JP2013169120A - 送電装置、非接触電力伝送システム及び高出力信号生成方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 実装が容易で、簡単に出力信号を変化させることができる高周波電源が求められている。
【解決手段】 非接触電力伝送に用いられる共振回路と、所定周波数の交流信号を生成する信号生成部と、を備える。
そして、信号生成部で生成された第１の交流信号を共振回路の一端に入力するとともに、第１の交流信号と同一振幅で位相差が調整された第２の交流信号を共振回路の他端に入力する。
【選択図】 図２

Description

本開示は、例えば非接触で電力を伝送する送電装置、非接触電力伝送システム及び高出力信号生成方法に関する。

非接触電力伝送（いわゆるワイヤレス給電）においては、送電装置から大電力の正弦波信号を出力する必要がある。この様な正弦波信号を発生する装置は高周波電源と呼ばれる。例えば、低周波かつ低出力で、高周波電源から正弦波信号への電力変換効率が要求されないオーディオ用パワー・アンプ等では高周波電源から出力する正弦波信号の信号レベルを可変することは容易である。しかし、高周波かつ高出力で、高い電力変換効率が要求されるワイヤレス給電に用いる高周波電源では、出力電力を可変することは難しい。

従来、非接触電力伝送システムにて使用される高周波電源としては、Ｅ級アンプ（Ｅ級インバータ）、ハーフ・ブリッジ・インバータ、フル・ブリッジ・インバータ（いわゆるＨブリッジ回路）等が挙げられる。

特許文献１には、Ｈブリッジ出力回路を有し、矩形波信号によってアンテナ負荷を駆動するアンテナ駆動装置に関する発明が記載されている。

特開２０１１−１２０２１６号公報

しかし、上述した何れの高周波電源もスイッチング方式の信号発生器であり、正弦波信号の振幅値を変化させる様な線形動作は不得手である。スイッチング方式のインバータの正弦波信号の出力を可変する方法としては、電源電圧（スイッチングする電圧）を可変することが考えられる。しかし、Ｅ級アンプの場合、電源電圧が回路定数の設計パラメータに入っており、電源電圧を可変するための構成を実装するのは容易ではない。また、ハーフ・ブリッジ・インバータ及びフル・ブリッジ・インバータでは実装は可能であるが、この場合においても電源電圧を可変するためにＤＣ／ＤＣコンバータなどの昇圧回路及び降圧回路が必要であり、これらの回路で変換損失が発生してしまう不都合がある。

一方、特許文献１に記載の発明は、アンテナ負荷の両端に、互いの位相が反転された正相出力信号と逆相出力信号がそれぞれ供給され、アンテナ負荷に正弦波形状の出力電流が流れるというものである。やはり正弦波信号の振幅値を変化（高出力化）させることはできない。高周波電源に印加する駆動信号の信号レベルを高くする、又はＨブリッジ回路に供給する電源電圧を高くするなどの方法も考えられるが、Ｈブリッジ回路や回路素子に負担が掛かってしまう。

したがって、実装が容易で、簡単に出力信号を変化させることができる高周波電源が求められていた。

本開示の一側面は、信号生成部により所定周波数の第１の交流信号を生成し、その信号生成部で生成された第１の交流信号を負荷（例えば送電コイルを含む共振回路）の一端に入力するとともに、第１の交流信号と同一振幅で位相差が調整された第２の交流信号を負荷の他端に入力する。

本開示の一側面によれば、負荷の一端に入力される第１の交流信号に対し、負荷の他端に入力される第２の交流信号は第１の交流信号との位相差が調整されている。

本開示の少なくとも一側面によれば、共振回路の両端に入力する２つの交流信号の振幅や波形を操作することなく位相差のみを制御することによって、出力される正弦波信号を所望の振幅値に変化させる。それゆえ、実装が容易で、簡単に出力信号の振幅値を変化させることができる。

一般的な高周波電源を利用した非接触電力伝送システムの送電装置を説明するための回路図である。 本開示の第１の実施形態に係る高周波電源を利用した非接触電力伝送システムの概略回路図である。 Ａ〜Ｃは、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量が＋１８０度であるとき、負荷に印加される信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）の波形を示している。 Ａ〜Ｃは、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量が＋９０度であるとき、負荷に印加される信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）の波形を示している。 Ａ〜Ｃは、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量が０度であるとき、負荷に印加される信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）の波形を示している。 ２つの正弦波信号の位相差（移相量θ）と負荷に対する印加電圧との関係例を示したグラフである。 本開示の第２の実施形態に係る高周波電源を利用した送電装置の一例を示した概略回路図である。 本開示の第３の実施形態に係る高周波電源を利用した送電装置の一例を示した概略回路図である。 矩形波信号を利用した、非接触電力伝送システムの送電装置（高周波電源）を説明するための回路図である。 本開示の第４の実施形態に係る高周波電源を利用した送電装置の一例を示した概略回路図である。 図１０に示した高周波電源の回路構成をモデル化したシミュレーション回路である。 Ａ〜Ｄは、移相量０．５０μｓｅｃのときにシミュレーション回路の各測定点に得られる電圧もしくは電流の波形図である。 Ａ〜Ｄは、移相量０．２５μｓｅｃのときにシミュレーション回路の各測定点に得られる電圧もしくは電流の波形図である。 Ａ〜Ｄは、移相量０．１２５μｓｅｃのときにシミュレーション回路の各測定点に得られる電圧もしくは電流の波形図である。 本開示の第５の実施形態に係る高周波電源を利用した送電装置の一例を示した概略回路図である。

以下に添付図面を参照しながら、本開示を実施するための形態の例について説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能又は構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複する説明を省略する。

説明は以下の順序で行う。
１．第１の実施形態（一つの正弦波出力の信号発生器、移相器を備えた例）
２．第２の実施形態（二つの正弦波出力の信号発生器、移相器を備えた例）
３．第３の実施形態（位相の異なる二つの正弦波出力の信号発生器を備えた例）
４．第４の実施形態（二つの矩形波出力の信号発生器、遅延回路を備えた例）
５．第５の実施形態（一つの矩形波出力の信号発生器、遅延回路、二つのハーフ・ブリッジ・インバータ回路を備えた例）
６．その他（変形例）

＜１．第１の実施形態＞
本開示の第１の実施形態は、一つの正弦波出力の信号発生器と移相器を備えた高周波電源の例である。

図１は、一般的な高周波電源を利用した非接触電力伝送システムの送電装置の回路を示している。まず、一般的な高周波電源を利用した送電装置の概略を説明する。

図１に示す送電装置は、最も簡単な構成の一例として、例えば高周波電源１０１と、送電コイル１０２及び共振用コンデンサ１０３で構成される共振回路１０４（直列共振回路）とを備える。高周波電源１０１は、高周波数の出力信号（正弦波信号）を発生させ、送電コイル１０２と共振用コンデンサ１０３で構成する共振回路１０４の両端に、その出力信号を供給する。高周波電源１０１は、例えば電力用ＭＯＳ電界効果トランジスタ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：MOSFET）を用いて構成される信号発生器である。なお、電力用ＭＯＳＦＥＴはパワーＭＯＳＦＥＴとも呼ばれる。

図１の例では、送電装置から高出力の電力を伝送する場合、高周波電源１０１から共振回路１０４の両端に供給する正弦波信号の振幅値を上げることが望ましい。この場合、高周波電源１０１のパワーＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートに印加する駆動信号の信号レベルを大きくすればよいが、高周波電源１０１を構成するパワーＭＯＳ電界効果トランジスタの耐圧等に限界があり、その限界によって高周波電源１０１の出力信号の信号レベル（振幅値）が制限される。

以下では、高周波電源に高電圧の駆動信号を供給するなどの負担を掛けることなく、出力信号の振幅値を簡単に変化させることができる高周波電源について、具体的な構成例を参照して説明する。

［送電装置（高周波電源）の概略構成］
図２は、本開示の第１の実施形態に係る高周波電源を利用した非接触電力伝送システムの概略回路図である。
非接触電力伝送システム１は、磁界を用いて非接触に電力を伝送（非接触給電）する送電装置１０と、該送電装置１０から伝送された（磁束から）電力を受電する受電装置２０を含んで構成される。

送電装置１０は、高周波電源１０Ａと、この高周波電源１０Ａから出力される交流信号が供給される共振回路１４（負荷の一例）と、高周波電源１０Ａの駆動を制御する制御部１６とを備える。

高周波電源１０Ａは、信号発生器１１と、移相器１５とを備える。なお、制御部１６を含めて高周波電源１０Ａとしてもよい。

信号発生器１１は、所定周波数の交流信号を生成する信号生成部の一例である。信号発生器１１は、制御部１６の制御の下で高周波数（例えば、ＭＨｚオーダー）の正弦波信号を出力する。

移相器１５は、入力された交流信号を比較対象の交流信号に対して所定量だけ移相する（位相を変化させる）処理を行う移相部の一例である。この移相器１５は、入力された交流信号の位相を所定量移相して出力する。

共振回路１４は、図２に示すように、送電コイル（１次側コイル）１２と共振用コンデンサ（キャパシタとも呼ばれる）１３を直列に接続した直列共振回路である。共振回路１４は、送電コイル１２のインダクタンス値と共振用コンデンサ１３のキャパシタンス値で決まる所定の周波数ｆ（＝１／｛２π√（ＬＣ）｝）で共振する。

高周波電源１０Ａは、信号発生器１１から出力される第１の正弦波信号と、この第１の正弦波信号の位相を移相器１５によって所定量移相した第２の正弦波信号とをそれぞれ、共振回路１４の一端１４−１と他端１４−２に供給する。共振回路１４は、一端１４−１に印加される第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）と、他端１４−２に印加される第２正弦波信号（電圧Ｖ２）とを合成した信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）が印加される。

制御部１６は、入力信号に基づいて信号発生器１１の駆動信号を生成してこれを信号発生器１１に供給し、信号発生器１１の動作を制御する。また、移相器１５の移相量を通知する制御信号を生成してこれを供給する。制御部１６は、例えばいわゆるマイクロコンピュータやＣＰＵなどの演算処理装置が適用される。入力信号は、例えば予め決定されている設定値もしくは実行プログラムに基づいて自動で、あるいはユーザ操作に基づいて作成される。

この制御部１６は、基本的には、信号発生器１１が発生する正弦波信号の振幅は一定で、移相器１５により正弦波信号を移相する制御を行うが、この限りではない。例えば、何らかの手段により信号発生器１１が発生する正弦波信号の振幅値を変化させた後、それに加えて移相器１５による移相時の移送量を調整してもよい。

なお、負荷の一例である共振回路１４の構成は、この例に限られない。共振回路としては、例えば送電コイルに対して、共振用コンデンサが電気的に直列、並列、もしくは直列と並列とを組み合わせた接続となるように配置されていればよい。

例えば、共振用コンデンサは、送電コイル１２に対して電気的に並列となるような構成で接続されたコンデンサ、もしくは、送電コイル１２に対して電気的に直列と並列を組み合わせたような構成となるように接続されたコンデンサでもよい。

一方、受電装置２０は、送電装置１０から非接触により受電するための受電コイル２１と、その受電コイル２１と共振回路２３を構成する共振用コンデンサ２２と、共振回路２３から供給される交流信号を直流信号に変換する整流回路２４と、負荷２５を備える。負荷２５は、例えば図示しないバッテリー（２次電池）を備えている。整流回路２４は、整流処理に加えて平滑処理をするように構成してもよい。

共振回路２３は、受電コイル２１と共振用コンデンサ２２が直列共振回路を形成するように接続され、給電周波数において共振するように、受電コイル２１のインダクタンス値、及び共振用コンデンサ２２のキャパシタンス値が調整されている。送電装置１０（１次側）が伝送する電力が高いほど、受電装置２０（２次側）で受電できる電力が大きくなる。

［合成信号の振幅の例］
ここで、信号発生器１１が出力する第１の正弦波信号の位相に対して、移相器１５により第１の正弦波信号の位相を移相させた時に負荷（共振回路１４）に印加される電圧を、図３〜図５を参照して説明する。

図３Ａ〜３Ｃは、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量（位相差）が＋１８０度である時に、負荷（共振回路１４）に印加される信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）の波形をそれぞれ示している。

具体的には、図３Ａは、信号発生器１１が出力する第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の波形図、図３Ｂは、第１の正弦波信号に対して＋１８０度移相させた第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の波形図、図３Ｃは、第１の正弦波信号と第２の正弦波信号との差分（電圧Ｖ１−Ｖ２）を示す波形図である。図３Ａ〜３Ｃの波形図において、横軸は時間（μｓｅｃ）、縦軸は信号（電圧）の振幅値を表しており、各信号の振幅値は第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の振幅値を１として正規化した値を示している。図４〜図５についても、波形図の横軸及び縦軸の定義は同じである。

図３Ａ〜３Ｃによれば、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量（位相差）が＋１８０度であるとき、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２を合成した電圧Ｖ１−Ｖ２の振幅値は、電圧Ｖ１の振幅値の２倍になる。

図４Ａ〜４Ｃは、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量（位相差）が＋９０度である時に、負荷（共振回路１４）に印加される信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）の波形をそれぞれ示している。
図４Ａ〜４Ｃによれば、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量（位相差）が＋９０度であるとき、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２を合成した電圧Ｖ１−Ｖ２の振幅値は、電圧Ｖ１の振幅値の√２倍になる。

図５Ａ〜５Ｃは、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量（位相差）が０度である時に、負荷（共振回路１４）に印加される信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）の波形をそれぞれ示している。
図５Ａ〜５Ｃによれば、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対して第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量（位相差）が０度であるとき、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２を合成した電圧Ｖ１−Ｖ２の振幅値は、０倍（ゼロ）になる。

このように、第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）の位相に対する第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）の位相の移相量（位相差）に応じて、合成信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）の振幅値が可変する。

下記は、第１の正弦波信号と、位相差θの第２の正弦波信号との差分をとり合成した時に、負荷に印加される信号を計算した式である。合成信号の振幅値は、２ｓｉｎ（θ／２）倍となる。

図６は、２つの正弦波信号の位相差（移相量［ｄｅｇ］）と負荷に対する印加電圧（振幅）との関係例を示したグラフである。すなわち、上記移相量に対する合成信号の振幅値を示している。図６のグラフからは、移相量θの変化に従って、合成信号の振幅が２ｓｉｎ（θ／２）で連続して変化することが分かる。

［第１の実施形態の効果］
上述したように第１の実施形態では、正弦波信号を発生する信号発生器１１と移相器１５を設ける。そして、制御部１６の制御の下で、移相器１５は、信号発生器１１が発生する第１の正弦波信号の位相を所定量移相して第２の正弦波信号を生成する。そして、信号発生器１１で発生した第１の正弦波信号と、移相器１５により該第１の正弦波信号を所定量移相した第２の正弦波信号とを、負荷（共振回路１４）の一端１４−１及び他端１４−２へ入力して合成する。

このような構成により、負荷に対する印加電圧を、振幅固定の信号発生器１１が発生させた電圧（第１の正弦波信号の振幅値）の０〜２倍の範囲で連続的に可変できる。
すなわち、負荷の両端に入力する２つの正弦波信号の振幅や波形を操作することなく移相量（位相差）のみを制御することによって、高周波電源から出力される正弦波信号を所望の振幅値に変化させることができる。

＜２．第２の実施形態＞
本開示の第２の実施形態は、二つの正弦波出力の信号発生器と移相器を備えた高周波電源の例である。

［送電装置（高周波電源）の概略構成］
図７は、本開示の第２の実施形態に係る高周波電源を利用した送電装置の一例を示した概略回路図である。
本実施形態の送電装置は、第１の実施形態に係る高周波電源１０Ａ（図２）に代えて、高周波電源１０Ｂを備えている。その他の構成については第１の実施形態と同様である。

高周波電源１０Ｂは、信号発生器１１−１（第１の信号発生器）と、信号発生器１１−２（第２の信号発生器）と、移相器１５とを備える。信号発生器１１−１，１１−２及び移相器１５は制御部１６（図２参照）により制御されるが、制御部１６の記載は省略している。信号発生器１１−１と信号発生器１１−２の接続中点が、接地端子に接続している。

信号発生器１１−１，１１−２は、信号生成部の一例である。この信号発生器１１−１，１１-２は、信号発生器１１と同一機能を有し、制御部１６の制御の下で高周波数の正弦波信号を出力する。そして、信号発生器１１−１と信号発生器１１−２が出力するそれぞれの正弦波信号は、同一周期、同一振幅かつ同一位相である。

高周波電源１０Ｂでは、信号発生器１１−１で発生した第１の正弦波信号を、共振回路１４の一端１４−１に供給する。また、上記と並行して、信号発生器１１−２で発生した第１の正弦波信号の位相を、移相器１５によって所定量移相して第２の正弦波信号とし、この第２の正弦波信号を共振回路１４の他端１４−２に供給する。

共振回路１４は、一端１４−１に入力される第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）と、他端１４−２に入力される第２の正弦波信号（電圧Ｖ２）とを合成した信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）が印加される。

［第２の実施形態の効果］
上述した第２の実施形態によれば、同一位相の正弦波信号を発生する第１の信号発生器１１−１と第２の信号発生器１１−２を設ける。そして、制御部１６の制御の下で、移相器１５は、第１の信号発生器１１−１が発生する第１の正弦波信号の位相に対して第２の信号発生器１１−２が発生する第１の正弦波信号の位相を所定量移相して第２の正弦波信号を生成する。そして、第１の信号発生器１１−１で発生した第１の正弦波信号と、移相器１５により該第１の正弦波信号の位相を所定量移相した第２の正弦波信号とを、負荷（共振回路１４）の一端１４−１及び他端１４−２へ入力して合成する。

このような構成により、第１の実施形態と同様に、負荷に対する印加電圧を、振幅固定の信号発生器１１−１，１１−２が発生させた電圧（第１の正弦波信号の振幅値）の０〜２倍の範囲で連続的に可変できる。このように、第２の実施形態では、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

＜３．第３の実施形態＞
本開示の第３の実施形態は、二つの正弦波出力の信号発生器を備えた高周波電源の例である。ただし、二つの信号発生器で発生する正弦波信号間の位相差が予め所望の位相差に調整されている。

［送電装置（高周波電源）の概略構成］
図８は、本開示の第３の実施形態に係る高周波電源を利用した送電装置の一例を示した概略回路図である。
本実施形態の送電装置は、第２の実施形態に係る高周波電源１０Ｂ（図７）に代えて、高周波電源１０Ｃを備えている。その他の構成については第２の実施形態と同様である。

高周波電源１０Ｃは、信号発生器１１−１（第１の信号発生器）と、信号発生器１１−２ａ（第２の信号発生器）とを備える。信号発生器１１−１，１１−２ａは制御部１６（図２参照）により制御されるが、制御部１６の記載は省略している。信号発生器１１−１と信号発生器１１−２ａの接続中点が、接地端子に接続している。

信号発生器１１−２ａは、信号発生器１１−１と同様に、信号生成部の一例であり、制御部１６の制御の下で高周波数の正弦波を出力する。信号発生器１１−２ａが出力する正弦波信号は、信号発生器１１−１が出力する正弦波信号と同一周期、同一振幅であるが、位相が異なる。信号発生器１１−２ａは、制御部１６の制御に従い、第１の正弦波信号の位相に対して所定量の位相差θを有する第２の正弦波信号を発生する。

高周波電源１０Ｃでは、第２の実施形態と同様に、信号発生器１１−１で発生した第１の正弦波信号を、共振回路１４の一端１４−１に供給する。また、上記と並行して、信号発生器１１−２ａで発生した、第１の正弦波信号の位相に対して所定量の位相差を有する第２の正弦波信号を、共振回路１４の他端１４−２に供給する。したがって、高周波電源１０Ｃは、移相器を備えていない。

共振回路１４は、一端１４−１に入力される第１の正弦波信号（電圧Ｖ１）と、他端１４−２に入力される第２正弦波信号（電圧Ｖ２）とを合成した信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）が印加される。

［第３の実施形態の効果］
上述したように第３の実施形態では、異なる位相の正弦波信号を発生する第１の信号発生器１１−１と第２の信号発生器１１−２ａを設ける。そして、制御部１６の制御の下で、第２の信号発生器１１−２ａは、第１の信号発生器１１−１が発生する第１の正弦波信号の位相に対して所定量の位相差を持つ第２の正弦波信号を発生させる。そして、第１の信号発生器１１−１で発生した第１の正弦波信号と、第２の信号発生器１１−２ａで発生した第２の正弦波信号とを、負荷（共振回路１４）の一端１４−１及び他端１４−２へ入力して合成する。

このような構成により、第１及び第２の実施形態と同様に、負荷に対する印加電圧を、振幅固定の信号発生器１１−１，１１−２ａが発生させた電圧（第１及び第２の正弦波信号の振幅値）の０〜２倍の範囲で連続的に可変できる。したがって、第３の実施形態では、第１及び第２の実施形態と同様の効果が得られる。

＜４．第４の実施形態＞
本開示の第４の実施形態は、二つの矩形波出力の信号発生器と遅延回路を備えた高周波電源の例である。この実施形態では、信号発生器が正弦波信号ではなく、矩形波信号を出力する。

図９は、矩形波信号を利用した、非接触電力伝送システムの送電装置（高周波電源）を説明するための回路図である。まず、共振回路に矩形波信号を供給した場合を説明する。

図９に示す送電装置は、最も簡単な構成の一例として、例えば信号発生器（高周波電源）３０と、送電コイル１２及び共振用コンデンサ１３で構成される共振回路１４とを備える。信号発生器３０は、高周波数の出力信号（矩形波信号）を発生させ、送電コイル１２と共振用コンデンサ１３で構成する共振回路１４の両端に、その出力信号を供給する。

信号発生器３０が矩形波駆動の場合、共振回路１４（本例では直列共振回路）に流れる電流は、共振回路１４における共振用コンデンサ１３等の素子の特性や回路の応答性などに起因して、ほぼ正弦波となる。

以下では、高周波電源に正弦波信号ではなく矩形波信号を出力する信号発生器を適用し、正弦波駆動の場合と同様に、出力信号の振幅値を簡単に変化させることができる高周波電源について、具体的な構成例を参照して説明する。

［送電装置（高周波電源）の概略構成］
図１０は、本開示の第４の実施形態に係る高周波電源を利用した送電装置の一例を示した概略回路図である。
本実施形態の送電装置は、図１０に示すように、第２の実施形態に係る高周波電源１０Ｂ（図７）に代えて、高周波電源１０Ｄを備えている。その他の構成については第２の実施形態と同様である。

高周波電源１０Ｄは、信号発生器３０−１（第１の信号発生器）と、信号発生器３０−２（第２の信号発生器）と、遅延回路３１とを備える。信号発生器３０−１，３０−２及び遅延回路３１の動作は制御部１６（図２参照）により制御されるが、制御部１６の記載は省略している。信号発生器１１−１，１１−２を信号発生器３０−１，３０−２に置き換えた構成であり、信号発生器３０−１と信号発生器３０−２の接続中点が、接地端子に接続している。

信号発生器３０−１，３０−２は、所定周波数の交流信号を生成する信号生成部の一例である。この信号発生器３０−１，３０−２は、制御部１６の制御の下で高周波数の矩形波信号を出力する。そして、信号発生器３０−１と信号発生器３０−２が出力するそれぞれの矩形波信号は、同一周期、同一振幅かつ同一位相（オン区間とオフ区間が同一タイミング）である。

遅延回路３１は、移相部の一例である。この遅延回路３１は、入力された交流信号を所定量移相（遅延）して出力する。

高周波電源１０Ｄでは、信号発生器３０−１で発生した第１の矩形波信号を、共振回路１４の一端１４−１に供給する。また、上記と並行して、信号発生器３０−２で発生した第１の矩形波信号を、遅延回路３１によって所定量移相（遅延）して第２の矩形波信号とし、この第２の矩形波信号を共振回路１４の他端１４−２に供給する。

共振回路１４は、一端１４−１に印加される第１の矩形波信号（電圧Ｖ１）と、他端１４−２に印加される第２の矩形波信号（電圧Ｖ２）とを合成した信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）が印加される。

［シミュレーション結果］
図１１は、図１０に示した高周波電源１０Ｄの回路構成をモデル化したシミュレーション回路である。
図１１のシミュレーション回路において、高周波電源１０Ｄを構成する各素子に対応する素子については、説明の便宜上同一符号を付して表している。信号発生器３０−１，３０−２と共振回路１４との間に記した抵抗素子３２−１，３２−２はそれぞれ、信号発生器３０−１，３０−２の内部抵抗（出力インピーダンス）を図示化したものである。

図１１に示す電圧Ｖ１，Ｖ２はそれぞれ、信号発生器３０−１，３０−２が出力する電圧（矩形波信号の振幅）を表している。共振回路１４と接続された仮想の電流計３３は、共振回路１４に電圧Ｖ１−Ｖ２を印加したときに該共振回路１４に流れる電流Ｉを測定する。以下、電圧Ｖ１に対する電圧Ｖ２の移相量を変えながら共振回路１４に電圧Ｖ１−Ｖ２を印加するシミュレーションの結果を、図１２〜図１４に示す。

なお、信号発生器３０−１，３０−２が発生する矩形波信号について、一例として、オン区間及びオフ区間を０．５［μｓｅｃ］、周期Ｔを１［μｓｅｃ］、振幅を１［Ｖ］とした。さらに、送電コイル１２のインダクタンス値Ｌを1e-6［Ｈ］、共振用コンデンサ１３のキャパシタンス値Ｃを1/(2π*1e6)^2/L［Ｆ］、共振回路１４のＱ値を５０、共振回路１４の実効抵抗値Ｒｓを√(L/C)/Q、抵抗素子３２−１，３２−２の抵抗値Ｒを０．１［Ω］とした。

図１２Ａ〜１２Ｄは、遅延時間０．５０μｓｅｃ（Ｔ／２）のときにシミュレーション回路の各測定点に得られる電圧もしくは電流の波形をそれぞれ示している。
具体的には、図１２Ａは、信号発生器３０−１が出力する第１の矩形波信号（電圧Ｖ１）の波形図、図１２Ｂは、第１の矩形波信号に対して０．５μｓｅｃ（Ｔ／２）遅延させた第２の矩形波信号（電圧Ｖ２）の波形図、図１２Ｃは、第１の正弦波信号と第２の正弦波信号との差分（電圧Ｖ１−Ｖ２）を示す波形図である。図１２Ｄは、共振回路１４に流れる電流Ｉを示す波形図である。図１２Ａ〜１２Ｄの波形図において、横軸は時間（ｍｓｅｃ）、縦軸は信号（電圧、電流）の振幅値を表している。

遅延時間を０．５０μｓｅｃ（Ｔ／２）に設定した場合、共振回路１４に印加される電圧Ｖ１−Ｖ２の波形のハイ区間及びロー区間は０．５０μｓｅｃである（図１２Ｃ）。そして、共振回路１４には、４［Ａ］に近い振幅を持つ正弦波形状の電流が流れるという計算結果が得られた（図１２Ｄ）。

次に、図１３Ａ〜１３Ｄは、遅延時間０．２５μｓｅｃ（Ｔ／４）のときにシミュレーション回路の各測定点に得られる電圧もしくは電流の波形をそれぞれ示している。シミュレーションに用いた設定値は、遅延時間を除き図１２Ａ〜１２Ｄの計算に用いたものと同じである。
遅延時間を０．２５μｓｅｃ（Ｔ／４）に設定した場合、共振回路１４に印加される電圧Ｖ１−Ｖ２の波形のハイ区間及びロー区間のうち短い区間では０．２５μｓｅｃである（図１３Ｃ）。そして、共振回路１４には、３［Ａ］に近い振幅を持つ正弦波形状の電流が流れるという計算結果が得られた（図１３Ｄ）。

次に、図１４Ａ〜１４Ｄは、遅延時間０．１２５μｓｅｃ（Ｔ／８）のときにシミュレーション回路の各測定点に得られる電圧もしくは電流の波形をそれぞれ示している。シミュレーションに用いた設定値は、遅延時間を除き図１２Ａ〜１２Ｄの計算に用いたものと同じである。
遅延時間を０．１２５μｓｅｃ（Ｔ／８）に設定した場合、共振回路１４に印加される電圧Ｖ１−Ｖ２の波形のハイ区間及びロー区間のうち短い区間では０．１２５μｓｅｃである（図１４Ｃ）。そして、共振回路１４には、約１．５［Ａ］の振幅を持つ正弦波形状の電流が流れるという計算結果が得られた（図１４Ｄ）。

上記のシミュレーション結果からわかるとおり、負荷（共振回路１４）に入力する第１の矩形波信号と第２の矩形波信号の移相量を操作することで、負荷に流れる電流の振幅が変化した。移相量が周期の半分のとき、負荷に流れる電流の振幅が最大であった。

［第４の実施形態の効果］
上述した第４の実施形態によれば、第２の実施形態の信号発生器１１−１，１１−２（正弦波出力）に代えて、信号発生器３０−１，３０−２（矩形波出力）を用いることによっても第２の実施形態と同様の効果が得られた。
すなわち、負荷に対する印加電圧を、振幅固定の信号発生器３０−１，３０−２が発生させた電圧（第１，第２の矩形波信号に含まれる基本波成分の振幅値）の０〜２倍の範囲で連続的に可変できる。

このように、負荷の両端に入力する２つの矩形波信号の振幅や波形を操作することなく移相量（遅延量）のみを制御することによって、高周波電源から出力される矩形波信号を所望の振幅値に変化させることができる。

＜５．第５の実施形態＞
［送電装置（高周波電源）の概略構成］
第５の実施形態は、一つの矩形波出力の信号発生器、遅延回路、二つのハーフ・ブリッジ・インバータを備えた高周波電源の例である。ここでは、信号発生器にて矩形波信号を発生し、加えてその移相量を調整して負荷に印加する電圧を可変する構成を採る。

図１５は、本開示の第５の実施形態に係る高周波電源を利用した送電装置の一例を示した概略回路図である。
本実施形態の送電装置は、第１の実施形態に係る高周波電源１０Ａ（図２）に代えて、高周波電源１０Ｅを備え、信号発生器には、矩形波出力の信号発生器を用いている。

高周波電源１０Ｅは、矩形波信号を出力する信号発生器３０と、遅延回路３１と、２つのハーフ・ブリッジ・インバータ３５−１，３５−２とを備える。

第１のハーフ・ブリッジ・インバータ３５−１（第１のスイッチング部）は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ２とで構成され、電源電圧Ｖｃｃが供給される。

第２のハーフ・ブリッジ・インバータ３５−２（第２のスイッチング部）は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ３と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ４とで構成され、電源電圧Ｖｃｃが供給される。

第１のハーフ・ブリッジ・インバータ３５−１において、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ１及びＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ２のゲートに、第１の矩形波信号が入力されると、そのハイ区間でＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ２がオンし、ロー区間でＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ１がオンする。

また、第２のハーフ・ブリッジ・インバータ３５−２において、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ３及びＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ４のゲートに、第２の矩形波信号が入力されると、そのハイ区間でＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ４がオンし、ロー区間でＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ３がオンする。

すなわち、第１のハーフ・ブリッジ・インバータ３５−１及び第２のハーフ・ブリッジ・インバータ３５−２はそれぞれ、各入力信号（第１の矩形波信号又は第２の矩形波信号）を反転した信号を出力する。

このようにして、第１及び第２の矩形波信号のハイ区間及びロー区間に応じて、第１のハーフ・ブリッジ・インバータ３５−１と第２のハーフ・ブリッジ・インバータ３５−２から、共振回路１４の両端に矩形波信号が供給され、両端間に合成信号（電圧Ｖ１−Ｖ２）が印加される。

これらの回路は、いわゆるマイコン（microcontroller：MCU）などの集積回路で構成してもよい。

＜６．その他＞
なお、上述した第３の実施形態に係る高周波電源１０Ｃの正弦波出力の２つの信号発生器１１−１，１１−２（図８参照）を、矩形波出力の２つの信号発生器に置き換えてもよい。すなわち、高周波電源が、第１の矩形波信号を発生させる第１の信号発生器と、第１の矩形波信号の位相を所定量移相（遅延）させた第２の矩形波信号を発生させる第２の信号発生器を備える構成とする。そして、発生した第１の矩形波信号と、この第１の矩形波信号の位相とは所定量位相の異なる第２の矩形波信号を直接、負荷の両端に印加するようにしてもよい。

また、上述した各実施形態において、位相の異なる二つの正弦波信号を発生させるための信号発生器の構成は問われない。どのような形式の信号発生器にも応用が可能である。例えば、第４の実施形態（図１０）において矩形波信号を出力する信号発生器３０−１，３０−２の後段のそれぞれにフィルタを配置し、フィルタ通過後の略正弦波形状に処理された一方の信号の位相を移相する構成としてもよい。

また、上述した各実施形態において位相の異なる二つの高周波出力を得る場合、信号発生器が発生した高出力信号（大信号）を移相させるのではなく、信号発生器の駆動信号（小信号）の波形に移相差を持たせてもよい（図８参照）。この場合、高出力な信号を操作しないため、簡単な設計及び構造により目的の高周波電源を実現できる。

また、上述した各実施形態において、位相の異なる二つの高周波出力を得るために、デジタル−アナログ変換器を利用して位相差の異なる高周波信号を生成してもよい（図８参照）。なお、単一で固定の発振源から任意の波形や周波数をデジタル的に生成するための電子回路として、例えばＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）が知られている。

また、上述した各実施形態では、負荷に供給する第１の交流信号（正弦波、矩形波）と第２の交流信号（正弦波、矩形波）は、振幅及び周期が同一であると説明したが、振幅は異なっていてもよい。

また、負荷として非接触で電力を伝送するための共振回路を例に挙げたが、この例に限られない。

なお、本開示は以下のような構成も取ることができる。
（１）
非接触電力伝送に用いられる共振回路と、
所定周波数の交流信号を生成する信号生成部と、を備え、
前記信号生成部で生成された第１の交流信号を前記共振回路の一端に入力するとともに、前記第１の交流信号と同一周期、同一振幅で位相差が調整された第２の交流信号を前記共振回路の他端に入力する
送電装置。
（２）
前記所定周波数の交流信号は、高周波数の交流信号である
前記（１）に記載の送電装置。
（３）
入力される交流信号の位相を変える移相部、を更に備え、
前記移相部によって前記信号生成部で生成された第１の交流信号の位相を変化させて該第１の交流信号と所定量位相が異なる第２の交流信号を生成し、前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とをそれぞれ、前記共振回路の両端に入力する
前記（１）又は（２）に記載の送電装置。
（４）
前記信号生成部として、同一振幅かつ同一位相の交流信号を生成する第１の信号生成部及び第２の信号生成部、を有し、
前記移相部によって前記第２の信号生成部で生成された交流信号の位相を変化させて、前記第１の信号生成部が生成する第１の交流信号と所定量位相が異なる第２の交流信号を生成し、前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とをそれぞれ、前記共振回路の両端に入力する
前記（３）に記載の送電装置。
（５）
前記信号生成部として、所定周波数の第１の交流信号を生成する第１の信号生成部と、
該第１の信号生成部が生成する前記第１の交流信号と同一振幅で所定量位相が異なる第２の交流信号を生成する第２の信号生成部と、を有し、
前記第１の信号生成部で生成された前記第１の交流信号と、前記第２の信号生成部で生成された前記第２の交流信号とをそれぞれ、前記共振回路の両端に入力する
前記（１）又は（２）に記載の送電装置。
（６）
前記第１の信号生成部及び前記第２の信号生成部はそれぞれ、前記交流信号として矩形波信号を生成する
前記（４）に記載の送電装置。
（７）
前記信号生成部で前記所定周波数の交流信号として生成された第１の矩形波信号により駆動して第１の出力信号を出力する第１のスイッチング部と、
前記移相部によって前記第１の矩形波信号を所定量移相した第２の矩形波信号により駆動して第２の出力信号を出力する第２のスイッチング部と、をさらに備え、
前記第１のスイッチング部から出力された前記第１の出力信号と、前記第２のスイッチング部から出力された前記第２の交流信号とをそれぞれ、前記共振回路の両端に入力する
前記（３）に記載の送電装置。
（８）
前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号は、それぞれ第１の矩形波信号及び第２の矩形波信号である
前記（１）〜（４）に記載の送電装置。
（９）
非接触で電力を伝送する送電装置と、該送電装置から電力を受電する受電装置を含んで構成され、
前記送電装置は、
非接触電力伝送に用いられる共振回路と、
所定周波数の交流信号を生成する信号生成部と、を備え、
前記信号生成部で生成された第１の交流信号を前記共振回路の一端に入力し、該第１の交流信号と同一周期、同一振幅で位相差が調整された第２の交流信号を前記共振回路の他端に入力する
非接触電力伝送システム。
（１０）
信号生成部により所定周波数の第１の交流信号を生成することと、
前記信号生成部で生成された前記第１の交流信号を負荷の一端に入力するとともに、前記第１の交流信号と同一周期、同一振幅で位相差が調整された第２の交流信号を前記負荷の他端に入力すること、を含む
高出力信号生成方法。

上述した各実施形態例における一連の処理は、ハードウェアにより実行することができるが、ソフトウェアにより実行させることもできる。一連の処理をソフトウェアにより実行させる場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または、各種の機能を実行するためのプログラムをインストールしたコンピュータにより、実行可能である。例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに所望のソフトウェアを構成するプログラムをインストールして実行させればよい。

また、本明細書において、時系列的な処理を記述する処理ステップは、記載された順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に実行される処理（例えば、並列処理あるいはオブジェクトによる処理）をも含むものである。

以上、本開示は上述した各実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された要旨を逸脱しない限りにおいて、その他種々の変形例、応用例を取り得ることは勿論である。
すなわち、上述した各実施形態の例は、本開示の好適な具体例であるため、技術的に好ましい種々の限定が付されている。しかしながら、本開示の技術範囲は、各説明において特に本開示を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。例えば、以下の説明で挙げる使用材料とその使用量、処理時間、処理順序および各パラメータの数値的条件等は好適例に過ぎず、また説明に用いた各図における寸法、形状および配置関係も概略的なものである。

１…非接触電力伝送システム、 １０…送電装置、 １０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ…高周波電源 １１，１１−１，１１−２，１１−２ａ…信号発生器（正弦波出力）、 １２… 送電コイル、 １３…共振用コンデンサ、 １４…負荷、 １５…移相器、 １４−１…一端、 １４−２…他端、 ２０…受電装置、 ３０，３０−１，３０−２…信号発生器（矩形波出力）、 ３１…遅延回路、 ３５−１，３５−２…ハーフ・ブリッジ・インバータ、 Ｔｒ１，Ｔｒ３…Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ、 Ｔｒ２，Ｔｒ４…Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ、 Ｃ１〜Ｃ４…寄生容量、 Ｖｃｃ…電源電圧

Claims (10)

1. 非接触電力伝送に用いられる共振回路と、
   所定周波数の交流信号を生成する信号生成部と、を備え、
   前記信号生成部で生成された第１の交流信号を前記共振回路の一端に入力するとともに、前記第１の交流信号と同一周期、同一振幅で位相差が調整された第２の交流信号を前記共振回路の他端に入力する
   送電装置。
2. 前記所定周波数の交流信号は、高周波数の交流信号である
   請求項１に記載の送電装置。
3. 入力される交流信号の位相を変える移相部、を更に備え、
   前記移相部によって前記信号生成部で生成された第１の交流信号の位相を変化させて該第１の交流信号と所定量位相が異なる第２の交流信号を生成し、前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とをそれぞれ、前記共振回路の両端に入力する
   請求項２に記載の送電装置。
4. 前記信号生成部として、同一振幅かつ同一位相の交流信号を生成する第１の信号生成部及び第２の信号生成部、を有し、
   前記移相部によって前記第２の信号生成部で生成された交流信号の位相を変化させて、前記第１の信号生成部が生成する第１の交流信号と所定量位相が異なる第２の交流信号を生成し、前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とをそれぞれ、前記共振回路の両端に入力する
   請求項３に記載の送電装置。
5. 前記信号生成部として、所定周波数の第１の交流信号を生成する第１の信号生成部と、
   該第１の信号生成部が生成する前記第１の交流信号と同一振幅で所定量位相が異なる第２の交流信号を生成する第２の信号生成部と、を有し、
   前記第１の信号生成部で生成された前記第１の交流信号と、前記第２の信号生成部で生成された前記第２の交流信号とをそれぞれ、前記共振回路の両端に入力する
   請求項２に記載の送電装置。
6. 前記第１の信号生成部及び前記第２の信号生成部はそれぞれ、前記交流信号として矩形波信号を生成する
   請求項４に記載の送電装置。
7. 前記信号生成部で前記所定周波数の交流信号として生成された第１の矩形波信号により駆動して第１の出力信号を出力する第１のスイッチング部と、
   前記移相部によって前記第１の矩形波信号を所定量移相した第２の矩形波信号により駆動して第２の出力信号を出力する第２のスイッチング部と、をさらに備え、
   前記第１のスイッチング部から出力された前記第１の出力信号と、前記第２のスイッチング部から出力された前記第２の交流信号とをそれぞれ、前記共振回路の両端に入力する
   請求項３に記載の送電装置。
8. 前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号は、それぞれ第１の矩形波信号及び第２の矩形波信号である
   請求項３に記載の送電装置。
9. 非接触で電力を伝送する送電装置と、該送電装置から電力を受電する受電装置を含んで構成され、
   前記送電装置は、
   非接触電力伝送に用いられる共振回路と、
   所定周波数の交流信号を生成する信号生成部と、を備え、
   前記信号生成部で生成された第１の交流信号を前記共振回路の一端に入力し、該第１の交流信号と同一周期、同一振幅で位相差が調整された第２の交流信号を前記共振回路の他端に入力する
   非接触電力伝送システム。
10. 信号生成部により所定周波数の第１の交流信号を生成することと、
    前記信号生成部で生成された前記第１の交流信号を負荷の一端に入力するとともに、前記第１の交流信号と同一周期、同一振幅で位相差が調整された第２の交流信号を前記負荷の他端に入力すること、を含む
    高出力信号生成方法。
    

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