JP2016082729A

JP2016082729A - 電源システム

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Publication number: JP2016082729A
Application number: JP2014212227A
Authority: JP
Inventors: 暁彦井手; Akihiko Ide; 英嗣浜田; Hidetsugu Hamada; 正俊篠原; Masatoshi Shinohara; 昌平砂原; Shohei Sunahara
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2014-10-17
Filing date: 2014-10-17
Publication date: 2016-05-16
Anticipated expiration: 2034-10-17
Also published as: DE102015220111A1; JP6128094B2; CN105529949A; US20160111881A1; US9981562B2; CN105529949B

Abstract

【課題】２つのパルス幅変調制御信号によって２つのバッテリの電圧変換制御を行う電源システムの騒音を低減する。【解決手段】２つのパルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１，ＰＷＭ２）によって２つのバッテリ（Ｂ１（２０）、Ｂ２（２３））の電圧変換制御を行う電圧変換器１０を用いた電源システム１００において、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないように、ＰＷＭ１とＰＷＭ２との位相を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、電源システムの構造、特に２電源を並列接続してＰＷＭ制御により電圧変換するシステムの制御装置に関する。

従来からスイッチング素子をパルス幅変調制御でオン・オフ動作させてバッテリの電圧変換を行う電圧変換器が多く用いられているが、近年、４つのスイッチング素子によって構成され、スイッチング素子のオン・オフ動作の組み合わせによって２つのバッテリを直列に接続して電圧変換するシリーズモードと、２つのバッテリを並列に接続して電圧変換するパラレルモードとを備える電圧変換器を用いた電源システムが提案されている（例えば、特許文献１参照）。このような電源システムに用いられる電圧変換器をパラレルモードで動作させる際には、２つのバッテリに対応する２つのパルス幅変調制御信号に従って各スイッチング素子をオン・オフさせて各バッテリの電圧変換制御を行う。特許文献１では、このような電圧変換器をパラレルモードで動作させる際に、２つのパルス幅変調制御信号の位相を変化させてスイッチング素子の損失を抑制することが提案されている。

特開２０１３−１３２３４号公報

ところで、スイッチング素子のオン・オフ動作によりバッテリの電圧変換を行う従来の電圧変換器では、スイッチング素子のオン・オフ動作に起因して電磁音が発生することが知られている。この電磁音が人間の可聴域に入ると耳障りな騒音となるため、例えば、パルス幅変調制御のキャリア周波数を高くして電磁音の周波数を可聴域より高くすることにより騒音を低減する方法等が検討されている。しかし、特許文献１に記載されたような２つのパルス幅変調制御信号によって２つのバッテリの電圧変換制御を行う電圧変換器を用いた電源システムの騒音低減については十分には検討されていなかった。

そこで、本発明は、２つのパルス幅変調制御信号によって２つのバッテリの電圧変換制御を行う電源システムの騒音を低減することを目的とする。

本発明の電源システムは、第１バッテリと、第２バッテリと、前記第１バッテリまたは前記第２バッテリのいずれか一方または両方と出力電路との間で双方向に電圧変換を行うと共に、前記出力電路に対する前記第１バッテリおよび前記第２バッテリの接続を直列または並列に切換える複数のスイッチング素子を含む電圧変換器と、前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御に従ってオン・オフする制御部と、を含む電源システムであって、前記出力電路は、第１の電路と前記第１の電路よりも電位の低い第２の電路とを含み、前記複数のスイッチング素子は、前記第１の電路から前記第２の電路に向かって直列に設けられた第１、第２、第３、第４スイッチング素子を含み、前記第１バッテリは、前記第３および前記第４スイッチング素子と並列に接続され、前記第２バッテリは、前記第２および前記第３スイッチング素子と並列に接続され、前記制御部は、前記第１バッテリと前記出力電路との間に形成される第１電圧変換回路による第１電圧変換を制御する第１パルス幅変調制御信号のハイレベル期間である第１ハイレベル期間と、前記第２バッテリと前記出力電路との間に形成される第２電圧変換回路による第２電圧変換を制御する第２パルス幅変調制御信号のハイレベル期間である第２ハイレベル期間との合計期間である合計ハイレベル期間が、各パルス幅変調制御信号の各ハイレベル期間と各ローレベル期間の合計期間であるデューティサイクル期間よりも短い場合に、前記第１パルス幅変調制御信号の前記第１ハイレベル期間と前記第２パルス幅変調制御信号の前記第２ハイレベル期間とが重ならないように、各パルス幅変調制御信号の位相を制御することを特徴とする。

本発明の電源システムにおいて、前記制御部は、前記各パルス幅変調制御信号の前記各ハイレベル期間がそれぞれ前記デューティサイクル期間の５０％未満である場合、前記各パルス幅変調制御信号の位相をデューティサイクル期間の半期間毎に前記各ハイレベル期間が交互に発生するように位相を制御することとしても好適である。

本発明の電源システムは、第１バッテリと、第２バッテリと、前記第１バッテリまたは前記第２バッテリのいずれか一方または両方と出力電路との間で双方向に電圧変換を行うと共に、前記出力電路に対する前記第１バッテリおよび前記第２バッテリの接続を直列または並列に切換える複数のスイッチング素子を含む電圧変換器と、前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御に従ってオン・オフする制御部と、を含む電源システムであって、前記出力電路は、第１の電路と前記第１の電路よりも電位の低い第２の電路とを含み、前記複数のスイッチング素子は、前記第１の電路から前記第２の電路に向かって直列に設けられた第１、第２、第３、第４スイッチング素子を含み、前記第１バッテリは、前記第３および前記第４スイッチング素子と並列に接続され、前記第２バッテリは、前記第２および前記第３スイッチング素子と並列に接続され、前記制御部は、前記第１バッテリと前記出力電路との間に形成される第１電圧変換回路による第１電圧変換を制御する第１パルス幅変調制御信号のハイレベル期間である第１ハイレベル期間と、前記第２バッテリと前記出力電路との間に形成される第２電圧変換回路による第２電圧変換を制御する第２パルス幅変調制御信号のハイレベル期間である第２ハイレベル期間との合計期間である合計ハイレベル期間が、各パルス幅変調制御信号の各ハイレベル期間と各ローレベル期間の合計期間であるデューティサイクル期間よりも短い場合に、前記第１パルス幅変調制御信号の前記第１ハイレベル期間と前記第２パルス幅変調制御信号の前記第２ハイレベル期間とが重なるように各パルス幅変調制御信号の位相を制御する第１の制御と、前記第１パルス幅変調制御信号の前記第１ハイレベル期間と前記第２パルス幅変調制御信号の前記第２ハイレベル期間とが重ならないように各パルス幅変調制御信号の位相を制御する第２の制御と、を混在させて位相制御を行うことを特徴とする。

本発明の電源システムは、第１バッテリと、第２バッテリと、前記第１バッテリまたは前記第２バッテリのいずれか一方または両方と出力電路との間で双方向に電圧変換を行うと共に、前記出力電路に対する前記第１バッテリおよび前記第２バッテリの接続を直列または並列に切換える複数のスイッチング素子を含む電圧変換器と、前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御に従ってオン・オフする制御部と、を含む電源システムであって、前記出力電路は、第１の電路と前記第１の電路よりも電位の低い第２の電路とを含み、前記複数のスイッチング素子は、前記第１の電路から前記第２の電路に向かって直列に設けられた第１、第２、第３、第４スイッチング素子を含み、前記第１バッテリは、前記第３および前記第４スイッチング素子と並列に接続され、前記第２バッテリは、前記第２および前記第３スイッチング素子と並列に接続され、前記制御部は、前記第１バッテリと前記出力電路との間に形成される第１電圧変換回路による第１電圧変換を制御する第１パルス幅変調制御信号がローレベルの期間に、前記第２バッテリと前記出力電路との間に形成される第２電圧変換回路による第２電圧変換を制御する第２パルス幅変調制御信号をローレベルからハイレベルとした後にローレベルに戻すように変化させることを特徴とする。

本発明の電源システムにおいて、前記制御部は、第１三角波と第１の閾値に基づいて第１パルス幅変調制御信号を生成し、第２三角波と第２の閾値に基づいて第２パルス幅変調制御信号を生成し、第１パルス幅変調制御信号がローレベルの期間に、前記第２三角波の周波数を前記第１三角波の周波数よりも高くすることとしても好適である。

本発明の電源システムにおいて、前記制御部は、第１パルス幅変調制御信号がローレベルの期間に、前記第２三角波の値が前記第２の閾値を超える期間と超えない期間とができるように、前記第２の三角波の周波数を前記第１三角波の周波数よりも高くすることとしても好適である。

本発明は、２つのパルス幅変調制御信号によって２つのバッテリの電圧変換制御を行う電圧変換器を用いた電源システムの騒音を低減することができるという効果を奏する。

電動車両に搭載した本発明の電源システムの構成を示すシステム系統図である。本発明の電源システムの基本動作における第１バッテリにより第１リアクトルをチャージする際の電流の流れを示す説明図である。本発明の電源システムの基本動作における第１リアクトルにチャージした電力を出力電路に出力する際の電流の流れを示す説明図である。本発明の電源システムの基本動作における第２バッテリにより第２リアクトルをチャージする際の電流の流れを示す説明図である。本発明の電源システムの基本動作における第２リアクトルにチャージした電力を出力電路に出力する際の電流の流れを示す説明図である。本発明の電源システムの基本動作の際のパルス幅変調制御信号及びスイッチング素子制御信号を示すタイムチャートである。本発明の電源システムにおいて、ＰＷＭ１に対するＰＷＭ２の位相を１８０度または１５０度ずらした際のパルス幅変調制御信号とスイッチング素子制御信号を示すタイムチャートである。図７に示す動作において、第２リアクトルへのチャージと第１バッテリからの電力出力の際の電流の流れを示す説明図である。図７に示す動作において、第１リアクトルへのチャージと第２バッテリからの電力出力の際の電流の流れを示す説明図である。本発明の電源システムにおいて、ＰＷＭ２のデューティ比が５０％以上でＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間よりも短い場合にＰＷＭ１に対するＰＷＭ２の位相を１８０度ずらした際のパルス幅変調制御信号とスイッチング素子制御信号のタイミングを示すタイムチャートである。本発明の電源システムにおいて、第２パルス幅変調制御信号の位相をスケジュールによって変化させた際のパルス幅変調制御信号とスイッチング素子制御信号を示すタイムチャートである。本発明の電源システムにおいて、第２三角波の周波数を一時的に増加させた際のパルス幅変調制御信号とスイッチング素子制御信号とを示すタイムチャートである。

以下、図面を参照しながら本発明の電源システム１００について説明する。以下の実施形態では、電源システム１００は電動車両２００のモータジェネレータ５０に電力を供給するものとして説明するが、汎用機械のモータ或いはモータジェネレータに電力を供給するものであってもよい。

図１に示すように、本発明の電源システム１００は、第１バッテリ２０と、第２バッテリ２３と、複数のスイッチング素子３１〜３４及び第１リアクトル２２、第２リアクトル２５、第１コンデンサ２１、第２コンデンサ２４、出力電路２６を含む電圧変換器１０と、複数のスイッチング素子３１〜３４をオン・オフする制御部６０とを含んでいる。出力電路２６には平滑コンデンサ４１とインバータ４０とが接続され、インバータ４０には電動車両２００を駆動するモータジェネレータ５０が接続されている。なお、図１中の一点鎖線は信号線を示す。

電圧変換器１０の出力電路２６は、電圧変換器１０で昇圧した高電圧を出力する高圧電路１２と、各バッテリ２０，２３のマイナス側に接続され、高圧電路よりも電位の低い基準電路１１とを含み、複数のスイッチング素子３１〜３４は、高圧電路１２から基準電路１１に向って直列に接続され、各スイッチング素子３１〜３４には、それぞれダイオード３５〜３８が逆並列に接続されている。また、電圧変換器１０は、スイッチング素子３２とスイッチング素子３３との間の第２接続点１７と基準電路１１との間を接続する第１電路１３と、スイッチング素子３１とスイッチング素子３２との間の第１接続点１６と、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との間の第３接続点１８との間を接続する第２電路１４と、を有している。第１バッテリ２０と第１リアクトル２２とは第１電路１３の上に直列に配置され、第２バッテリ２３と第２リアクトル２５とは第２電路１４の上に直列に配置されており、第１コンデンサ２１は第１バッテリ２０と並列に接続され、第２コンデンサ２４は第２バッテリ２３と並列に接続されている。また、平滑コンデンサ４１は、高圧電路１２と基準電路１１との間に接続されている。このように、第１バッテリ２０は、スイッチング素子３３，３４と並列に接続され、第２バッテリ２３は、スイッチング素子３２，３３と並列に接続されている。

第１，第２バッテリ２０，２３には、電圧ＶＢ１、ＶＢ２を検出する電圧センサ６１，７１が取り付けられ、第１電路１３と基準電路１１との間には第１コンデンサ２１の両端の電圧ＶＬ１を検出する電圧センサ６４が取り付けられ、第２電路１４には、第２コンデンサ２４の両端の電圧ＶＬ２を検出する電圧センサ７４が取り付けられており、高圧電路１２と基準電路１１との間には、平滑コンデンサ４１の両端の電圧ＶＨを検出する電圧センサ７５が取り付けられている。

インバータ４０は、内部に図示しない複数のスイッチング素子を備え、各スイッチング素子をオン・オフ動作させて電圧変換器１０の出力電路２６（基準電路１１と高圧電路１２とで構成される）から出力された直流電力をＵ，Ｖ，Ｗの三相交流電力に変換して各相の出力線４３，４４，４５から出力する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力線４３，４４，４５はモータジェネレータ５０に接続されている。モータジェネレータ５０の出力軸５１はギヤ装置５２に接続され、ギヤ装置５２には車軸５３が接続され、車軸５３には車輪５４が取り付けられている。

制御部６０は、演算及び情報処理を行うＣＰＵと、制御プログラム及び制御データを格納する記憶部と、各機器、センサが接続される機器・センサインターフェースとを含み、ＣＰＵと記憶部と機器・センサインターフェースとは相互にデータバスで接続されるコンピュータである。電圧変換器１０の各スイッチング素子３１〜３４は、機器・センサインターフェースを介して制御部６０に接続され、制御部６０の指令によってオン・オフ動作する。また、電圧センサ６１，６４，７１，７４，７５は機器・センサインターフェースを介して制御部６０に接続され、各センサによって検出されたデータは制御部６０に入力される。また、制御部６０には、他の制御装置から高電圧指令値ＶＨ^*、電流指令値Ｉ^*が入力される。

＜電圧変換器１０の基本動作＞
電圧変換器１０は、４つのスイッチング素子３１〜３４のオン・オフ動作パターンを切換えることにより、第１、第２バッテリ２０，２３の電圧を昇圧して出力電路２６に出力或いは出力電路２６の電圧を降圧して第１、第２バッテリ２０，２３に充電するように、第１、第２バッテリ２０，２３のいずれか一方または両方と出力電路２６との間で双方向に電圧変換を行うと共に、出力電路２６に対する第１、第２バッテリ２０，２３の接続を直列と並列との間で切換え可能である。以下、図２〜図４を参照して第１、第２バッテリ２０，２３の接続を並列とした場合の電圧変換器１０の基本動作について簡単に説明する。なお、以下の説明では、第１スイッチング素子３１は、記号Ｓ１と符号３１を用いてＳ１（３１）と記載し、第２スイッチング素子３２は、記号Ｓ２と符号３２を用いてＳ２（３２）と記載し、第３スイッチング素子３３は、記号Ｓ３と符号３３を用いてＳ３（３３）と記載し、第４スイッチング素子３４は、記号Ｓ４と符号３４を用いてＳ４（３４）と記載する。また、各スイッチング素子３１〜３４に逆並列に接続されている各ダイオード３５〜３８は、記号Ｄ１〜Ｄ４と符号３５〜３８を用いてＤ１（３５）〜Ｄ４（３８）と記載する。同様に、第１バッテリ２０、第２バッテリ２３はそれぞれ記号Ｂ１，Ｂ２と符号２０，２３を用いてＢ１（２０）、Ｂ２（２３）と記載し、第１、第２コンデンサ２１，２４はそれぞれ記号Ｃ１，Ｃ２と符号２１，２４を用いてＣ１（２１）、Ｃ２（２４）と記載し、第１、第２リアクトル２２，２５はそれぞれ記号Ｌ１、Ｌ２と符号２２，２５を用いてＬ１（２２）、Ｌ２（２５）と記載する。また、各スイッチング素子３１〜３４は、オンとなると図１の矢印の方向にのみ電流が流れ、矢印と反対方向には電流が流れないＩＧＢＴ等の半導体素子であるが、図３，４，６，７ではスイッチング素子３１〜３４のオン・オフの状態が表示できるように単純なオン・オフスイッチとして図示する。

＜Ｂ１（２０），Ｂ２（２３）並列接続の場合の昇降圧動作＞
図２〜図５を参照して電圧変換器１０におけるＢ１（２０），Ｂ２（２３）を並列接続した場合の昇降圧動作について説明する。

まず、図２、図３を参照して、Ｂ１（２０）と出力電路２６との間の第１電圧変換について説明する。図２に示すように、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）のペアをオンにし、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペアをオフとすることによって、［Ｂ１（２０）→Ｌ１（２２）→Ｓ３（３３）→Ｓ４（３４）→Ｂ１（２０）］と電流が流れる回路Ｒ１が形成され、Ｂ１（２０）から出力された電力は回路Ｒ１を還流してＬ１（２２）にチャージされる。次に、図３に示すように、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）のペアをオフにし、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペアをオンとすることによって、［Ｂ１（２０）→Ｌ１（２２）→Ｄ２（３６）→Ｄ１（３５）→高圧電路１２→基準電路１１→Ｂ１（２０）］と電流が流れる回路Ｒ５（実線で示す）と、［高圧電路１２→Ｓ１（３１）→Ｓ２（３２）→Ｌ１（２２）→Ｂ１（２０）→基準電路１１→高圧電路１２］と電流が流れる回路Ｒ７（破線で示す）とが形成され、Ｌ１（２２）にチャージされた電力は回路Ｒ５を通って出力電路２６に出力され、モータジェネレータ５０からの回生電力は、回路Ｒ７（破線で示す）を通ってＢ１（２０）に充電される。また、回生時にＳ１（３１）、Ｓ２（３２）のペアをオフとした場合、Ｌ１（２２）にチャージされた電力は回路Ｒ１と逆向きの電流回路によってＢ１（２０）へ回生される。そして、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）のペアがオンされている一方で、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）の少なくとも一方がオフされている第１オン期間と、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）がオンされる一方でＳ３（３３）、Ｓ４（３４）の少なくとも一方がオフとされる第１オフ期間とを交互に繰り返すことにより、Ｂ１（２０）の電圧ＶＢ１を昇圧して出力電路２６に出力する。

このように、電圧変換器１０では、Ｂ１（２０）に対してはＳ３（３３）、Ｓ４（３４）のペアをＬ１（２２）のチャージの際にオンとするスイッチング素子（第１の等価的な下アーム素子）とし、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペアを電力出力の際にオンとするスイッチング素子（第１の等価的な上アーム素子）とする双方向の昇圧チョッパ回路が形成される。この昇圧チョッパ回路は、図２，３を参照して説明した回路Ｒ１と回路Ｒ５，Ｒ７であり、Ｂ１（２０）と出力電路２６との間に形成されてＢ１（２０）と出力電路２６との間の第１電圧変換を行う第１電圧変換回路である。

第１電圧変換回路における第１オン期間と第１オフ期間との合計期間はデューティサイクル期間であり、デューティサイクル期間に対する第１オン期間の比率は第１デューティ比Ｄ１である。第１電圧変換回路において、Ｂ１（２０）の電圧ＶＢ１を高電圧指令値ＶＨ^*に昇圧する際には、第１デューティ比Ｄ１と、高電圧指令値ＶＨ^*、Ｂ１（２０）の電圧ＶＢ１との関係が、
ＶＨ^*＝［１／（１−Ｄ１）］×ＶＢ１ ---------------- （式１）
となるように、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペア（第１の等価的な上アーム素子）とＳ３（３３）、Ｓ４（３４）のペア（第１の等価的な下アーム素子）とをパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）する。実際の制御では、ＶＢ１に代えてＣ１（２１）の両端の電圧であるＶＬ１を用いて、
ＶＨ^*＝［１／（１−Ｄ１）］×ＶＬ１ ---------------- （式２）
となるように、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペア（第１の等価的な上アーム素子）とＳ３（３３）、Ｓ４（３４）のペア（第１の等価的な下アーム素子）とをＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御の制御信号を第１パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１）という。

次に、図４、図５を参照して、Ｂ２（２３）と出力電路２６との間の第２電圧変換について説明する。図４に示すように、Ｓ２（３２）、Ｓ３（３３）のペアをオンにし、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペアをオフとすることによって、［Ｂ２（２３）→Ｌ２（２５）→Ｓ２（３２）→Ｓ３（３３）→Ｂ２（２３）］と電流が流れる回路Ｒ２が形成され、Ｂ２（２３）から出力された電力は回路Ｒ２を還流してＬ２（２５）にチャージされる。次に、図５に示すように、Ｓ２（３２）、Ｓ３（３３）のペアをオフにし、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペアをオンとすることによって、［Ｂ２（２３）→Ｌ２（２５）→Ｄ１（３５）→高圧電路１２→基準電路１１→Ｄ４（３８）→Ｂ２（２３）］と電流が流れる回路Ｒ６（実線で示す）と、［高圧電路１２→Ｓ１（３１）→Ｌ２（２５）→Ｂ２（２３）→Ｓ４（３４）→基準電路１１→高圧電路１２］と電流が流れる回路Ｒ８（破線で示す）とが形成され、Ｌ２（２５）にチャージされた電力は回路Ｒ６を通って出力電路２６に出力され、モータジェネレータ５０からの回生電力は、回路Ｒ８（破線で示す）を通ってＢ２（２３）に充電される。また、回生時にＳ１（３１）、Ｓ４（３４）のペアをオフとした場合、Ｌ２（２５）にチャージされた電力は回路Ｒ２と逆向きの電流回路によってＢ２（２３）へ回生される。そして、Ｓ２（３２）、Ｓ３（３３）のペアがオンされている一方で、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）の少なくとも一方がオフされている第２オン期間と、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）がオンされる一方でＳ２（３２）、Ｓ３（３３）の少なくとも一方がオフとされる第２オフ期間とを交互に繰り返すことにより、Ｂ２（２３）の電圧ＶＢ２を昇圧して出力電路２６に出力する。

このように、電圧変換器１０では、Ｂ２（２３）に対してはＳ２（３２）、Ｓ３（３３）のペアをＬ２（２５）のチャージの際にオンとするスイッチング素子（第２の等価的な下アーム素子）とする一方で、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペアを電力出力の際にオンとするスイッチング素子（第２の等価的な上アーム素子）とする双方向の昇圧チョッパ回路が形成される。この昇圧チョッパ回路は、図４，５を参照して説明した回路Ｒ２と回路Ｒ６，Ｒ８であり、Ｂ２（２３）と出力電路２６との間に形成されてＢ２（２３）と出力電路２６との間の第２電圧変換を行う第２電圧変換回路である。

第２電圧変換回路における第２オン期間と第２オフ期間との合計期間はデューティサイクル期間であり、デューティサイクル期間に対する第２オン期間の比率は第２デューティ比Ｄ２であり、第２電圧変換回路において、Ｂ２（２３）の電圧ＶＢ２を高電圧指令値ＶＨ^*に昇圧する際には、第２デューティ比Ｄ２と、高電圧指令値ＶＨ^*、Ｂ２（２３）の電圧ＶＢ２との関係が、
ＶＨ^*＝［１／（１−Ｄ２）］×ＶＢ２ ---------------- （式３）
となるように、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペア（第２の等価的な上アーム素子）とＳ２（３２）、Ｓ３（３３）のペア（第２の等価的な下アーム素子）とをパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）する。実際の制御では、ＶＢ２に代えてＣ２（２４）の両端の電圧であるＶＬ２を用いて、
ＶＨ^*＝［１／（１−Ｄ２）］×ＶＬ２ ---------------- （式４）
となるように、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペア（第２の等価的な上アーム素子）とＳ２（３２）、Ｓ３（３３）のペア（第２の等価的な下アーム素子）とをＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御の制御信号を第２パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ２）という。

＜パルス幅変調制御信号とスイッチング素子制御信号の生成と電圧変換器の基本動作＞
次に、図６（ａ）から図６（ｊ）を参照しながら第１パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１）と第２パルス幅変調信号（ＰＷＭ２）の生成及び、各パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１，ＰＷＭ２）から各スイッチング素子Ｓ１（３１）からＳ４（３４）をオン・オフ動作させるスイッチング素子制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４を生成する方法について説明する。

図６（ａ）、図６（ｄ）に示すように、制御部６０の内部で、第１パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１）を生成するための所定の周波数の第１三角波８１と、第２パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ２）を生成するための第２三角波８３とを発生させる。図６（ａ）〜図６（ｊ）に示す本実施形態では、第１三角波８１と第２三角波８３の周波数（周期）は同一であり、この周波数をキャリア周波数という。なお、図６（ａ）〜図６（ｊ）の横軸は時間又は各三角波８１，８３の位相角であり、一周期は位相角３６０度に対応する。また、第１、第２三角波８１，８３の一周期をデューティサイクル期間という。図６（ａ）〜図６（ｊ）の横軸に記載したｔ０からｔ２４は時刻を表し、各時刻の間隔は一周期或いはデューティサイクル期間を１２等分した時間となっている。各時刻の間隔（例えば、時刻ｔ０と時刻ｔ１の間）を１区間という。従って、１２区間が１デューティサイクル期間であり、第１、第２三角波８１，８３の一周期で、位相角３６０度に対応する。

次に、第１、第２三角波８１，８３の山と谷の間に直線８２，８４を設定する。そして、デューティサイクル期間の中で第１三角波８１の値の方が直線８２の値よりも大きくなる期間（ハイレベル期間）の割合が先に説明した第１デューティ比Ｄ１となるように直線８２の高さ（閾値）を設定する。同様に、デューティサイクル期間の中で第２三角波８３の値の方が直線８４の値よりも大きくなる期間（ハイレベル期間）の割合が先に説明した第２デューティ比Ｄ２となるように直線８４の高さ（閾値）を設定する。このように各三角波８１，８３、直線（閾値）８２，８４を設定することにより、図６（ｂ）に示すように、デューティサイクル期間の中で信号がハイレベルとなる期間の割合が第１デューティ比Ｄ１となる第１パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１）と、図６（ｅ）に示すように、デューティサイクル期間の中で信号がハイレベルとなる期間の割合が第２デューティ比Ｄ２となる第２パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ２）とが生成される。

図６（ｂ）に示すように、ＰＷＭ１では、デューティサイクル期間は時刻ｔ０から時刻ｔ１２の１２区間であり、信号がハイレベルとなる第１ハイレベル期間は時刻ｔ４から時刻ｔ８間の４区間で、信号がローレベルとなる第１ローレベル期間は時刻ｔ０から時刻ｔ４及び時刻ｔ８から時刻ｔ１２の間の８区間であり、第１デューティ比Ｄ１＝４／（４＋８）＝（４／１２）＜５０％となる。図６（ｅ）に示すように、ＰＷＭ２もＰＷＭ１と同様である。また、図６（ｃ）に示すように、ＰＷＭ１の反転信号／ＰＷＭ１は、信号がローレベルとなる期間が時刻ｔ４から時刻ｔ８間の４区間で、信号がハイレベルとなる期間が時刻ｔ０から時刻ｔ４及び時刻ｔ８から時刻ｔ１２の間の８区間である。ＰＷＭ２の反転信号である／ＰＷＭ２も同様である。つまり、図６（ａ）〜図６（ｊ）に示す動作では、ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のハイレベル、ローレベルになるタイミングが同一、つまり、ＰＷＭ１とＰＷＭ２との位相差がゼロで、各デューティ比Ｄ１，Ｄ２が（４／１２）＜５０％である。

Ｓ１（３１）〜Ｓ４（３４）をオン・オフ動作させるスイッチング素子制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４は、上記の各パルス幅変調制御信号ＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２を用いて次の論理式で表わされる。
ＳＳ１：（／ＰＷＭ１）ｏｒ（／ＰＷＭ２） --------------（式５）
ＳＳ２：（／ＰＷＭ１）ｏｒ（ＰＷＭ２） --------------（式６）
ＳＳ３：（ＰＷＭ１）ｏｒ（ＰＷＭ２） --------------（式７）
ＳＳ４：（ＰＷＭ１）ｏｒ（／ＰＷＭ２） --------------（式８）

図６（ａ）から図６（ｊ）に示す動作において、ＳＳ１は、図６（ｇ）に示すように、一周期（デューティサイクル期間）において、時刻ｔ０から時刻ｔ４の４区間はＳ１（３１）をオンとし、時刻ｔ４から時刻ｔ８の４区間はＳ１（３１）をオフとし、時刻ｔ８から時刻ｔ１２までの４区間はＳ１（３１）をオンとすることをデューティサイクル毎に繰り返す信号である。また、図６（ｈ）に示すように、ＳＳ２はＳ２（３２）を常時オンとする信号であり、図６（ｉ）に示すように、ＳＳ３は、時刻ｔ０から時刻ｔ４の４区間はＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ４から時刻ｔ８の４区間はＳ３（３３）をオンとし、時刻ｔ８から時刻ｔ１２までの４区間はＳ３（３３）をオフとすることをデューティサイクル毎に繰り返す信号であり、図６（ｊ）に示すように、ＳＳ４は、Ｓ４（３４）を常時オンとする信号である。従って、図６（ａ）〜図６（ｊ）の時刻ｔ４から時刻ｔ８の間は、Ｓ１（３１）がオフ、Ｓ２（３２），Ｓ３（３３），Ｓ４（３４）がオンとなり、図２に示す回路Ｒ１と図４に示す回路Ｒ２とが同時に形成され、Ｂ１（２０）によりＬ１（２２）がチャージされ、Ｂ２（２３）によりＬ２（２５）がチャージされる。そして、時刻ｔ０から時刻ｔ４の間及び時刻ｔ８からｔ１２の間は、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）、Ｓ４（３４）がオン、Ｓ３（３３）がオフであり、図３に示す回路Ｒ５，Ｒ７と図５に示す回路Ｒ６，Ｒ８とが同時に形成され、Ｌ１（２２）にチャージされた電力及びＬ２（２５）にチャージされた電力が同時に出力電路２６に出力される。

図６（ａ）から図６（ｊ）に示す動作では、図６（ｇ）、図６（ｉ）の黒三角マークで示すように、第１、第２三角波８１，８３の一周期（位相角３６０度）或いは、１デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間にＳ１（３１）、Ｓ３（３３）はオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが２回ずつ行われている。また、切換えのタイミングは同時である。従って、電圧変換器１０では、第１、第２三角波８１，８３の一周期（位相角３６０度）或いは、１デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間に時刻ｔ４、時刻ｔ８に１回ずつ合計２回、Ｃ１（２１）、Ｌ１（２２）、Ｃ２（２４）、Ｌ２（２５）、バスバー等の構成部品がローレンツ力や静電気力の変化を受け、これらの構成部品に１デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間に２回の振動が発生することになるから、第１、第２三角波８１，８３の周波数（キャリア周波数）の２倍の周波数の振動或いは騒音が発生することとなる。第１、第２三角波８１，８３の周波数（キャリア周波数）が１０ｋＨｚの場合には発生する電磁音の周波数は２０ｋＨｚとなり人間の可聴域の上限近傍の周波数となり、騒音として感じられる場合がある。

＜ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の位相を変化させる＞
次に、図７（ａ）から図７（ｊ）を参照しながら、第１、第２パルス幅変調制御信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の位相を図６（ａ）から図６（ｊ）に示した位相差ゼロの動作から位相差１８０度（デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の半分）とした際の動作と発生騒音について説明する。

図７（ａ）、図７（ｄ）に示すように、ＰＷＭ２を発生させる第２三角波を、ＰＷＭ１を発生させる第１三角波８１の位相に対する位相差Δφ１が１８０度となる第２三角波８５とする。より具体的には、図７（ｄ）に示す第２三角波８５の山のピークが時刻ｔ１２、時刻ｔ２４となるように、図６（ｄ）に示した第２三角波８３を時間で６区間だけずらし、第１三角波８１の山のピークとの時間差が６区間（ｔ１２−ｔ６）、（ｔ２４−ｔ１８）となるようにする。これにより、図７（ｂ）、図７（ｅ）に示すように、ＰＷＭ２の位相はＰＷＭ１の位相に対して１８０度、時間でデューティサイクル期間の１２区間の半分の６区間だけずれる。同様に／ＰＷＭ２の位相は／ＰＷＭ１の位相に対して１８０度、時間でデューティサイクル期間の１２区間の半分の６区間だけずれる。また、ＰＷＭ１の第１デューティ比Ｄ１、ＰＷＭ２の第２デューティ比Ｄ２は、図６（ａ）から図６（ｊ）を参照して説明した動作と同様、それぞれ（４／１２）＜５０％である。図７（ｂ）、図７（ｅ）に示すように、ＰＷＭ１がハイレベルになる第１ハイレベル期間は時刻ｔ４と時刻ｔ８の間であるのに対し、ＰＷＭ２がハイレベルになる第２ハイレベル期間は時刻ｔ０から時刻ｔ２の間と時刻ｔ１０から時刻ｔ１２の間である。したがって、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とは重なっておらず、時刻ｔ２から時刻ｔ４の間、時刻ｔ８から時刻ｔ１０の間は、ＰＷＭ１、ＰＷＭ２共にローレベルとなる。このように、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間（４区間）とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間（４区間）の合計期間（８区間）がデューティサイクル期間（１２区間）よりも短い場合、別の表現をすると、パーセンテージで表したＰＷＭ１の第１デューティ比Ｄ１の数値（４／１２＝１／３＝３３％→数値は３３）と、パーセンテージで表したＰＷＭ２の第２デューティ比Ｄ２の数値（４／１２＝１／３＝３３％→数値は３３）との合計数値（３３＋３３＝６６）がパーセンテージで表したデューティサイクル期間の数値（１２／１２＝１００％→数値は１００）未満で、ＰＷＭ２の位相をＰＷＭ１の位相に対して１８０度、時間でデューティサイクル期間の１２区間の半分の６区間だけずらした場合には、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とは重ならない。つまり、ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の位相はデューティサイクル期間の半期間毎に各ハイレベル期間が交互に発生するように制御される。

この際のＳ１（３１）からＳ４（３４）をオン・オフさせる各制御信号ＳＳ１からＳＳ４は先に説明した（式５）から（式８）により計算され、図７（ｇ）から図７（ｊ）に示すようになる。ＳＳ１は、図７（ｇ）に示すようにＳ１（３１）を常時オンとする信号となり、ＳＳ２は、図７（ｈ）に示すように、一周期（デューティサイクル期間）において、時刻ｔ０から時刻ｔ４の４区間はＳ２（３２）をオンとし、時刻ｔ４から時刻ｔ８の４区間はＳ２（３２）をオフとし、時刻ｔ８から時刻ｔ１２までの４区間はＳ２（３２）をオンとすることをデューティサイクル毎に繰り返す信号となる。また、ＳＳ３は、図７（ｉ）に示すように、時刻ｔ０からｔ２の２区間はＳ３（３３）をオンとし、時刻ｔ２からｔ４の２区間はＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ４から時刻ｔ８まではＳ３（３３）をオンとし、時刻ｔ８から時刻ｔ１０まではＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ１０からｔ１２まではＳ３（３３）をオンとすることをデューティサイクル毎に繰り返す信号であり、ＳＳ４は、図７（ｊ）に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ２の間はＳ４（３４）をオフとし、時刻ｔ２から時刻ｔ１０まではＳ４（３４）をオンとし、時刻ｔ１０から時刻ｔ１２まではＳ４（３４）をオフとすることをデューティサイクル毎に繰り返す信号である。従って、図７（ａ）〜図７（ｊ）の時刻ｔ０からｔ２、時刻ｔ１０からｔ１２の間は、Ｓ１（３１）〜Ｓ３（３３）がオン、Ｓ４（３４）がオフとなり、図８に示すように回路Ｒ５、Ｒ７と回路Ｒ２とが同時に形成され、Ｂ１（２０）によりＬ１（２２）にチャージされていた電力が回路Ｒ５から出力電路２６に出力されるとともに、Ｂ２（２３）によりＬ２（２５）がチャージされる。そして、時刻ｔ２から時刻ｔ４、時刻ｔ８から時刻ｔ１０の間は、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）、Ｓ４（３４）がオン、Ｓ３（３３）がオフであり、図３に示す回路Ｒ５，Ｒ７と図５に示す回路Ｒ６，Ｒ８とが同時に形成され、Ｌ１（２２）にチャージされた電力及びＬ２（２５）にチャージされた電力が同時に出力電路２６に出力される。また、時刻ｔ４からｔ８の間は、Ｓ１（３１）、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）がオン、Ｓ２（３２）がオフであり、図９に示すように回路Ｒ１と回路Ｒ６，Ｒ８とが同時に形成され、Ｂ２（２３）によりＬ２（２５）にチャージされていた電力が回路Ｒ６から出力電路２６に出力されるとともに、Ｂ１（２０）によりＬ１（２２）がチャージされる。

図７（ａ）から図７（ｊ）に示す動作では、図７（ｈ）から図７（ｊ）の黒三角マークで示すように、第１、第２三角波８１，８５の一周期（位相角３６０度）或いは、１デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間にＳ２（３２）は、時刻ｔ４，時刻ｔ８にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われ、Ｓ３（３３）は、時刻ｔ２，時刻ｔ４，時刻ｔ８，時刻ｔ１０にオンからオフ或いはオフからオンへの切換え行われ、Ｓ４（３４）は、時刻ｔ２、時刻ｔ１０にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われる。したがって、この動作では、電圧変換器１０では１デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間の時刻ｔ２，時刻ｔ４，時刻ｔ８，時刻ｔ１０に４回の振動が発生し、第１、第２三角波８１，８５の周波数（キャリア周波数）の４倍の周波数の振動或いは騒音が発生することとなる。第１、第２三角波８１，８３の周波数（キャリア周波数）が１０ｋＨｚの場合には発生する電磁音の周波数は４０ｋＨｚとなり人間の可聴域より高くなるので、人間には騒音として感じられなくなる。このように、ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の各デューティ比Ｄ１，Ｄ２がいずれも５０％以下の場合にＰＷＭ１を発生させる第１三角波８１の位相に対するＰＷＭ２を発生させる第２三角波８５の位相の位相差Δφ１を１８０度とすると、電圧変換器１０の発生する電磁音の周波数は、第１、第２三角波８１，８５の周波数（キャリア周波数）の４倍となり、発生する電磁音の周波数を人間の可聴域外にすることができるので、電圧変換器１０の発生騒音を低減することができる。つまり、ＰＷＭ１に対するＰＷＭ２の位相を変化させることにより、疑似的にキャリア周波数を２倍にした場合と同様の騒音低減の効果を奏する。

以上の説明では、第１三角波８１に対するＰＷＭ２を発生させる第２三角波８５の位相差を１８０度とすることとして説明したが、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないような位相差であれば、１８０度以外の位相差となるように第１三角波８１の位相と第２三角波の位相をずらすようにしてもよい。例えば、図７（ｄ）に示すように、ＰＷＭ１を発生させる第１三角波８１の位相に対してＰＷＭ２を発生させる第２三角波の位相を位相差Δφ１´（１５０度）、時間で５区間とするような第２三角波８５´としてもよい。これにより、図７（ｅ）、図７（ｆ）に示すように、ＰＷＭ２、／ＰＷＭ２の位相は、それぞれＰＷＭ１、／ＰＷＭ１の位相に対して１５０度（時間で５区間）だけずれたものとなる。この際のＳ１（３１）、Ｓ２（３２）をオン・オフさせるスイッチング素子制御信号ＳＳ１，ＳＳ２は、図７（ｇ）、図７（ｈ）の破線に示すように、第２三角波８５の場合と同様で、Ｓ３（３３）をオン・オフさせるスイッチング素子制御信号ＳＳ３は、第２三角波８５の場合の時刻ｔ２，ｔ１０でオンからオフ或いはオフからオンへの切換えがされたのが、時刻ｔ１，時刻ｔ９でオンからオフ或いはオフからオンへの切換えがされるようになり、１デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間に時刻ｔ１，時刻ｔ４，時刻ｔ８，時刻ｔ９に４回の振動が発生し、第２三角波８５の場合と同様、第１、第２三角波８１，８５´の周波数（キャリア周波数）の４倍の周波数の振動或いは騒音が発生する。したがって、この場合も、第２三角波８５の場合と同様、電圧変換器１０の発生する電磁音の周波数を人間の可聴域外にして騒音を低減することができる。

図７（ａ）から図７（ｊ）を参照して説明した上記の各動作では、ＰＷＭ１の第１デューティ比Ｄ１、ＰＷＭ２の第２デューティ比Ｄ２は、それぞれ（４／１２）＜５０％として説明したが、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間（４区間）とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間（４区間）の合計期間（８区間）がデューティサイクル期間（１２区間）よりも短ければ、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないようにＰＷＭ１とＰＷＭ２との位相を調整することができる。別の表現をすると、パーセンテージで表したＰＷＭ１の第１デューティ比Ｄ１の数値と、パーセンテージで表したＰＷＭ２の第２デューティ比Ｄ２の数値との合計数値がパーセンテージで表したデューティサイクル期間の数値である１００未満の場合には、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないようにＰＷＭ１とＰＷＭ２との位相を調整することができる。

例えば、図１０（ａ）に示すように、第１デューティ比Ｄ１を設定する直線９１の高さ（閾値）を図７（ａ）の直線８２よりも高く（閾値を大きく）し、デューティサイクル期間が時刻ｔ０から時刻ｔ１２の１２区間で、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間が時刻ｔ５から時刻ｔ７の２区間で第１ローレベル期間が時刻ｔ０からｔ５および時刻ｔ７から時刻ｔ１２までの１０区間であり、第１デューティ比Ｄ１＝２／（２＋１０）＝（２／１２）＜５０％とし、第２デューティ比Ｄ２を設定する直線９２の高さ（閾値）を図７（ｄ）の直線８４よりも低く（閾値を小さく）し、ＰＷＭ２の第２ハイレベル期間が時刻ｔ０から時刻ｔ４および時刻ｔ８から時刻ｔ１２の８区間で第２ローレベル期間が時刻ｔ４からｔ８までの４区間であり、第２デューティ比Ｄ２＝８／（４＋８）＝（８／１２）＞５０％とした場合、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間の合計期間は、２区間＋８区間＝１０区間となり、デューティサイクル期間の１２区間よりも短くなる。この場合に、図７（ａ）から図７（ｊ）を参照して説明したように、第２三角波の第１三角波８１に対する位相差が１８０度となる第２三角波８５を用いると、図１０（ｈ）から図１０（ｊ）の黒三角マークで示すように、第１、第２三角波８１，８５の一周期（位相角３６０度）或いは、１デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間にＳ２（３２）は、時刻ｔ５，時刻ｔ７にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われ、Ｓ３（３３）は、時刻ｔ４，時刻ｔ５，時刻ｔ７，時刻ｔ８にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われ、Ｓ４（３４）は、時刻ｔ４、時刻ｔ８にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われる。したがって、この動作では、電圧変換器１０では１デューティサイクル期間（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間に時刻ｔ４，時刻ｔ５，時刻ｔ７，時刻ｔ８に４回の振動が発生し、第１、第２三角波８１，８５の周波数（キャリア周波数）の４倍の周波数の振動或いは電磁音が発生する。このように、ＰＷＭ１またはＰＷＭ２のデューティ比Ｄ１，Ｄ２のいずれか一方が５０％以上であっても、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間よりも短い場合には、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないようにＰＷＭ１に対するＰＷＭ２の位相を調整することによって、電圧変換器１０の電磁音の周波数を人間の可聴域以上に高くして騒音を低減することができる。なお、上記の説明では、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の位相差を１８０度とすることで説明したが、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないように位相を調整できれば、位相差は１８０には限定されない。

＜第１、第２パルス幅変調制御信号が重なる制御と重ならない制御とを混在させる＞
以上説明した実施形態では、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の位相は、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないような位相に設定して動作させることとして説明したが、図１１（ａ）から図１１（ｊ）に示すように、第１パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１）の第１ハイレベル期間と第２パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ２）の第２ハイレベル期間とが重なる、あるいは一部重なるように各パルス幅変調制御信号の位相を制御する第１の制御と、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないように各パルス幅変調制御信号の位相を制御する第２の制御とを混在させて位相制御を行うようにしてもよい。以下の説明では、ＰＷＭ１に対するＰＷＭ２の位相をスケジュールによって変化させて第１の制御と第２の制御とが混在するようにする場合について説明する。なお、図７（ａ）から図１０（ｊ）を参照して説明したのと同様の動作については簡単に説明する。

図１１（ａ）に示す第１三角波８１、直線８２（閾値）は、図６（ａ）と同様であり、図１１（ｂ）、図１１（ｃ）に示すＰＷＭ１，／ＰＷＭ１は図６（ｂ）、図６（ｃ）を参照して説明したＰＷＭ１、／ＰＷＭ１と同様である。図１１（ｄ）に示すように、ＰＷＭ２を生成する第２三角波は、時刻ｔ０から時刻ｔ２までは、第１三角波８１との位相差がゼロの第２三角波８３であり、この間のＰＷＭ１、／ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、／ＰＷＭ２、ＳＳ１〜ＳＳ４は、図６（ａ）から図６（ｊ）各信号波形と同様である。

制御部６０は、時刻ｔ２に第２三角波の位相を最初の第２三角波８３或いは第１三角波８１の位相からΔφ２（１２０度）だけずらした第２三角波８６に切換える。すると、図１１（ｄ）の時刻ｔ２から第２三角波８６が始まる。第２三角波８６は、時刻ｔ４に谷になり、その後、時刻ｔ１０に山、時刻ｔ１６に谷となり、時刻ｔ１７まで継続する。図１１（ｄ）に示すように、この第２三角波８６とＰＷＭ２の第２デューティ比Ｄ２を規定する直線８４（閾値）とは、時刻ｔ８、時刻ｔ１２で交差し、時刻ｔ８から時刻ｔ１２までの間は、第２三角波８７の値は直線８４の値より高くなっており、これにより時刻ｔ８と時刻ｔ１２の間、ＰＷＭ２はハイレベルとなり、その他の区間でＰＷＭ２はローレベルとなる。また、時刻ｔ８と時刻ｔ１２の間、／ＰＷＭ２はローレベルとなり、その他の区間ではハイレベルとなる。このように、ＰＷＭ１とＰＷＭ２及び／ＰＷＭ１と／ＰＷＭ２は、それぞれ時刻ｔ８で重なり、その他の期間では重ならない（第１の制御）。

第２三角波８６が継続する時刻ｔ２から時刻ｔ１７の間、Ｓ１（３１）からＳ４（３４）をオン・オフさせる各制御信号ＳＳ１からＳＳ４は先に説明した（式５）から（式８）により計算され、図１１（ｇ）から図１１（ｊ）に示すようになる。ＳＳ１は、図１１（ｇ）に示すようにＳ１（３１）を常時オンとする信号となり、ＳＳ２は、図１１（ｈ）に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ４の間はＳ２（３２）をオンとし、時刻ｔ４から時刻ｔ８の間はＳ２（３２）をオフとし、時刻ｔ８から時刻ｔ１６の間はＳ２（３２）をオンとし、時刻ｔ１６から時刻ｔ１７の間はＳ２（３２）をオフとする信号となる。また、ＳＳ３は、図１１（ｉ）に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ４の間はＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ４から時刻ｔ１２の間はＳ３（３３）をオンとし、時刻ｔ１２から時刻ｔ１６まではＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ１６から時刻ｔ１７の間はＳ３（３３）をオンとする信号となる。さらに、ＳＳ４は、図１１（ｊ）に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ８まではＳ４（３４）をオンとし、時刻ｔ８からｔ１２まではＳ４（３４）をオフとし、時刻ｔ１２から時刻ｔ１７の間はＳ４（３４）をオンとする信号となる。

制御部６０は、時刻ｔ１７に第２三角波の位相を更にΔφ３（６０度）だけずらした第２三角波８７に切換える。第２三角波８７は、時刻ｔ１８で谷になり、その後、時刻ｔ２４に山となる。第２三角波８７の最初の第２三角波８３或いは第１三角波８１に対する位相差はΔφ１（１８０度）となっている。したがって、図７（ａ）から図７（ｊ）を参照して説明した動作と同様、ＰＷＭ１とＰＷＭ２及び／ＰＷＭ１と／ＰＷＭ２は、全く重ならない（第２の制御）。

第２三角波８７が継続する時刻ｔ１７から時刻ｔ２４の間、Ｓ１（３１）からＳ４（３４）をオン・オフさせる各制御信号ＳＳ１からＳＳ４は先に説明した（式５）から（式８）により計算され、ＳＳ１は、図１１（ｇ）に示すようにＳ１（３１）を常時オンとする信号となり、ＳＳ２は、図１１（ｈ）に示すように、時刻ｔ１７から時刻ｔ２０の間はＳ２（３２）をオフとし、時刻ｔ２０から時刻ｔ２４の間はＳ２（３２）をオンとする信号となる。また、ＳＳ３は、図１１（ｉ）に示すように、時刻ｔ１７から時刻ｔ２０の間はＳ３（３３）をオンとし、時刻ｔ２０から時刻ｔ２２の間はＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ２２から時刻ｔ２４の間はＳ３（３３）をオンとする信号となる。更に、ＳＳ４は、図１１（ｊ）に示すように、時刻ｔ１７から時刻ｔ２２の間はＳ４（３４）をオンとし、時刻ｔ２２から時刻ｔ２４の間はＳ４（３４）をオフとする信号となる。

以上、ＳＳ１からＳＳ４はｔ０からｔ２４の間で上記のような信号となるので、時刻ｔ０から時刻ｔ１２の間の第１三角波８１の最初の周期では、Ｓ２（３２）は時刻ｔ４、時刻ｔ８にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われ、Ｓ３（３３）は、時刻ｔ４，時刻ｔ１２にオンからオフ或いはオフからオンへの切換え行われ、Ｓ４（３４）は、時刻ｔ８、時刻ｔ１２にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われる。したがって、図１１（ｈ）から図１１（ｊ）の黒三角マークで示すように、電圧変換器１０では第１三角波８１の最初の周期（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間に時刻ｔ４，時刻ｔ８，時刻ｔ１２に３回の振動が発生し、第１三角波８１周波数（キャリア周波数）の３倍の周波数の振動或いは電磁音が発生する。また、時刻ｔ１２から時刻ｔ２４の間の第１三角波８１の次の周期では、Ｓ２（３２）は時刻ｔ１６、時刻ｔ２０にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われ、Ｓ３（３３）は、時刻ｔ１６，時刻ｔ２０、時刻ｔ２２にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われ、Ｓ４（３４）は、時刻ｔ２２にオンからオフ或いはオフからオンへの切換えが行われる。したがって、電圧変換器１０では第１三角波８１の次の周期（時刻ｔ１２から時刻ｔ２４）の間の時刻ｔ１６，時刻ｔ２０，時刻ｔ２２において３回の振動が発生し、第１三角波８１周波数（キャリア周波数）の３倍の周波数の振動或いは電磁音が発生する。

また、第２三角波８７は時刻ｔ２４以降の第１三角波８１の次の周期（時刻ｔ２４から時刻ｔ３６の間）も継続する。第２三角波８７は、第１三角波８１に対して位相が１８０度ずれているので、時刻ｔ２４から時刻ｔ３６の間、ＰＷＭ１とＰＷＭ２及び／ＰＷＭ１と／ＰＷＭ２は、全く重ならない（第２の制御）。時刻ｔ２４から時刻ｔ３６の間のＰＷＭ２、／ＰＷＭ２は、図７（ｄ）の時刻ｔ０から時刻ｔ１２の間と同様の波形となるので、時刻ｔ２４以降の第１三角波８１の次の周期（ｔ２４からｔ３６の間）のＳＳ１〜ＳＳ４は図７（ｇ）から図７（ｊ）に実線で示す波形と同様の波形となる。したがって、図７（ｇ）から図７（ｊ）を参照して説明したのと同様、電圧変換器１０では第１三角波８１の次の周期（時刻ｔ２４から時刻ｔ３６）の間に４回の振動が発生し、第１三角波８１周波数（キャリア周波数）の４倍の周波数の振動或いは電磁音が発生する。

このように、制御部６０は、所定のスケジュールに従って、第１三角波８１の周期毎に第２三角波の第１三角波８１に対する位相差或いはＰＷＭ１に対するＰＷＭ２の位相差をゼロ（時刻ｔ２以前、第１の制御）→１２０度（時刻ｔ２から時刻ｔ１７、第１の制御）→１８０度（時刻ｔ１７以降、第２の制御）と変化させていく。これにより、ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが、（１）ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが重なる状態（第１の制御）→（２）ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが一部重なる状態（第１の制御）→（３）ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが全く重ならない状態（第２の制御）と変化させていく。

位相差がゼロの場合は、図６（ａ）から図６（ｊ）を参照して説明した基本動作であり、電圧変換器１０では第１三角波８１の一周期の間に２回の振動が発生し、位相差を１２０度に切換えた第１三角波の最初の周期では先に説明したように、第１三角波８１の一周期の間に３回の振動が発生し、位相差を１８０度に切換えた次の周期でも第１三角波８１の一周期の間に３回の振動が発生し、位相差を１８０度に維持した次の第１三角波８１の周期では第１三角波８１の一周期の間に４回の振動が発生する。したがって、第１三角波８１に対する第２三角波の位相差を第１三角波８１の周期毎にゼロ→１２０度→１８０度→１８０度と変化させることにより、電圧変換器１０から発生する電磁音の周波数は、第１三角波８１の周波数の２倍→３倍→３倍→４倍と変化する。つまり、ＰＷＭ１に対するＰＷＭ２の位相差をＰＷＭ１の周期毎にゼロ→１２０度→１８０度→１８０度と変化させることにより、電圧変換器１０から発生する電磁音の周波数は、ＰＷＭ１の周波数の２倍→３倍→３倍→４倍と変化する。第１三角波８１の周波数（キャリア周波数）が１０ｋＨｚの場合、電圧変換器１０が発生する電磁音の周波数は、２０ｋＨｚ→３０ｋＨｚ→３０ｋＨＺ→４０ｋＨｚと変化する。これにより、騒音の周波数帯域が広い範囲で平均化され、人間の可聴域に入る２０ｋＨｚ近傍の電磁音の平均レベルを低減することができ、電圧変換器１０の騒音を抑制することができる。また、この動作は、先に図７（ａ）から図７（ｊ）を参照して説明した動作のように第１三角波８１に対する第２三角波８５の位相差を１８０度に設定する場合に比べて各Ｓ２（３２）からＳ４（３４）のオン・オフの平均回数を少なくすることができるので、先に図７（ａ）から図７（ｊ）を参照して説明した動作に比べてスイッチング損失の増加を抑制しつつ騒音低減を図ることができる、つまり、スイッチング損失の増加と騒音低減とのバランスをとった動作である。

以上の説明では、制御部６０は、所定のスケジュールに従って、第１三角波８１に対する第２三角波の位相差或いはＰＷＭ１に対するＰＷＭ２の位相差を第１三角波８１の周期毎にゼロ（第１の制御）→１２０度（第１の制御）→１８０度（第２の制御）→１８０度（第２の制御）と変化させ、ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが、（１）ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが重なる状態（第１制御）→（２）ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが一部重なる状態（第１の制御）→（３）ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが全く重ならない状態（第２の制御）と変化させていくことにより、スイッチング損失の増加を抑制しつつと騒音低減を行うこととして説明したが、第１三角波８１に対する第２三角波８５の位相差を１８０度に設定する場合に比べて各Ｓ２（３２）からＳ４（３４）のオン・オフの平均回数を少なくすることができれば、第１三角波８１の周期毎に位相を変化させるスケジュールは上記の例に限らず、例えば、ゼロ（第１の制御）→１８０度（第２の制御）→ゼロ（第１の制御）→１８０度（第２の制御）のように、ゼロ（第１の制御）と１８０度（第２の制御）とを交互に切換える、つまり、ＰＷＭ１とＰＷＭ２とが重なる状態（第１の制御）とＰＷＭ１とＰＷＭ２とが全く重ならない状態（第２の制御）とを交互に切換えるようにしてもよいし、ゼロ、１２０度、１８０度をランダムに組み合わせたスケジュールによって第１三角波８１の位相を変化させてＰＷＭ１とＰＷＭ２の位相をランダムに変化させるようにしてもよい。即ち、第１パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１）の第１ハイレベル期間と第２パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ２）の第２ハイレベル期間とが重なる、あるいは一部重なるように各パルス幅変調制御信号の位相を制御する第１の制御と、ＰＷＭ１の第１ハイレベル期間とＰＷＭ２の第２ハイレベル期間とが重ならないように各パルス幅変調制御信号の位相を制御する第２の制御とをランダムに混在させて位相制御を行うようにしてもよい。これにより、騒音の周波数帯域が広い範囲で平均化され、人間の可聴域に入る２０ｋＨｚ近傍の電磁音の平均レベルを低減することができ、電圧変換器１０の騒音を抑制することができる。

＜ＰＷＭ１がローレベルの期間にＰＷＭ２をローレベルからハイレベルとした後にローレベルに戻すように変化させる＞
次に、図１２（ａ）から図１２（ｊ）を参照しながら、ＰＷＭ１がローレベルとなっている期間（／ＰＷＭ１がハイレベルとなっている期間）にＰＷＭ２をローレベルからハイレベルとした後にローレベルに戻すように変化させる（／ＰＷＭ２をハイレベルからローレベルとした後にハイレベルに戻すように変化させる）動作について説明する。先に図６（ａ）から図６（ｊ）を参照して説明した動作と同様の動作については簡略に説明する。

図１２（ａ）に示す第１三角波８１、直線８２（閾値）は、図６（ａ）と同様であり、図１２（ｂ）、図１２（ｃ）に示すＰＷＭ１，／ＰＷＭ１は図６（ｂ）、図６（ｃ）を参照して説明したＰＷＭ１、／ＰＷＭ１と同様である。図１２（ｄ）に示すように、時刻ｔ４から時刻ｔ８、時刻ｔ１６から時刻ｔ２０の間のＰＷＭ２を生成する第２三角波８９は、図６（ｄ）の時刻ｔ４から時刻ｔ８、時刻ｔ１６から時刻ｔ２０の間の第２三角波８３と同様である。したがってこの間のＰＷＭ１、／ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、／ＰＷＭ２、ＳＳ１〜ＳＳ４は、図６（ａ）から図６（ｊ）に示した各信号波形と同様である。また、第２三角波８９の谷位置の時刻を図１２の符号ｔ´２、ｔ´９、ｔ´１４、ｔ´１４、ｔ´２１で示す。

制御部６０は、図１２（ｄ）に示すように、第２三角波８９は、ＰＷＭ１がローレベルとなる（／ＰＷＭ１がハイレベルとなる）時刻ｔ０から時刻ｔ４、時刻ｔ８から時刻ｔ１６、時刻ｔ２０から時刻ｔ２４の間の各区間の間で、第２三角波８９の値が直線８４（閾値）を超える期間と第２三角波８９の値が直線８４（閾値）を超えない期間ができるように一時的に第２三角波８９の周波数を第１三角波８１の周波数よりも高くする。これにより、時刻ｔ０と時刻ｔ１の間、時刻ｔ１１と時刻ｔ１３の間、時刻ｔ２３と時刻ｔ２４の間で第２三角波８９の値が直線８４（閾値）を超え、ＰＷＭ２がハイレベルとなり、時刻ｔ１から時刻ｔ４の間、時刻ｔ８から時刻ｔ１１の間、時刻ｔ１３から時刻ｔ１６の間、時刻ｔ２０から時刻ｔ２３の間は、第２三角波８９の値が直線８４（閾値）を下回り、ＰＷＭ２がローレベルとなる。つまり、ＰＷＭ１がローレベルの間（時刻ｔ８から時刻ｔ１６の間）にＰＷＭ２はローレベルからハイレベルとなった後にローレベルに戻るように変化する。

このような第２三角波８９を用いた場合のＳ１（３１）からＳ４（３４）をオン・オフさせる各制御信号ＳＳ１からＳＳ４は先に説明した（式５）から（式８）により計算され、図１２（ｇ）から図１２（ｊ）に示すようになる。ＳＳ１とＳＳ２は、図６（ｇ）、図６（ｈ）を参照して説明した信号と同様の信号となる。ＳＳ３は、図６（ｉ）を参照して説明した信号に加えて、時刻ｔ１にＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ１１にＳ３（３３）をオンとする信号を追加した信号となる。また、ＳＳ４は、図６（ｊ）ではＳ４（３４）を常時オンとする信号であったが、時刻ｔ０から時刻ｔ１の間でＳ４（３４）をオフとし、時刻ｔ１と時刻ｔ１１の間はＳ４（３４）をオンとし、時刻ｔ１１と時刻ｔ１３の間でＳ４（３４）をオフとする信号となる。このように、本動作では、図６（ａ）から図６（ｊ）を参照して説明した動作に加えて、第１三角波８１の一周期（時刻ｔ０から時刻ｔ１２）の間にスイッチング素子がオン・オフ動作する回数が２回（時刻ｔ１，時刻ｔ１１）増えて、合計４回となる。したがって、電圧変換器１０から発生する電磁音の周波数は、図７（ａ）から図７（ｄ）を参照して説明した動作と同様、第１三角波８１の周波数の４倍の周波数となり、第１三角波８１の周波数が１０ｋＨｚの場合、発生する電磁音の周波数を人間の可聴域外の４０ｋＨｚにできるので、電圧変換器１０の騒音を低減することができる。

本動作では、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のスイッチング回数は、図６（ａ）から図６（ｊ）を参照して説明した動作と同様なので、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のスイッチング回数を増加させないで電圧変換器１０の騒音を低減することができる。このため、例えば、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）の温度が上昇し、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のスイッチング回数を増加させることが難しい場合でも効果的に騒音を低減することができる。

以上説明したように、各実施形態は、２つのパルス幅変調制御信号（ＰＷＭ１，ＰＷＭ２）によって２つのバッテリ（Ｂ１（２０）、Ｂ２（２３））の電圧変換制御を行う電圧変換器１０を用いた電源システム１００において、ＰＷＭ１とＰＷＭ２との位相を制御することによって効果的に騒音を低減することができる。

１０電圧変換器、１１基準電路、１２高圧電路、１３第１電路、１４第２電路、１６第１接続点、１７第２接続点、１８第３接続点、２０第１バッテリ、２１第１コンデンサ、２２第１リアクトル、２３第２バッテリ、２４第２コンデンサ、２５第２リアクトル、２６出力電路、３１−３４スイッチング素子、３５−３８ダイオード、４０インバータ、４１平滑コンデンサ、４３，４４，４５出力線
５０モータジェネレータ、５１出力軸、５２ギヤ装置、５３車軸、５４車輪、６０制御部、６１，６４，７１，７４，７５電圧センサ、８１，８３，８５，８６，８７，８９三角波、８２，８４，９１，９２直線、１００電源システム、２００電動車両、ＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２パルス幅変調制御信号、Ｒ１−Ｒ８回路、ＳＳ１−ＳＳ４スイッチング素子制御信号。

Claims

第１バッテリと、
第２バッテリと、
前記第１バッテリまたは前記第２バッテリのいずれか一方または両方と出力電路との間で双方向に電圧変換を行うと共に、前記出力電路に対する前記第１バッテリおよび前記第２バッテリの接続を直列または並列に切換える複数のスイッチング素子を含む電圧変換器と、
前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御に従ってオン・オフする制御部と、を含む電源システムであって、
前記出力電路は、第１の電路と前記第１の電路よりも電位の低い第２の電路とを含み、
前記複数のスイッチング素子は、前記第１の電路から前記第２の電路に向かって直列に設けられた第１、第２、第３、第４スイッチング素子を含み、
前記第１バッテリは、前記第３および前記第４スイッチング素子と並列に接続され、
前記第２バッテリは、前記第２および前記第３スイッチング素子と並列に接続され、
前記制御部は、前記第１バッテリと前記出力電路との間に形成される第１電圧変換回路による第１電圧変換を制御する第１パルス幅変調制御信号のハイレベル期間である第１ハイレベル期間と、前記第２バッテリと前記出力電路との間に形成される第２電圧変換回路による第２電圧変換を制御する第２パルス幅変調制御信号のハイレベル期間である第２ハイレベル期間との合計期間である合計ハイレベル期間が、各パルス幅変調制御信号の各ハイレベル期間と各ローレベル期間の合計期間であるデューティサイクル期間よりも短い場合に、前記第１パルス幅変調制御信号の前記第１ハイレベル期間と前記第２パルス幅変調制御信号の前記第２ハイレベル期間とが重ならないように、各パルス幅変調制御信号の位相を制御する電源システム。
請求項１に記載の電源システムであって、
前記制御部は、前記各パルス幅変調制御信号の前記各ハイレベル期間がそれぞれ前記デューティサイクル期間の５０％未満である場合、前記各パルス幅変調制御信号の位相をデューティサイクル期間の半期間毎に前記各ハイレベル期間が交互に発生するように位相を制御する電源システム。
第１バッテリと、
第２バッテリと、
前記第１バッテリまたは前記第２バッテリのいずれか一方または両方と出力電路との間で双方向に電圧変換を行うと共に、前記出力電路に対する前記第１バッテリおよび前記第２バッテリの接続を直列または並列に切換える複数のスイッチング素子を含む電圧変換器と、
前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御に従ってオン・オフする制御部と、を含む電源システムであって、
前記出力電路は、第１の電路と前記第１の電路よりも電位の低い第２の電路とを含み、
前記複数のスイッチング素子は、前記第１の電路から前記第２の電路に向かって直列に設けられた第１、第２、第３、第４スイッチング素子を含み、
前記第１バッテリは、前記第３および前記第４スイッチング素子と並列に接続され、
前記第２バッテリは、前記第２および前記第３スイッチング素子と並列に接続され、
前記制御部は、前記第１バッテリと前記出力電路との間に形成される第１電圧変換回路による第１電圧変換を制御する第１パルス幅変調制御信号のハイレベル期間である第１ハイレベル期間と、前記第２バッテリと前記出力電路との間に形成される第２電圧変換回路による第２電圧変換を制御する第２パルス幅変調制御信号のハイレベル期間である第２ハイレベル期間との合計期間である合計ハイレベル期間が、各パルス幅変調制御信号の各ハイレベル期間と各ローレベル期間の合計期間であるデューティサイクル期間よりも短い場合に、
前記第１パルス幅変調制御信号の前記第１ハイレベル期間と前記第２パルス幅変調制御信号の前記第２ハイレベル期間とが重なるように各パルス幅変調制御信号の位相を制御する第１の制御と、前記第１パルス幅変調制御信号の前記第１ハイレベル期間と前記第２パルス幅変調制御信号の前記第２ハイレベル期間とが重ならないように各パルス幅変調制御信号の位相を制御する第２の制御と、を混在させて位相制御を行う電源システム。
第１バッテリと、
第２バッテリと、
前記第１バッテリまたは前記第２バッテリのいずれか一方または両方と出力電路との間で双方向に電圧変換を行うと共に、前記出力電路に対する前記第１バッテリおよび前記第２バッテリの接続を直列または並列に切換える複数のスイッチング素子を含む電圧変換器と、
前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御に従ってオン・オフする制御部と、を含む電源システムであって、
前記出力電路は、第１の電路と前記第１の電路よりも電位の低い第２の電路とを含み、
前記複数のスイッチング素子は、前記第１の電路から前記第２の電路に向かって直列に設けられた第１、第２、第３、第４スイッチング素子を含み、
前記第１バッテリは、前記第３および前記第４スイッチング素子と並列に接続され、
前記第２バッテリは、前記第２および前記第３スイッチング素子と並列に接続され、
前記制御部は、前記第１バッテリと前記出力電路との間に形成される第１電圧変換回路による第１電圧変換を制御する第１パルス幅変調制御信号がローレベルの期間に、前記第２バッテリと前記出力電路との間に形成される第２電圧変換回路による第２電圧変換を制御する第２パルス幅変調制御信号をローレベルからハイレベルとした後にローレベルに戻すように変化させる電源システム。
請求項４に記載の電源システムであって、
前記制御部は、第１三角波と第１の閾値に基づいて第１パルス幅変調制御信号を生成し、第２三角波と第２の閾値に基づいて第２パルス幅変調制御信号を生成し、
第１パルス幅変調制御信号がローレベルの期間に、前記第２三角波の周波数を前記第１三角波の周波数よりも高くする電源システム。
請求項５に記載の電源システムであって、
前記制御部は、第１パルス幅変調制御信号がローレベルの期間に、前記第２三角波の値が前記第２の閾値を超える期間と超えない期間とができるように、前記第２の三角波の周波数を前記第１三角波の周波数よりも高くする電源システム。