998-01-26 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1280698A JPH11214775A (ja) | 1998-01-26 | 1998-01-26 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11214775A true JPH11214775A (ja) | 1999-08-06 |
Family
ID=11815646
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1280698A Pending JPH11214775A (ja) | 1998-01-26 | 1998-01-26 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH11214775A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002353545A (ja) * | 2001-03-21 | 2002-12-06 | Komatsu Ltd | 注入同期式又はmopa方式のレーザ装置 |
JP2009194954A (ja) * | 2008-02-12 | 2009-08-27 | Mitsubishi Electric Corp | レーザ電源装置 |
JP2015032766A (ja) * | 2013-08-06 | 2015-02-16 | キヤノン株式会社 | 被検体情報取得装置、レーザー装置および医療装置 |
WO2018096770A1 (ja) * | 2016-11-25 | 2018-05-31 | 富士フイルム株式会社 | 光音響計測装置 |
-
1998
- 1998-01-26 JP JP1280698A patent/JPH11214775A/ja active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002353545A (ja) * | 2001-03-21 | 2002-12-06 | Komatsu Ltd | 注入同期式又はmopa方式のレーザ装置 |
JP2009194954A (ja) * | 2008-02-12 | 2009-08-27 | Mitsubishi Electric Corp | レーザ電源装置 |
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US9819138B2 (en) | 2013-08-06 | 2017-11-14 | Canon Kabushiki Kaisha | Object information acquiring apparatus, laser apparatus, and medical apparatus |
WO2018096770A1 (ja) * | 2016-11-25 | 2018-05-31 | 富士フイルム株式会社 | 光音響計測装置 |
US11061001B2 (en) | 2016-11-25 | 2021-07-13 | Fujifilm Corporation | Photoacoustic measurement apparatus |
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