CN114567008A - 一种控制逆变器稳定输出的方法及系统 - Google Patents

一种控制逆变器稳定输出的方法及系统 Download PDF

Info

Publication number
CN114567008A
CN114567008A CN202210208782.2A CN202210208782A CN114567008A CN 114567008 A CN114567008 A CN 114567008A CN 202210208782 A CN202210208782 A CN 202210208782A CN 114567008 A CN114567008 A CN 114567008A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
loop
current
inverter
main circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210208782.2A
Other languages
English (en)
Inventor
施建强
赵宁宁
李双
牛秋实
徐梦溪
田峰敏
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing Institute of Technology
Original Assignee
Nanjing Institute of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing Institute of Technology filed Critical Nanjing Institute of Technology
Priority to CN202210208782.2A priority Critical patent/CN114567008A/zh
Publication of CN114567008A publication Critical patent/CN114567008A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/28—The renewable source being wind energy
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种控制逆变器稳定输出的方法及系统，获取电网电压，输入到预先构建的包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，输出稳定电压；包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的构建包括：获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型；采用改进的前馈解耦方式对数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环；根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。优点：能够有效抑制大扰动下逆变器的输出电压波动，提高系统的动态响应速度。

Description

一种控制逆变器稳定输出的方法及系统
技术领域
本发明涉及一种控制逆变器稳定输出的方法及系统，属于逆变器参数控制技术领域。
背景技术
大力发展清洁能源，用风电、光伏发电等可再生能源代替煤炭为主的火电，是我国能源领域落实“碳达峰、碳中和”目标的重要途径。三相LC型逆变器通常采用电流内环电压外环双闭环PI控制的方式，以提高VSI系统的控制精度和动态响应能力，其中，按电流内环被控量的不同，又可分为电感电流内环和电容电流内环控制。
电感电流内环和电容电流内环控制两种控制方式的电压跟踪效果相同，但是，将电容电流作为内环控制量时，电流内环中不包含负载电流的扰动信息，因此电容电流内环的抗负载扰动能力优于电感电流内环；而采用电感电流内环时，电感电流就是流过开关管的电流，对其限幅就可实现开关管的限流保护，因此电感电流内环的电流保护能力比电容电流内环强，同时，如果在控制系统中加入负载电流前馈，可以提高电感电流内环的抗负载扰动能力。因此，本文采用零极点对消的方式将电流内环等效为一阶惯性环节，利用对称最佳法，将电压外环的PI参数整定简化为对称系数k的整定，并且基于相角裕度和控制器带宽约束给出了k的取值范围，抑制了大扰动时VSI输出电压的波动。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是克服现有技术的缺陷，提供一种控制逆变器稳定输出的方法及系统。
为解决上述技术问题，本发明提供一种控制逆变器稳定输出的方法，包括：
获取电网电压，输入到预先构建的包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，输出稳定电压；
所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的构建包括：
获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型；
采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环；
根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
进一步的，所述获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型，包括：
所述LC型逆变器主电路采用三相全桥拓扑，逆变器的三个桥臂中点接LC滤波器，输出电压为滤波电容的端电压；
选取滤波电容电压即输出电压和滤波电感电流为控制对象，满足三相系统的参数一致，忽略滤波电容的寄生电阻，根据基尔霍夫电压电流定律，得到电路方程：
Figure BDA0003530199650000021
式(1)中，L为滤波电感，R为滤波电感L的寄生电阻，C为滤波电容，ia、ib、ic为滤波电感的三相电流，ioa、iob、ioc为逆变器输出电流，ua、ub、uc为逆变器桥臂中点电压，uoa、uob、uoc为逆变器输出电压，t为时间；
利用等幅值Park变换将式(1)从三相静止abc坐标系变换到两相旋转dq坐标系下的数学模型，可得
Figure BDA0003530199650000022
Figure BDA0003530199650000031
式(2)、式(3)中，id，iq、iod，ioq，ud，uq、uod、uoq分别为滤波电感电流、逆变器输出电流、逆变器桥臂中点电压、逆变器输出电压的d轴和q轴分量，ω为角频率。
进一步的，所述采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环，包括：
将电流环的闭环传递函数等效为一阶惯性环节，即：
Figure BDA0003530199650000032
式(6)中，Gci(s)为一阶惯性环节，s为自变量，τi为电流环的时间常数，
Figure BDA0003530199650000033
kip为电流内环比例系数，kii为电流内环积分系数，采用前馈解耦控制的思路实现电压控制解耦，令
Figure BDA0003530199650000034
式(7)中，idref为d轴的参考电流，iqref为q轴的参考电流，iud、iuq为电压环PI控制器的输出，即
Figure BDA0003530199650000035
式(8)中，kup和kui分别为电压环PI控制器的比例系数和积分系数，uodref、uoqref为d、q轴参考电压；
对式(7)作拉普拉斯变换后，将式(6)代入其中，得到考虑电流环的动态环节的电压环，如式(10)所示，
Figure BDA0003530199650000041
进一步的，所述根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，包括：
电流内环的开环传递函数为：
Figure BDA0003530199650000042
式中，Goi(s)为电流内环的开环传递函数，kip为电流内环比例系数，kii为电流内环积分系数；
Figure BDA0003530199650000043
τi的表达式：
Figure BDA0003530199650000044
式中，fs为逆变器的开关频率；
由式(6)得电压环的开环传递函数为：
Figure BDA0003530199650000045
式(14)中，Gou(s)为电压环的开环传递函数，kup为电压环比例系数，τu为积分时间常数；
由式(14)得到电压环的闭环传递函数为：
Figure BDA0003530199650000046
式中，Gcu(s)为电压环的闭环传递函数，b0为常数，b1为积分时间常数；
Figure BDA0003530199650000047
Figure BDA0003530199650000048
式(16)中k为对称系数，由式(15)(16)得
kup＝C/(k1/2τi)，τu＝kτi (17)
将式(17)代入式(14)得到化简后的电压环开环传递函数为：
Figure BDA0003530199650000051
电压环的开环剪切频率ωx满足：
Figure BDA0003530199650000052
式中，Gou(jωx)为电压环开环传递函数，j为复频域下阻抗角90°；
式(19)化简后求得
ωx＝1/(τik1/2) (20)
电压环的相角裕度γ为
γ＝∠Gou(jωx) (21)
由式(18)(20)(21)得
γ(k)＝arctan([(k-1)/(2k1/2)]) (22)
式中，γ(k)为相角裕度；
相角裕度γ(k)应取30°～60°，得：
3≤k≤13.9282 (23)
电压环的截止频率ωb为：
Figure BDA0003530199650000053
Figure BDA0003530199650000054
令h＝τiωb，将h代入式(25)经过化简后，得h和k满足以下关系：
k3h6+(k3-2k5/2)h4-(k2+2k3/2)h2-1＝0 (26)
内环带宽至少为外环带宽的2倍，则有
h＝τiωb≤0.5 (27)
由式(27)可知，为了满足带宽约束，有
k≥10.4721 (28)
再结合式(23)，得到满足带宽和相角裕度约束的k的取值范围为：
10.4721≤k≤13.9282 (29)
将二阶滤波环节与微分环节串联，得到微分环节的传递函数Gl(s)的表达式：
Figure BDA0003530199650000061
式(30)中，微分环节的传递函数Gl(s)相当于一个带通滤波器，ω0为带通滤波器的截止频率，ω0为外环带宽ωb的3～5倍；
根据电流内环的开环传递函数、电压环的开环传递函数以及微分环节的传递函数确定所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
进一步的，所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的控制过程，包括：
根据输入的电网电压和主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型计算得到uod、uoq、iod、ioq；
根据uod、uoq、iod、ioq以及获取的主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型的d、q轴参考电压计算得到主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型的d轴的参考电流和q轴的参考电流；
再通过电流内环传递函数Goi(s)和电压外环传递函数Gou(s)计算得到滤波电感电流的d轴和q轴分量；
通过微分环节传递函数Gl(s)抑制滤波电感电流的d轴和q轴分量的噪声，得到稳定后的dq坐标下的分量，然后再转换得到输出的稳定电压。
一种控制逆变器稳定输出的系统，包括：
获取模块，用于获取电网电压；
处理模块，用于将电网电压输入到预先构建的包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，输出稳定电压；
所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的构建包括：
获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型；
采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环；
根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
本发明所达到的有益效果：
采用零极点对消的方式将电流内环等效为一阶惯性环节；利用对称最佳法，将电压外环的PI参数整定简化为对称系数k的整定，并且基于相角裕度和控制器带宽约束给出了k的取值范围。为抑制大扰动时VSI输出电压的波动，提出了改进的前馈控制策略，本文所提的控制器参数整定方法计算简单，逆变器稳态性能好，具有较强的实用性，而且采用本文所提的改进前馈补偿策略，能有效抑制大扰动下逆变器的输出电压波动，提高系统的动态响应速度。
附图说明
图1是本发明提供的一种逆变器拓扑结构图；
图2是本发明提供的一种电压环改进解耦控制框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
一种控制逆变器稳定输出的方法，包括：
获取电网电压，输入到预先构建的包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，输出稳定电压；
所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的构建包括：
获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型；
采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环；
根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
进一步地，所述获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型，包括：
LC型逆变器主电路采用三相全桥拓扑，逆变器的三个桥臂中点接LC滤波器，输出电压为滤波电容的端电压。
选取滤波电容电压即输出电压和滤波电感电流为控制对象，假设三相系统的参数一致，忽略滤波电容的寄生电阻，根据图1和基尔霍夫电压电流定律，得到电路方程：
Figure BDA0003530199650000081
式(1)中，L为滤波电感，R为滤波电感L的寄生电阻，C为滤波电容，ia、ib、ic为滤波电感的三相电流，ioa、iob、ioc为逆变器输出电流，ua、ub、uc为逆变器桥臂中点电压，uoa、uob、uoc为逆变器输出电压，t为时间。
为了减少控制变量的数量，并能通过PI控制器实现对指令值的无静差跟踪，利用等幅值Park变换将式(1)从三相静止abc坐标系变换到两相旋转dq坐标系下，可得
Figure BDA0003530199650000082
Figure BDA0003530199650000091
式(2)(3)中，id，iq、iod、ioq、ud，uq、uod、uoq分别为滤波电感电流、逆变器输出电流、逆变器桥臂中点电压、逆变器输出电压的d轴和q轴分量，ω为角频率。
进一步地，所述LC型逆变器为了实现d、q轴分量的独立控制并且能更好的限制输出电流而采用电感电流内环、电压外环的控制策略。由式(2)(3)可知，Park变换在系统的d、q轴分量之间引入了强耦合，需要解耦。式(2)中，d、q轴电流除了受控制量ud、uq影响外，还受耦合电压ωLiq、-ωLid及输出电压uod、uoq影响，为了实现解耦控制，降低输出电压扰动对电流内环输出的影响，提高系统的跟随和抗扰性能，采用前馈解耦的方式，令
Figure BDA0003530199650000092
式(4)中，umd、umq为三相调制波um的d、q轴分量，kpwm为桥臂增益，对于SPWM逆变器，有
Figure BDA0003530199650000093
uid、uiq为电流环PI控制器的输出，即
Figure BDA0003530199650000094
式(5)中，kip和kii分别为电流环PI控制器的比例系数和积分系数，idref、iqref为d、q轴参考电流。由式(2)(4)可得电流内环的解耦控制。
进一步地，所述采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环，包括：
根据式(3)，d、q轴电压除了受控制量id、iq影响外，还受耦合电流ωCuoq、-ωCuod及输出电流iod、ioq影响，需要解耦。通过PI参数设计，可将电流环的闭环传递函数等效为一阶惯性环节，即：
Figure BDA0003530199650000101
式(6)中τi为电流环的时间常数，
Figure BDA0003530199650000102
τi的值很小，本实施例中为电流环的带宽角频率的1/10，此时，Gci(s)≈1，因此同样采用前馈解耦控制的思路实现电压控制解耦，令
Figure BDA0003530199650000103
式(7)中，idref为d轴的参考电流，iqref为q轴的参考电流，iud、iuq为电压环PI控制器的输出，即
Figure BDA0003530199650000104
式(8)中，kup和kui分别为电压环PI控制器的比例系数和积分系数，uodref、uoqref为d、q轴参考电压。
在逆变器稳态运行时，Gci(s)可以等效为一个比例环节，从而简化电压环的解耦设计。然而，当出现负载大扰动时，输出电流的变化率较大，呈现高频状态，这种情况下，为了减小暂态冲击和电压波动，Gci(s)不能简单的视为比例环节。基于上述分析，对电压环前馈解耦策略进行改进。
对式(3)作拉普拉斯变换后，将式(6)代入其中，得
Figure BDA0003530199650000105
其中，uod(s)和uoq(s)分别为逆变器输出电压的d轴和q轴分量函数，idref(s)和iqref(s)分别为d轴和q轴的参考电流函数，iod(s)和ioq(s)分别为逆变器输出电流的d轴和q轴分量函数；
对式(7)作拉普拉斯变换后，将式(6)代入其中，得到考虑电流环的动态环节的电压环，如式(10)所示，
Figure BDA0003530199650000111
将式(10)代入式(9)，可以发现式(10)所示的电压环改进前馈解耦策略可以达到解耦的效果，并且考虑了电流环的动态环节。
进一步地，所述的电流内环的PI参数设计，实现微分环节。按“先内环，再外环”的设计原则，首先设计电流内环的控制器参数，忽略电流信号采样延迟和PWM控制的小惯性特性，可得电流内环的开环传递函数为：
Figure BDA0003530199650000112
式中，Goi(s)为电流内环的开环传递函数，kip为电流内环比例系数，kii为电流内环积分系数；
Figure BDA0003530199650000113
传递函数在
Figure BDA0003530199650000114
处有一个稳定极点，这个极点通常很接近坐标原点，导致系统的响应速度较慢，因此通过PI控制器的零点消去该极点。令
Figure BDA0003530199650000115
此时系统的闭环传递函数如式(6)所示，电流环PI控制器的设计式为：
Figure BDA0003530199650000116
电流环的带宽
Figure BDA0003530199650000117
要远小于逆变器的开关角频率，同时为了保证电流环的快速跟随性能，τi的取值应该足够小，取电流环的带宽为逆变器开关角频率的
Figure BDA0003530199650000118
得到τi的表达式：
Figure BDA0003530199650000121
式(13)中，fs为逆变器的开关频率。
进一步地，所述的电压外环的PI参数设计，实现微分环节。忽略电压信号的采样延迟，由式(6)可得电压环的开环传递函数为
Figure BDA0003530199650000122
式(14)中，
Figure BDA0003530199650000123
是一个Ⅱ型系统，按照“对称最佳”的方法设计参数。
由式(14)得到电压环的闭环传递函数为：
Figure BDA0003530199650000124
式中，Gcu(s)为电压环的闭环传递函数，b0为常数，b1为积分时间常数，b2和b3为其后边公式的简化符号；
Figure BDA0003530199650000125
式(16)中k为对称系数，由式(15)(16)可得
kup＝C/(k1/2τi),τu＝kτi (17)
将式(17)代入式(14)可得化简后的电压环开环传递函数为：
Figure BDA0003530199650000126
电压环的开环剪切频率ωx满足：
Figure BDA0003530199650000127
化简后可求得
ωx＝1/(τik1/2) (20)
电压环的相角裕度γ为
γ＝∠Gou(jωx) (21)
由式(18)(20)(21)可得
γ(k)＝arctan([(k-1)/(2k1/2)]) (22)
经过上述设计后，γ由k唯一确定，为了系统的稳定性，相角裕度应取30°～60°，可得：
3≤k≤13.9282 (23)
电压环的截止频率ωb为：
Figure BDA0003530199650000131
Figure BDA0003530199650000132
令p＝τiωb，将p代入式(25)经过化简后，可得p和k满足以下关系：
k3p6+(k3-2k5/2)p4-(k2+2k3/2)p2-1＝0 (26)
将电流内环看作“采样环节”，对电压外环给定的参考电流信号进行采样，根据香农采样定理，为了跟踪外环给定信号，内环带宽至少为外环带宽的2倍，则有
p＝τiωb≤0.5 (27)
由式(27)可知，为了满足带宽约束，有
k≥10.4721 (28)
再结合式(23)，可知满足带宽和相角裕度约束的k的取值范围为：
10.4721≤k≤13.9282 (29)
由式(6)(10)可知本文所提改进的前馈补偿控制策略中存在微分环节，会放大噪声。因此，将二阶滤波环节与微分环节串联以抑制噪声，此时可得微分环节的传递函数Gl(s)的表达式：
Figure BDA0003530199650000141
式(30)中，Gl(s)相当于一个带通滤波器，ω0为带通滤波器的截止频率，为了保证控制系统的动态特性，取ω0为控制系统带宽ωb的3～5倍。
根据电流内环的开环传递函数、电压环的开环传递函数以及微分环节的传递函数确定所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
如图2所示，所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的控制过程，包括：
根据输入的电网电压和主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型计算得到uod、uoq、iod、ioq；
根据uod、uoq、iod、ioq以及获取的主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型的d、q轴参考电压计算得到主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型的d轴的参考电流和q轴的参考电流；
再通过电流内环传递函数Goi(s)和电压外环传递函数Gou(s)计算得到滤波电感电流的d轴和q轴分量；
通过微分环节传递函数Gl(s)抑制滤波电感电流的d轴和q轴分量的噪声，得到稳定后的dq坐标下的分量，然后再转换得到输出的稳定电压。
相应的本发明还提供一种控制逆变器稳定输出的系统，包括：
获取模块，用于获取电网电压；
处理模块，用于将电网电压输入到预先构建的包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，输出稳定电压；
所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的构建包括：
获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型；
采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环；
根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种控制逆变器稳定输出的方法，其特征在于，包括：
获取电网电压，输入到预先构建的包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，输出稳定电压；
所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的构建包括：
获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型；
采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环；
根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
2.根据权利要求1所述的控制逆变器稳定输出的方法，其特征在于，所述获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型，包括：
所述LC型逆变器主电路采用三相全桥拓扑，逆变器的三个桥臂中点接LC滤波器，输出电压为滤波电容的端电压；
选取滤波电容电压即输出电压和滤波电感电流为控制对象，满足三相系统的参数一致，忽略滤波电容的寄生电阻，根据基尔霍夫电压电流定律，得到电路方程：
Figure FDA0003530199640000011
式(1)中，L为滤波电感，R为滤波电感L的寄生电阻，C为滤波电容，ia、ib、ic为滤波电感的三相电流，ioa、iob、ioc为逆变器输出电流，ua、ub、uc为逆变器桥臂中点电压，uoa、uob、uoc为逆变器输出电压，t为时间；
利用等幅值Park变换将式(1)从三相静止abc坐标系变换到两相旋转dq坐标系下的数学模型，可得
Figure FDA0003530199640000021
Figure FDA0003530199640000022
式(2)、式(3)中，id，iq、iod，ioq，ud，uq、uod、uoq分别为滤波电感电流、逆变器输出电流、逆变器桥臂中点电压、逆变器输出电压的d轴和q轴分量，ω为角频率。
3.根据权利要求2所述的控制逆变器稳定输出的方法，其特征在于，所述采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环，包括：
将电流环的闭环传递函数等效为一阶惯性环节，即：
Figure FDA0003530199640000023
式(6)中，Gci(s)为一阶惯性环节，s为自变量，τi为电流环的时间常数，
Figure FDA0003530199640000024
kip为电流内环比例系数，kii为电流内环积分系数，采用前馈解耦控制的思路实现电压控制解耦，令
Figure FDA0003530199640000025
式(7)中，idref为d轴的参考电流，iqref为q轴的参考电流，iud、iuq为电压环PI控制器的输出，即
Figure FDA0003530199640000031
式(8)中，kup和kui分别为电压环PI控制器的比例系数和积分系数，uodref、uoqref为d、q轴参考电压；
对式(7)作拉普拉斯变换后，将式(6)代入其中，得到考虑电流环的动态环节的电压环，如式(10)所示，
Figure FDA0003530199640000032
4.根据权利要求3所述的控制逆变器稳定输出的方法，其特征在于，所述根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，包括：
电流内环的开环传递函数为：
Figure FDA0003530199640000033
式中，Goi(s)为电流内环的开环传递函数，kip为电流内环比例系数，kii为电流内环积分系数；
Figure FDA0003530199640000034
τi的表达式：
Figure FDA0003530199640000035
式中，fs为逆变器的开关频率；
由式(6)得电压环的开环传递函数为：
Figure FDA0003530199640000036
式(14)中，Gou(s)为电压环的开环传递函数，kup为电压环比例系数，τu为积分时间常数；
由式(14)得到电压环的闭环传递函数为：
Figure FDA0003530199640000041
式中，Gcu(s)为电压环的闭环传递函数，b0为常数，b1为积分时间常数；
Figure FDA0003530199640000042
Figure FDA0003530199640000043
式(16)中k为对称系数，由式(15)(16)得
kup＝C/(k1/2τi)，τu＝kτi (17)
将式(17)代入式(14)得到化简后的电压环开环传递函数为：
Figure FDA0003530199640000044
电压环的开环剪切频率ωx满足：
Figure FDA0003530199640000045
式中，Gou(jωx)为电压环开环传递函数，j为复频域下阻抗角90°；
式(19)化简后求得
ωx＝1/(τik1/2) (20)
电压环的相角裕度γ为
γ＝∠Gou(jωx) (21)
由式(18)(20)(21)得
γ(k)＝arctan([(k-1)/(2k1/2)]) (22)
式中，γ(k)为相角裕度；
相角裕度γ(k)应取30°～60°，得：
3≤k≤13.9282 (23)
电压环的截止频率ωb为：
Figure FDA0003530199640000051
Figure FDA0003530199640000052
令h＝τiωb，将h代入式(25)经过化简后，得h和k满足以下关系：
k3h6+(k3-2k5/2)h4-(k2+2k3/2)h2-1＝0 (26)
内环带宽至少为外环带宽的2倍，则有
h＝τiωb≤0.5 (27)
由式(27)可知，为了满足带宽约束，有
k≥10.4721 (28)
再结合式(23)，得到满足带宽和相角裕度约束的k的取值范围为：
10.4721≤k≤13.9282 (29)
将二阶滤波环节与微分环节串联，得到微分环节的传递函数Gl(s)的表达式：
Figure FDA0003530199640000053
式(30)中，微分环节的传递函数Gl(s)相当于一个带通滤波器，ω0为带通滤波器的截止频率，ω0为外环带宽ωb的3～5倍；
根据电流内环的开环传递函数、电压环的开环传递函数以及微分环节的传递函数确定所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
5.根据权利要求4所述的控制逆变器稳定输出的方法，其特征在于，所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的控制过程，包括：
根据输入的电网电压和主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型计算得到uod、uoq、iod、ioq；
根据uod、uoq、iod、ioq以及获取的主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型的d、q轴参考电压计算得到主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型的d轴的参考电流和q轴的参考电流；
再通过电流内环传递函数Goi(s)和电压外环传递函数Gou(s)计算得到滤波电感电流的d轴和q轴分量；
通过微分环节传递函数Gl(s)抑制滤波电感电流的d轴和q轴分量的噪声，得到稳定后的dq坐标下的分量，然后再转换得到输出的稳定电压。
6.一种控制逆变器稳定输出的系统，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取电网电压；
处理模块，用于将电网电压输入到预先构建的包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型，输出稳定电压；
所述包含改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型的构建包括：
获取待处理的LC型逆变器的主电路拓扑，分析主电路拓扑确定主电路拓扑的两相旋转dq坐标系下的数学模型；
采用改进的前馈解耦方式对所述数学模型进行电流内环解耦，得到考虑电流环的动态环节的电压环；
根据考虑电流环的动态环节的电压环设置电流内环和电压外环的PI参数，根据电流内环和电压外环的PI参数得到所述改进的前馈解耦及PI环节的逆变器主电路控制模型。
CN202210208782.2A 2022-03-03 2022-03-03 一种控制逆变器稳定输出的方法及系统 Pending CN114567008A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210208782.2A CN114567008A (zh) 2022-03-03 2022-03-03 一种控制逆变器稳定输出的方法及系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210208782.2A CN114567008A (zh) 2022-03-03 2022-03-03 一种控制逆变器稳定输出的方法及系统

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114567008A true CN114567008A (zh) 2022-05-31

Family

ID=81717058

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210208782.2A Pending CN114567008A (zh) 2022-03-03 2022-03-03 一种控制逆变器稳定输出的方法及系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114567008A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117895584A (zh) * 2024-03-15 2024-04-16 浙江日风电气股份有限公司 一种变流器的软启动方法及装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117895584A (zh) * 2024-03-15 2024-04-16 浙江日风电气股份有限公司 一种变流器的软启动方法及装置
CN117895584B (zh) * 2024-03-15 2024-06-07 浙江日风电气股份有限公司 一种变流器的软启动方法及装置

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109149646B (zh) 提高逆变器并网系统稳定性且可功率调节的有源阻尼器
CN104022631B (zh) 一种基于lcl滤波的并网逆变器电网谐波影响抑制方法
CN103326386B (zh) 一种基于电容电压的并网逆变器有源阻尼方法
CN110323749B (zh) Lcl滤波器并网逆变器的干扰抑制方法
CN107395040B (zh) 并网变流器复矢量pi控制器解耦与延时补偿方法
CN108039706B (zh) 一种有源电力滤波器抗饱和频率自适应谐振控制方法
CN107394779B (zh) 一种微电网有源电力滤波器动态性能优化控制方法
CN107134936A (zh) 一种基于全状态反馈的逆变器有源阻尼控制方法
CN112532096A (zh) 一种适应弱电网的lcl型逆变器并网装置及方法
CN107611971A (zh) 针对电网电压谐波畸变工况的网侧逆变器谐振全阶滑模控制方法
CN113708693A (zh) 一种永磁同步电机补偿控制方法及系统
CN109412194A (zh) 一种三相lcl型并网逆变器的控制方法及系统
CN106451573B (zh) 一种多变量反馈控制的三相lcl型联网变换器及方法
CN106329566B (zh) 电网电压不对称时的逆变器无交流电压传感器控制方法
CN109617115A (zh) 基于pi+重复控制策略的lcl型并网逆变器控制方法
CN104143837A (zh) 具有参数自适应特性的逆变器无交流电压传感器控制方法
CN115296586A (zh) 一种基于准谐振控制器的改进线性自抗扰电机控制方法
CN110011310B (zh) 一种应对电网谐波的改进vsg控制策略
CN114567008A (zh) 一种控制逆变器稳定输出的方法及系统
CN116191912A (zh) 一种储能变流器电流控制方法
CN115276445A (zh) 弱网下基于vsg的lcl并网逆变器谐振抑制及稳定性分析方法
CN108110802B (zh) 一种并网功率控制方法
Li et al. An equivalent differential method for active damping of LCL type grid-connected inverters with grid-side inductor voltage feedback
CN107919668A (zh) 一种有源电力滤波器及其控制方法
Pan et al. LCL APF based on fractional-order fast repetitive control strategy

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination