JP2000041381A - 電圧形ｐｗｍコンバータの電流制御方法 - Google Patents
電圧形ｐｗｍコンバータの電流制御方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御系を安定化
する。 【解決手段】電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御系の出
力にＬＣフィルタの共振角周波数近傍の固有角周波数を
持つ二次遅れフィルタを設けて、高域での位相進みを補
償する。 【効果】ＬＣ共振があっても安定な電流制御系を構成で
きる。
する。 【解決手段】電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御系の出
力にＬＣフィルタの共振角周波数近傍の固有角周波数を
持つ二次遅れフィルタを設けて、高域での位相進みを補
償する。 【効果】ＬＣ共振があっても安定な電流制御系を構成で
きる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電圧形ＰＷＭコンバ
ータの電流制御方法に係わり、特に、コンバータ電流に
含まれるＰＷＭ成分を除去するためのリアクトルとＬＣ
フィルタとの共振特性の影響により、閉ループ制御系が
不安定になることのない電流制御系を構成することにあ
る。
ータの電流制御方法に係わり、特に、コンバータ電流に
含まれるＰＷＭ成分を除去するためのリアクトルとＬＣ
フィルタとの共振特性の影響により、閉ループ制御系が
不安定になることのない電流制御系を構成することにあ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、電圧形ＰＷＭコンバータの制御方
法として、コンバータの出力である直流電圧を所望の大
きさに制御する直流電圧制御手段と、そのマイナールー
プ系にコンバータ電流を制御する電流制御手段を設け、
前記コンバータの出力電圧と出力電流とが、各々、所望
の指令値に一致するように制御する方式が知られてい
る。代表例として、平成８年電気学会全国大会の講演論
文集，Ｎo.７２９，ｐｐ.４−２９〜４−３０に記載の
「三相ＰＷＭコンバータの制御方式」がある。
法として、コンバータの出力である直流電圧を所望の大
きさに制御する直流電圧制御手段と、そのマイナールー
プ系にコンバータ電流を制御する電流制御手段を設け、
前記コンバータの出力電圧と出力電流とが、各々、所望
の指令値に一致するように制御する方式が知られてい
る。代表例として、平成８年電気学会全国大会の講演論
文集，Ｎo.７２９，ｐｐ.４−２９〜４−３０に記載の
「三相ＰＷＭコンバータの制御方式」がある。
【０００３】電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御では、
リアクトルとＬＣフィルタとの共振特性を考慮し、安定
な電流制御系を構成できるように電流制御周期や電流検
出遅れ特性，制御応答値などを設計する。このため、電
圧形ＰＷＭコンバータのPWM成分を除去するためのリア
クトルとＬＣフィルタとが与えられたとき、電流制御周
期をリアクトルとＬＣフィルタで決まる共振角周波数の
逆数より十分小さく設定することで、共振特性が電流制
御系に与える影響を低減する方式が用いられている。ま
た、ＬＣフィルタを構成するコンデンサと直列に抵抗器
を接続することで、リアクトルとＬＣフィルタとの共振
によるゲインピークの大きさを抑制し、安定な電流制御
系を構成する方式も知られている。更に、平成９年電気
学会全国大会の講演論文集，Ｎo.８２９，ｐｐ.４−８
１〜４−８２に記載の「電圧形PWMコンバータにおける系
統電流の振動についての検討」のように、ＬＣフィルタ
を構成するコンデンサの電圧を検出して電流制御系にフ
ィードバックすることによりＬＣ共振を抑制する方式も
提案されている。
リアクトルとＬＣフィルタとの共振特性を考慮し、安定
な電流制御系を構成できるように電流制御周期や電流検
出遅れ特性，制御応答値などを設計する。このため、電
圧形ＰＷＭコンバータのPWM成分を除去するためのリア
クトルとＬＣフィルタとが与えられたとき、電流制御周
期をリアクトルとＬＣフィルタで決まる共振角周波数の
逆数より十分小さく設定することで、共振特性が電流制
御系に与える影響を低減する方式が用いられている。ま
た、ＬＣフィルタを構成するコンデンサと直列に抵抗器
を接続することで、リアクトルとＬＣフィルタとの共振
によるゲインピークの大きさを抑制し、安定な電流制御
系を構成する方式も知られている。更に、平成９年電気
学会全国大会の講演論文集，Ｎo.８２９，ｐｐ.４−８
１〜４−８２に記載の「電圧形PWMコンバータにおける系
統電流の振動についての検討」のように、ＬＣフィルタ
を構成するコンデンサの電圧を検出して電流制御系にフ
ィードバックすることによりＬＣ共振を抑制する方式も
提案されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来技術で
は、電流制御系をマイコンやディジタルシグナルプロセ
ッサ（ＤＳＰ）で構成したとき、ＬＣ共振の影響により
電流制御系が不安定にならないようにするためにはサン
プリング周期を非常に短く設定する必要がある。このた
め、高速の制御装置やＡ／Ｄ(Analog to Digital）変換
器が必要となるという問題点がある。また、ＬＣフィル
タを構成するコンデンサと直列に抵抗器を挿入する方式
では、コンデンサと直列に接続される抵抗器により損失
が発生し、特に、変換器容量の大きい電圧形ＰＷＭコン
バータでは、この損失が無視できなくなるという問題点
がある。更に、ＬＣフィルタを構成するコンデンサの電
圧を検出して共振を抑制する方式では、コンデンサ電圧
を検出して制御するための電圧検出器や回路が新たに必
要となるという問題点がある。
は、電流制御系をマイコンやディジタルシグナルプロセ
ッサ（ＤＳＰ）で構成したとき、ＬＣ共振の影響により
電流制御系が不安定にならないようにするためにはサン
プリング周期を非常に短く設定する必要がある。このた
め、高速の制御装置やＡ／Ｄ(Analog to Digital）変換
器が必要となるという問題点がある。また、ＬＣフィル
タを構成するコンデンサと直列に抵抗器を挿入する方式
では、コンデンサと直列に接続される抵抗器により損失
が発生し、特に、変換器容量の大きい電圧形ＰＷＭコン
バータでは、この損失が無視できなくなるという問題点
がある。更に、ＬＣフィルタを構成するコンデンサの電
圧を検出して共振を抑制する方式では、コンデンサ電圧
を検出して制御するための電圧検出器や回路が新たに必
要となるという問題点がある。
【０００５】本発明は、上記の問題点を考慮してなされ
たものであり、安定な電流制御系を得ることを目的とす
る。
たものであり、安定な電流制御系を得ることを目的とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明による電圧形ＰＷ
Ｍコンバータの電流制御方法においては、電流制御系の
出力に二次遅れフィルタを設ける。また、二次遅れフィ
ルタと等価な手段として、電流検出値を一次遅れフィル
タと高域通過フィルタで補償する手段が有る。好ましく
は、電流制御系の出力に設けた二次遅れフィルタは、そ
の固有角周波数がＬＣフィルタの共振角周波数の近傍と
なるように設定する。ここで、二次遅れフィルタの分子
の減衰係数を分母の減衰係数に対して小さく設定する。
Ｍコンバータの電流制御方法においては、電流制御系の
出力に二次遅れフィルタを設ける。また、二次遅れフィ
ルタと等価な手段として、電流検出値を一次遅れフィル
タと高域通過フィルタで補償する手段が有る。好ましく
は、電流制御系の出力に設けた二次遅れフィルタは、そ
の固有角周波数がＬＣフィルタの共振角周波数の近傍と
なるように設定する。ここで、二次遅れフィルタの分子
の減衰係数を分母の減衰係数に対して小さく設定する。
【０００７】二次遅れフィルタはその固有角周波数を越
える角周波数領域で位相進み特性を持つ。この位相改善
特性により、ＬＣフィルタの共振角周波数近傍での位相
遅れを改善でき、ＬＣフィルタによるゲインピークがあ
っても電流制御系を安定化できる。また、電流検出値を
一次遅れフィルタと高域通過フィルタで補償して電流制
御に用いることで、同様に、ＬＣ共振近傍での位相を改
善でき、電流制御系を安定化できる。
える角周波数領域で位相進み特性を持つ。この位相改善
特性により、ＬＣフィルタの共振角周波数近傍での位相
遅れを改善でき、ＬＣフィルタによるゲインピークがあ
っても電流制御系を安定化できる。また、電流検出値を
一次遅れフィルタと高域通過フィルタで補償して電流制
御に用いることで、同様に、ＬＣ共振近傍での位相を改
善でき、電流制御系を安定化できる。
【０００８】
【発明の実施の形態】本発明の実施例を図１により説明
する。交流電源１と三相電圧形ＰＷＭコンバータ２との
間に三相リアクトル４と、リアクトルとコンデンサとか
ら構成される三相ＬＣフィルタ５が設けられている。制
御装置６では直流負荷に供給する直流電圧Ｖdcと、コン
バータの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、ＰＷＭコ
ンバータ２へのＰＷＭ信号を出力する。
する。交流電源１と三相電圧形ＰＷＭコンバータ２との
間に三相リアクトル４と、リアクトルとコンデンサとか
ら構成される三相ＬＣフィルタ５が設けられている。制
御装置６では直流負荷に供給する直流電圧Ｖdcと、コン
バータの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、ＰＷＭコ
ンバータ２へのＰＷＭ信号を出力する。
【０００９】制御装置６では、直流電圧Ｖdcを直流電圧
指令値Ｖdcr に一致するよう制御する電圧制御系と、そ
のマイナーループ系に各相毎の電流制御系とが設けられ
ている。電圧制御系では、ＰＷＭコンバータ２の直流電
圧Ｖdcを低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６０１を介して取
り込んだ検出値と直流電圧指令値Ｖdcr との偏差を加算
器６０５により演算し、その出力を比例積分補償器（Ｐ
Ｉ）６０６で演算する。この結果を座標変換器６０７で
各相の電流指令値に変換する。一方、ＰＷＭコンバータ
の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、各相毎に低域通過フィ
ルタ(ＬＰＦ)６０８，６０９，６１０を介して取り込ま
れ、前記電圧制御系の出力を座標変換した結果との偏差
が、各相毎に加算器６０８，６０９，６１０により演算
される。その結果を比例積分補償器（ＰＩ）６１１，６
１２，６１３で演算した結果として、ＰＷＭコンバータ
２への電圧指令値が演算される。ここで、リアクトル４
とＬＣフィルタ５との共振の影響を除去するための二次
遅れフィルタ（ＦＩＬ）６１４，６１５，６１６を各相
毎に設け、前記二次遅れフィルタの出力をＰＷＭコンバ
ータ２への電圧指令値とする。演算された電圧指令値は
ＰＷＭ制御６１７によりパルス幅変調信号に変換され
て、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子へのゲート信
号となる。ここで、二次遅れフィルタは次式のような伝
達特性で与えられる。
指令値Ｖdcr に一致するよう制御する電圧制御系と、そ
のマイナーループ系に各相毎の電流制御系とが設けられ
ている。電圧制御系では、ＰＷＭコンバータ２の直流電
圧Ｖdcを低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６０１を介して取
り込んだ検出値と直流電圧指令値Ｖdcr との偏差を加算
器６０５により演算し、その出力を比例積分補償器（Ｐ
Ｉ）６０６で演算する。この結果を座標変換器６０７で
各相の電流指令値に変換する。一方、ＰＷＭコンバータ
の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、各相毎に低域通過フィ
ルタ(ＬＰＦ)６０８，６０９，６１０を介して取り込ま
れ、前記電圧制御系の出力を座標変換した結果との偏差
が、各相毎に加算器６０８，６０９，６１０により演算
される。その結果を比例積分補償器（ＰＩ）６１１，６
１２，６１３で演算した結果として、ＰＷＭコンバータ
２への電圧指令値が演算される。ここで、リアクトル４
とＬＣフィルタ５との共振の影響を除去するための二次
遅れフィルタ（ＦＩＬ）６１４，６１５，６１６を各相
毎に設け、前記二次遅れフィルタの出力をＰＷＭコンバ
ータ２への電圧指令値とする。演算された電圧指令値は
ＰＷＭ制御６１７によりパルス幅変調信号に変換され
て、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子へのゲート信
号となる。ここで、二次遅れフィルタは次式のような伝
達特性で与えられる。
【００１０】
【数１】
【００１１】ここで、ｓはラプラス演算子、ωnn，ｚn
n，ｚrrは、二次遅れフィルタの特性を決める係数をそ
れぞれ表す。
n，ｚrrは、二次遅れフィルタの特性を決める係数をそ
れぞれ表す。
【００１２】ここで、コンバータの出力電圧Ｖｃに対す
るコンバータ電流Ｉｃの特性は、リアクトルとＬＣフィ
ルタの伝達特性から図２に示す等価ブロック線図で記述
できる。ここで、ＬとＲ１はリアクトル４のインダクタ
ンス値とその抵抗分の値を、ＣｆとＲｆはＬＣフィルタ
５のコンデンサの容量値とその直列抵抗分の値を、Ｌｆ
とＲ２はＬＣフィルタのリアクトルのインダクタンス値
とその抵抗分の値を、それぞれ示す。また、ｓはラプラ
ス演算子を表す。この伝達特性の一例を図２（ｂ）のボ
ード線図に示す。図２（ｂ）のゲイン特性から明らかな
ように、Ｌ，Ｃｆ，Ｌｆで決まる共振角周波数ωｆでゲ
インのピークがある。
るコンバータ電流Ｉｃの特性は、リアクトルとＬＣフィ
ルタの伝達特性から図２に示す等価ブロック線図で記述
できる。ここで、ＬとＲ１はリアクトル４のインダクタ
ンス値とその抵抗分の値を、ＣｆとＲｆはＬＣフィルタ
５のコンデンサの容量値とその直列抵抗分の値を、Ｌｆ
とＲ２はＬＣフィルタのリアクトルのインダクタンス値
とその抵抗分の値を、それぞれ示す。また、ｓはラプラ
ス演算子を表す。この伝達特性の一例を図２（ｂ）のボ
ード線図に示す。図２（ｂ）のゲイン特性から明らかな
ように、Ｌ，Ｃｆ，Ｌｆで決まる共振角周波数ωｆでゲ
インのピークがある。
【００１３】
【数２】 ωｆ＝１／ＳＱＲＴ(Ｌ・Ｌｆ・Ｃｆ／（Ｌ＋Ｌｆ)) …（数２） ここで、ＳＱＲＴは平方根を表す。このとき、共振角周
波数ωｆではコンバータ電圧Ｖｃに対するコンバータ電
流Ｉｃの位相遅れは−９０度となる。このため、周波数
近傍で検出遅れや制御遅れ、サンプリング制御での演算
遅れなどがあると位相遅れが−１８０度以上となり、共
振によるゲインピークの影響でコンバータの電流制御系
を安定に構成することが出来なくなる。
波数ωｆではコンバータ電圧Ｖｃに対するコンバータ電
流Ｉｃの位相遅れは−９０度となる。このため、周波数
近傍で検出遅れや制御遅れ、サンプリング制御での演算
遅れなどがあると位相遅れが−１８０度以上となり、共
振によるゲインピークの影響でコンバータの電流制御系
を安定に構成することが出来なくなる。
【００１４】これに対し、数２に示す特性を持つ二次遅
れフィルタを電流制御系の出力に設けたとき、電流制御
系の比例積分器６１１と二次遅れフィルタ６１４を結合
した伝達特性を図３（ａ）に示す。ここで、ωnnは二次
遅れフィルタの固有角周波数、ｚnnおよびｚrrはそれぞ
れ、分母および分子の減衰係数をそれぞれ表わす。ま
た、ｋｐは比例積分器の比例ゲインを表す。ここで、二
次遅れフィルタの固有角周波数ωnnをリアクトルとＬＣ
フィルタで決まる共振角周波数ωｆの近傍に、減衰係数
ｚnnに対して減衰係数ｚrrを小さく設定することによ
り、図３（ｂ）のボード線図に示すようなゲイン，位相
特性を構成できる。これにより、共振角周波数ωｆを越
える周波数領域での位相を進ませる効果があるため、電
流制御系の応答を低下させることなく電流制御系を安定
化できる。このような、二次遅れフィルタは、演算増幅
器を用いたアナログ回路や、マイコンによるディジタル
演算により容易に実現できる。
れフィルタを電流制御系の出力に設けたとき、電流制御
系の比例積分器６１１と二次遅れフィルタ６１４を結合
した伝達特性を図３（ａ）に示す。ここで、ωnnは二次
遅れフィルタの固有角周波数、ｚnnおよびｚrrはそれぞ
れ、分母および分子の減衰係数をそれぞれ表わす。ま
た、ｋｐは比例積分器の比例ゲインを表す。ここで、二
次遅れフィルタの固有角周波数ωnnをリアクトルとＬＣ
フィルタで決まる共振角周波数ωｆの近傍に、減衰係数
ｚnnに対して減衰係数ｚrrを小さく設定することによ
り、図３（ｂ）のボード線図に示すようなゲイン，位相
特性を構成できる。これにより、共振角周波数ωｆを越
える周波数領域での位相を進ませる効果があるため、電
流制御系の応答を低下させることなく電流制御系を安定
化できる。このような、二次遅れフィルタは、演算増幅
器を用いたアナログ回路や、マイコンによるディジタル
演算により容易に実現できる。
【００１５】以上述べたように、本実施例によれば、電
流制御系の出力に簡易な二次遅れフィルタを挿入するこ
とで、電流制御遅れがあっても、ＬＣ共振による不安定
現象を招くことなく、安定な電流制御系を構成できると
いう効果がある。
流制御系の出力に簡易な二次遅れフィルタを挿入するこ
とで、電流制御遅れがあっても、ＬＣ共振による不安定
現象を招くことなく、安定な電流制御系を構成できると
いう効果がある。
【００１６】次に、本発明による第２の実施例を図４に
より説明する。第１の実施例と異なる点は、電流制御系
の出力側に設ける二次遅れフィルタの代わりに、電流検
出値の一次遅れ補償と高域通過フィルタ補償した結果を
電流制御系の結果に加算し、それを電圧形ＰＷＭコンバ
ータへの電圧指令値にしたところにある。すなわち、図
４において、ＰＷＭコンバータの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，
Ｉｗは、各相毎に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６０８，
６０９，６１０を介して取り込まれ、前記電圧制御系の
出力を座標変換した結果との偏差が、各相毎に加算器６
０８，６０９，６１０により演算される。その結果を比
例積分補償器（ＰＩ）６１１，６１２，６１３で演算し
た結果として、ＰＷＭコンバータ２への電圧指令値が演
算される。一方、各相毎に低域通過フィルタ(ＬＰＦ)６
０８，６０９，６１０を介して取り込まれた電流検出値
に対して、低域通過フィルタ６１４１,６１５１,６１６
１により所定の高周波領域で位相を遅らし、次に、高域
通過フィルタ６１４２，６１５２，６１６２により、所
定の周波数以上で位相を進ます演算が実行される。この
結果を、各相毎に、比例積分器６１１，６１２，６１３
の演算結果から、加算器６１４３，６１５３，６１６３
により減算して、ＰＷＭコンバータ２に対する各相毎の
電圧指令値とする。
より説明する。第１の実施例と異なる点は、電流制御系
の出力側に設ける二次遅れフィルタの代わりに、電流検
出値の一次遅れ補償と高域通過フィルタ補償した結果を
電流制御系の結果に加算し、それを電圧形ＰＷＭコンバ
ータへの電圧指令値にしたところにある。すなわち、図
４において、ＰＷＭコンバータの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，
Ｉｗは、各相毎に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６０８，
６０９，６１０を介して取り込まれ、前記電圧制御系の
出力を座標変換した結果との偏差が、各相毎に加算器６
０８，６０９，６１０により演算される。その結果を比
例積分補償器（ＰＩ）６１１，６１２，６１３で演算し
た結果として、ＰＷＭコンバータ２への電圧指令値が演
算される。一方、各相毎に低域通過フィルタ(ＬＰＦ)６
０８，６０９，６１０を介して取り込まれた電流検出値
に対して、低域通過フィルタ６１４１,６１５１,６１６
１により所定の高周波領域で位相を遅らし、次に、高域
通過フィルタ６１４２，６１５２，６１６２により、所
定の周波数以上で位相を進ます演算が実行される。この
結果を、各相毎に、比例積分器６１１，６１２，６１３
の演算結果から、加算器６１４３，６１５３，６１６３
により減算して、ＰＷＭコンバータ２に対する各相毎の
電圧指令値とする。
【００１７】このとき、電流検出値に対するコンバータ
電圧指令値への伝達特性は、各相毎に、図５のように表
わせる。ここで、ｋｐは比例積分器６１１の比例ゲイ
ン、Ｔlag は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６１４１の一
次遅れ時定数、ｋaa・Ｔaaは高域通過フィルタ（ＨＰ
Ｆ）６１４２の微分ゲイン、Ｔaaは同じく高域通過フィ
ルタ（ＨＰＦ）６１４２の一次遅れ時定数をそれぞれ表
す。また、ここで、ｓはすでに述べたようにラプラス演
算子を表す。ここで、伝達関数の等価性から、図５の伝
達特性は、図３に示す比例積分器６１１と二次遅れフィ
ルタ６１４との伝達特性と同じ特性を示し、両者の係数
には次式の関係がある。
電圧指令値への伝達特性は、各相毎に、図５のように表
わせる。ここで、ｋｐは比例積分器６１１の比例ゲイ
ン、Ｔlag は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６１４１の一
次遅れ時定数、ｋaa・Ｔaaは高域通過フィルタ（ＨＰ
Ｆ）６１４２の微分ゲイン、Ｔaaは同じく高域通過フィ
ルタ（ＨＰＦ）６１４２の一次遅れ時定数をそれぞれ表
す。また、ここで、ｓはすでに述べたようにラプラス演
算子を表す。ここで、伝達関数の等価性から、図５の伝
達特性は、図３に示す比例積分器６１１と二次遅れフィ
ルタ６１４との伝達特性と同じ特性を示し、両者の係数
には次式の関係がある。
【００１８】
【数３】 ωnn＝ＳＱＲＴ(１／(Ｔlag・Ｔaa)) …（数３）
【００１９】
【数４】 ｚnn＝(Ｔlag＋Ｔaa)／(Ｔlag・Ｔaa・２ωnn) …（数４）
【００２０】
【数５】 ｚrr＝((Ｔlag＋Ｔaa)−(ｋaa／ｋｐ)Ｔaa)／(Ｔlag・Ｔaa・２ωnn) …（数５） したがって、図５の補償要素は、等価的に二次遅れフィ
ルタを設けたのと等価になる。このように、一次遅れと
高域通過フィルタに分離して補償することで、高い周波
数領域での位相進み補償を安定に演算できるという利点
がある。
ルタを設けたのと等価になる。このように、一次遅れと
高域通過フィルタに分離して補償することで、高い周波
数領域での位相進み補償を安定に演算できるという利点
がある。
【００２１】以上、述べたように、本実施例によれば、
一次補償の組み合わせにより、等価的に二次遅れフィル
タ補償を実行でき、演算誤差の影響を低減できるという
効果がある。
一次補償の組み合わせにより、等価的に二次遅れフィル
タ補償を実行でき、演算誤差の影響を低減できるという
効果がある。
【００２２】また、図３に示した実施例の変形により、
第３の実施例として、図６が得られる。図３と異なると
ころは、電流指令値と電流検出値との偏差の演算の後に
低域通過フィルタと高域通過フィルタの補償を設けるの
ではなく、電流検出値に対して低域通過フィルタと高域
通過フィルタの補償を実行し、その結果を、比例積分器
の演算結果に対して加算する点にある。すなわち、図４
において、ＰＷＭコンバータの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉ
ｗは、各相毎に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６０８，６
０９，６１０を介して取り込まれ、前記電圧制御系の出
力を座標変換した結果との偏差が、各相毎に加算器６０
８，６０９，６１０により演算される。その結果を比例
積分補償器（ＰＩ）６１１，６１２，６１３で演算した
結果として、ＰＷＭコンバータ２への電圧指令値が演算
される。一方、各相毎に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６
０８，６０９，６１０を介して取り込まれた電流検出値
に対して、低域通過フィルタ６１４１，６１５１，６１
６１により所定の高周波領域で位相を遅らし、次に、高
域通過フィルタ６１４２，６１５２，６１６２により、
所定の周波数以上で位相を進ます演算が実行される。こ
の結果を各相毎に、比例積分器６１１，６１２，６１３
の演算結果と、加算器６１４３，６１５３，６１６３と
加算して、ＰＷＭコンバータ２に対する各相毎の電圧指
令値とする。本実施例でも、電流検出値に対する電圧指
令値への伝達特性は、図３の実施例と同じであり、同様
にＬＣフィルタによる共振特性を共振角周波数近傍での
位相進み補償により安定化できる。
第３の実施例として、図６が得られる。図３と異なると
ころは、電流指令値と電流検出値との偏差の演算の後に
低域通過フィルタと高域通過フィルタの補償を設けるの
ではなく、電流検出値に対して低域通過フィルタと高域
通過フィルタの補償を実行し、その結果を、比例積分器
の演算結果に対して加算する点にある。すなわち、図４
において、ＰＷＭコンバータの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉ
ｗは、各相毎に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６０８，６
０９，６１０を介して取り込まれ、前記電圧制御系の出
力を座標変換した結果との偏差が、各相毎に加算器６０
８，６０９，６１０により演算される。その結果を比例
積分補償器（ＰＩ）６１１，６１２，６１３で演算した
結果として、ＰＷＭコンバータ２への電圧指令値が演算
される。一方、各相毎に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６
０８，６０９，６１０を介して取り込まれた電流検出値
に対して、低域通過フィルタ６１４１，６１５１，６１
６１により所定の高周波領域で位相を遅らし、次に、高
域通過フィルタ６１４２，６１５２，６１６２により、
所定の周波数以上で位相を進ます演算が実行される。こ
の結果を各相毎に、比例積分器６１１，６１２，６１３
の演算結果と、加算器６１４３，６１５３，６１６３と
加算して、ＰＷＭコンバータ２に対する各相毎の電圧指
令値とする。本実施例でも、電流検出値に対する電圧指
令値への伝達特性は、図３の実施例と同じであり、同様
にＬＣフィルタによる共振特性を共振角周波数近傍での
位相進み補償により安定化できる。
【００２３】以上、述べたように、本実施例によれば、
電流検出値のみに対して、低域通過フィルタと高域通過
フィルタによる補償を実行できるので、電流制御の主な
制御演算である比例積分制御と分離して二次遅れフィル
タ補償を実行でき、制御系の調整が容易に実行できると
いう利点がある。
電流検出値のみに対して、低域通過フィルタと高域通過
フィルタによる補償を実行できるので、電流制御の主な
制御演算である比例積分制御と分離して二次遅れフィル
タ補償を実行でき、制御系の調整が容易に実行できると
いう利点がある。
【００２４】次に、第４の実施例での補償要素の構成を
図７に示す。高域通過フィルタ6142の演算をサンプリン
グ周期毎の差分演算で近似して実行している。これによ
り、ディジタル制御の場合でも、アナログ回路での補償
を併用することなく、安定な位相進み補償を達成でき
る。
図７に示す。高域通過フィルタ6142の演算をサンプリン
グ周期毎の差分演算で近似して実行している。これによ
り、ディジタル制御の場合でも、アナログ回路での補償
を併用することなく、安定な位相進み補償を達成でき
る。
【００２５】以上、述べたように、本実施例によれば、
マイコンやディジタルシグナルプロセッサなどのディジ
タル演算に適した高域での位相進み補償を達成できると
いう効果がある。
マイコンやディジタルシグナルプロセッサなどのディジ
タル演算に適した高域での位相進み補償を達成できると
いう効果がある。
【００２６】次に、第５の実施例を図８に示す。低域通
過フィルタ６１４１を一次遅れ補償とし、その特性をサ
ンプリング周期毎の遅延演算で置き換えた。等価的に一
次遅れ特性を達成できる。
過フィルタ６１４１を一次遅れ補償とし、その特性をサ
ンプリング周期毎の遅延演算で置き換えた。等価的に一
次遅れ特性を達成できる。
【００２７】以上、述べたように、本実施例によれば、
サンプリング周期を高くすることなく、高域での位相進
み補償を安定に達成できるという利点がある。
サンプリング周期を高くすることなく、高域での位相進
み補償を安定に達成できるという利点がある。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、ＬＣフィルタ特性に固
有な共振特性があっても安定な電流制御系を構成でき
る。また、電流制御系をディジタル制御により実行する
場合での高域での位相遅れを安定に補償できる。
有な共振特性があっても安定な電流制御系を構成でき
る。また、電流制御系をディジタル制御により実行する
場合での高域での位相遅れを安定に補償できる。
【図１】第１の実施例の構成図。
【図２】ＬＣ共振の特性図。
【図３】二次遅れフィルタの特性図。
【図４】第２の実施例の構成図。
【図５】第２の実施例での補償要素。
【図６】第３の実施例の構成図。
【図７】第４の実施例での補償要素。
【図８】第５の実施例での補償要素。
２…電圧形ＰＷＭインバータ、４…リアクトル、５…Ｌ
Ｃフィルタ、６…制御装置、６１４,６１５,６１６…二
次遅れフィルタ、６１４２,６１５２,６１６２…高域通
過フィルタ。
Ｃフィルタ、６…制御装置、６１４,６１５,６１６…二
次遅れフィルタ、６１４２,６１５２,６１６２…高域通
過フィルタ。
フロントページの続き (72)発明者 叶田 玲彦 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 酒井 慶次郎 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H006 AA06 CA01 CB01 CB08 CC06 DA02 DB02 DC02
Claims (5)
- 【請求項１】交流電源との間にリアクトル及びＬＣフィ
ルタを備える電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御方法に
おいて、電流制御手段によりコンバータ側の出力電流の
検出値が電流指令値に一致するようにコンバータ電流を
制御し、前記電流制御手段の出力を二次遅れフィルタで
補償することを特徴とする電圧形ＰＷＭコンバータの電
流制御方法。 - 【請求項２】請求項１において、前記二次遅れフィルタ
の分母と分子の固有角周波数を、前記リアクトルとＬＣ
フィルタとで決まる共振角周波数近傍に設定し、前記二
次遅れフィルタの分子の減衰係数を分母の減衰係数より
小さく設定することを特徴とする電圧形ＰＷＭコンバー
タの電流制御方法。 - 【請求項３】交流電源との間にリアクトル及びＬＣフィ
ルタを備える電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御方法に
おいて、電流制御手段によりコンバータ側の出力電流の
検出値が電流指令値に一致するようにコンバータ電流を
制御し、前記検出値を一次遅れフィルタと高域通過フィ
ルタとで補償し、前記電流制御手段の出力に前記補償の
結果を加算することを特徴とする電圧形ＰＷＭコンバー
タの電流制御方法。 - 【請求項４】請求項３において、前記高域通過フィルタ
としてサンプリング周期毎の差分演算を用いることを特
徴とする電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御方法。 - 【請求項５】請求項３において、前記一次遅れフィルタ
としてサンプリング周期毎の遅延演算を用いることを特
徴とする電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10204694A JP2000041381A (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 電圧形ｐｗｍコンバータの電流制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10204694A JP2000041381A (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 電圧形ｐｗｍコンバータの電流制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000041381A true JP2000041381A (ja) | 2000-02-08 |
Family
ID=16494772
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10204694A Pending JP2000041381A (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 電圧形ｐｗｍコンバータの電流制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000041381A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100434283B1 (ko) * | 2001-10-19 | 2004-06-05 | 엘지전자 주식회사 | 3상 정류 제어장치 |
| US8810176B2 (en) | 2011-06-03 | 2014-08-19 | Denso Corporation | Converter control device for vehicle |
| US8884564B2 (en) | 2011-03-11 | 2014-11-11 | Denso Corporation | Voltage converter and voltage converter system including voltage converter |
-
1998
- 1998-07-21 JP JP10204694A patent/JP2000041381A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100434283B1 (ko) * | 2001-10-19 | 2004-06-05 | 엘지전자 주식회사 | 3상 정류 제어장치 |
| US8884564B2 (en) | 2011-03-11 | 2014-11-11 | Denso Corporation | Voltage converter and voltage converter system including voltage converter |
| US8810176B2 (en) | 2011-06-03 | 2014-08-19 | Denso Corporation | Converter control device for vehicle |
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