JPH04156274A

JPH04156274A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH04156274A
Application number: JP2279895A
Authority: JP
Inventors: Nobuo Sashida; 佐志田　伸夫; Kazunori Sanada; 和法真田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1990-10-16
Filing date: 1990-10-16
Publication date: 1992-05-28
Anticipated expiration: 2012-04-09
Also published as: KR920009035A; US5274538A; EP0481456A2; DE69123928D1; EP0481456A3; CA2053381A1; EP0481456B1; CA2053381C; DE69123928T2; JP2598163B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は無停電電源装置（以後、ｕｐｓと略す。）や燃
料電池発電システムなどのような交流電源装置に使用す
る電力変換装置に関するものである。

〔従来の技術〕

第８図は例えば、特願平１−２１１７３７号に示された
電力変換装置のブロック図である。図において、（１）
は直流電源、（２）はインバータ回路、（３）は入力側
がインバータ回路（２）に接続された変圧器、（４）は
変圧！Ｓ　（３）の出力側に接続されたサイクロコンバ
ータ回路、（５）はサイクロコンバータ回路（４）の出
力側に接続されたフィルタ回路、（６）は負荷回路であ
る。また、（１０）はキャリア（ｇ号発生回路、（１１
）はインバータスイッチング回路、（１２）はサイクロ
コンバータ回路（４）の出力電圧の基準となる基準電圧
信号発生回路、（１３ｂ）はスイッチング信号発生回路
である。

第９図インバータ回路（２）、変圧器（３）、サイクロ
コンバータ回路（４）、フィルタ回路（５）の詳細な構
成を示す。インバータ回路（２）はトランジスタ、ＭＯ
ＳＦＥＴ等のスイッチング素子８１〜Ｓ４と、これらと
逆並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４から構成され
ている。また、変圧器（３）は１次巻線をインバータ回
路（２）に接続し、２次巻線をサイクロコンバータ回路
（４）に接続している。サイクロコンバータ回路（４）
はトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｓ
５〜Ｓ８．Ｓ５°〜Ｓ８’　と、これらのスイッチング
素子と逆並列に接続されたダイオードＤ５〜Ｄ８．Ｄ５
’〜Ｄ８°から構成されている。なお、２つの半導体ス
イッチング素子Ｓｎ、Ｓｎ’　　（ｎ＝５〜８）とこれ
に逆並列接続されたダイオードＤｎ、Ｄｎ’（ｎ＝５〜
８）とは通電方向が制御可能な双方向性スイッチを構成
しており、そのスイッチ群をＱｎ　（ｎ＝５〜８）とす
る。

１Ｊ１０図はインバータスイッチング回路（］１）の詳
細な構成を示し、人力信号の立ち下がりに同期して出力
信号の極性が反転する号分周器（１００）と、それに接
続されたノット回路（１０１）から構成され、インバー
タ回路（２）のスイッチング信号Ｔ１〜Ｔ４を出力する
。なお、信号Ｔ１〜Ｔ４はそれぞれインバータ回路（２
）のスイッチ５１〜Ｓ４のスイッチング信号である。

第１１図はスイッチング信号発生回路（１３ｂ　）の詳
細な構成を示し、絶対値回路（１０２）、比較器（１０
３）、／ット回路（１０５，１０６，１０８，１１０）
　％分周回路（１０４，１０７）　、極性判別回路（＋
０９　）、アンド回路（］１１〜１１８）、オア回路（
１１９〜１２２）から構成され、Ｔ５〜Ｔ８の信号を出
力する。なお、信号Ｔ５〜Ｔ８はそれぞれサイクロコン
バータ回路（４）のスイッチ群Ｑ５〜Ｑ８のスイッチン
グ信号である。

次に、前記した従来装置の動作を第１２図のタイミング
チャートを用いて説明する。まず、キャリア信号発生回
路（１０）から第１２図（ａ）に示す右上がりのノコギ
リ波状のキャリア信号Ｖｐが出力される。次に、第１０
図に示すインバータスイッチング回路（１１）から以下
の動作によってデユーティ比５０％のスイッチング信号
Ｔ１〜Ｔ４が出力される。即ち、キャリア信号Ｖｐが入
力されると、号分周期（１００）からこの信号に同期し
％分周された第１２図（ｄ）に示す信号Ｔｘが出力され
、ノット回路（１０１）からは信号Ｔｘを符号反転した
信号Ｔｙ（第１２図（ｆ））が出力される。この結果、
信号Ｔｘがスイッチング信号Ｔ１．Ｔ４として、信号Ｔ
ｙがスイッチング信号Ｔ２．Ｔ３としてインバータ回路
（２）に出力される。このスイッチング信号Ｔ１〜Ｔ４
のレベルがハイのときはインバータ回路（２）の対応す
るスイッチング素子８１〜Ｓ４はオンし、ローのときは
オフするものとする。又、第９図よりスイッチング素子
５１〜Ｓ４のオンオフと変圧器（３）の２次電圧■２と
の関係は次式のようになる。

Ｓｌ、Ｓ４がオンのとき：　Ｖ２＝ＶｄＣ（Ａ）Ｓ２、
Ｓ３がオンのとき：　Ｖ２＝−Ｖｄｃ従って、２次電圧
ｖ２は第１２図（ｇ）に示すようにデユーティ比が５０
％の矩形波電圧となる。

一方、基準電圧信号発生回路（１２）からサイクロコン
バータ回路（４）が圧力すべき基準電圧信号Ｖｃｃ”か
出力され、キャリア信号Ｖｐとともにスイッチング信号
発生回路（１３ｂ）に入力される。スイッチング信号発
生回路（１３ｂ　）はこれを受けて次のようにＰＷＭ変
調されたスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８を出力する。まず
、基準電圧信号Ｖｃｃ″は絶対値回路（１０２）により
絶対値信号１Ｖｃｃ”ｌに変換される。この絶対値信号
ＩＶｃｃ″　１は、キャリア信号Ｖｐと共に比較器（１
０３）に入力され、比較器（１０３）は第１２図（ｂ）
に示す信号ＴＰを圧力する。信号ＴＰは号分周器（＋０
４）に入力され、信号Ｔａ（第１２図（Ｃ））に変換さ
れる。また、信号Ｔｐかノット回路（１０６）によって
符号反転された後％分周器（１０７）に入力されると、
第８図に示す信号Ｔｘと同一波形の信号Ｔｂが出力され
る。さらに、信号Ｔａをノット回路（１０５）に入力す
ると信号Ｔｃか出力され、信号Ｔｂをノット回路（１０
Ｂ）に人力すると第８図示す信号Ｔ３／と同一波形の信
号Ｔｄが圧力される。

ここで、信号Ｔａ〜Ｔｄとサイクロコンバータ回路（４
）の出力電圧Ｖｃｃとの関係について説明する。出力電
圧Ｖｃｃの極性を正にしたい場合には、次式に従って、
スイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８を決定する。

Ｔ５＝Ｔａ、Ｔ６＝Ｔｃ、Ｔ７＝Ｔｄ。

Ｔｓ＝Ｔｂ　　　　　　　　　　　　　　　　（Ｂ）こ
のスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８に応じて、双方向性スイ
ッチを構成するスイッチ群Ｑｎ　（ｎ＝５〜８）がオン
オフしくただし、ＱｎがオンオフするということはＳｎ
、Ｓｎ“が同時のオンオフするものとする。）、サイク
ロコンバータ回路（４）の出力電圧Ｖｃｃが制御される
。このときのスイッチ群Ｑｎ　（ｎ＝５〜８）のオンオ
フと前記出力電圧Ｖｃｃとの関係は、次式で示される。

Ｑ５．Ｑ８がオンのとき：Ｖｃｃ＝Ｖ２Ｑ６．Ｑ７がオ
ンノとき：　Ｖｃｃ＝−Ｖ２Ｑ５．Ｑ７がオンノとき：
Ｖｃｃ＝０　　　　（Ｃ）Ｑ６．Ｑ８がオンノとき：　
Ｖｃｃ＝０従って、（Ｂ）式および（Ｃ）式より、第１
３図において信号Ｔａ、Ｔｂが共にハイレベルのときＶ
ｃｃ＝Ｖ２、信号Ｔｃ、Ｔｄがともにハイレベルのとき
Ｖｃｃ＝ニーＶ２、信号Ｔａ、Ｔｂまたは信号Ｔｂ、Ｔ
ｃがハイレベルのときＶｃｃ＝Ｏとなるので、サイクロ
コンバータ回路（４）の出力電圧Ｖｃｃは第１２図（ｈ
）に示すようにＰＷＭ変調され、かつ極性が正の電圧と
なる。反対に、Ｖｃｃの極性を負にしたい場合は、次式
に従ってスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８を決定すればよい
。

Ｔ５＝Ｔｃ、Ｔ６＝Ｔａ、Ｔ７＝Ｔｂ。

Ｔ８＝Ｔｄ　　　　　　　　　　　　　　　　（Ｄ）次
に、第１１図の動作説明の続きを説明する。

極性判別回路（１０９）から基準電圧信号Ｖｃｃ’の極
性信号Ｖｓｇｎが出力される。また、ノット回路（１１
０）から極性信号Ｖ　ｓｇｎを符号反転した信号が出力
される。これらの信号および信号Ｔａ〜Ｔｄはアント回
路（１１１〜１１８）を介してオア回路（１１９〜１２
２）に入力され、基準電圧信号Ｖｃｃ’の極性が正のと
きはアンド回路（ｌ］１、】１４．１１６．１１７）か
らそれぞれ信号Ｔａ、Ｔｃ。

Ｔｄ、Ｔｂが出力されるので、（Ｂ）式に応じたスイッ
チング信号がサイクロコンバータ回路（４）のスイッチ
群Ｑ５〜Ｑ８に出力される。同様にして、基準電圧Ｖｃ
ｃ“の極性か負のとき、（Ｄ）式に応したスイッチング
信号が前記スイッチ群Ｑ５〜Ｑ８に出力される。以上の
動作によって、基準電圧信号発生回路（１２）から出力
された交流の基準電圧信号Ｖｃｃ”をＰＷＭ変凋した波
形の電圧Ｖｃｃがサイクロコンバータ回路（４）から出
力される。さらにこの出力電圧ＶｃｃをリアクトルしＦ
、とコンデンサＣＦとから構成されるフィルタ回路（５
）に入力すると、ＰＷＭ変調による高周波成分が除去さ
れた正弦波電圧が負荷回路（６）に供給される。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の電力変換装置は以上のように構成されているので
、サイクロコンバータ回路（４）のスイッチング素子の
オンオフ時に、電流経路か開路し、回路インダクタンス
に蓄えられたエネルギによりサージ電圧が発生するとい
う問題点があった。例えば第１２図（イ）の時点につい
て考えると、Ｖ２は正極性でＱ５とＱ８とかオンしてＶ
ｃｃに正の電圧を出力している状態から、Ｑ５がオフし
、Ｑ６とＱ８とかオンして零電圧を出力する状態に移行
しようとしている。

ここで、実際のスイッチング素子かスイッチングするに
は、ある有限の時間かかかることを考慮すると、Ｑ５と
Ｑ６とか同時にオンして変圧器（３）の２次側端子を短
絡してしまう動作モードを避けるために、必ずＳ５かオ
フした後にＱ６をオンさせる必要かある。ところが、Ｑ
５を流れていた電流を見ると、Ｑ５からＱ６に移行する
間に回路が一旦開路されることになるので、フィルタ回
路（５）および負荷回路（６）のインダクタンス分に流
れる電流を遮断することになり、サージ電圧が発生し、
サイクロコンバータのスイッチ素子や負荷回路に過大な
電圧が印加されてしまうことになる。

このような問題点を解消するために、従来、・イクロコ
ンバータ回路（４）のスイッチ１Ｓｎ（ｎ＝５〜８）を
サイクロコンバータ回１（４）の出力電流の極性により
、下記のようにノ方向のみスイッチングして前記と同様
にＰＷＭン調することが行なわれている。

サイクロコンバータ出力電流の極性が正のとき、５５＝
７５．Ｓ’　　６＝７６、Ｓ’　　７＝Ｔ７゜５８＝Ｔ
８　　　　　　　　　　　　　　　　（Ｅ）Ｓ“　５．
Ｓ６．Ｓ７．Ｓ’　８はすべてオフ電流の極性が負のと
き、Ｓ５．Ｓ’　６．Ｓ’　７．Ｓ８はすべてオフ（Ｆ）Ｓ’　　ｓ＝”ｒ５，５６＝Ｔ６，５７＝Ｔ７゜Ｓ’　
８＝７８しかしながら、サイクロコンバータ出力電流ムはＰＷＭ
によるリップル成分が含有されており、電流が少ないと
きには極性が正負に変化するた占に、上記のようなスイ
ッチの選択がうまくでき４いので、結局サイクロコンバ
ータに開路状態を作す　　　らざるを得す、サージ電圧
が発生してしまう。

洋　　　この為従来の電力変換装置では、サージ電圧を
各　　吸収する為に大容量のスナバ回路が必要であった
ヤ　　リ、スイッチング素子の電圧定格を大きく選ばな
肥　　ければならないのて、装置が大きくなフたり、損
失が増大するなどの問題点があフた。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、サージ電圧の発生が少なく、小形で損失の小
さな装置を得ることを目的としている。

（課題を解決するための手段）この発明に係る電力変換装置のサイクロコンバータは通
電方向が制御可能な双方向性スイッチから構成したもの
で、インバータの出力する第１の周波数の交流電力を第
２の周波数の交流電力に変換するものである。

〔作用〕

）　　　この発明における双方向性スイッチは、インＣ
バークの出力電圧を短絡しないような極性のスイッチが
常時オンされ、電流の環流経路を形成する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を第１図〜第３図について説
明する。第１図はこの発明の一実施例を示す構成図であ
る。図において、（１１）はインバータスイッチング回
路、（１３）はサイクロコンバータのスイッチング信号
発生回路である。なお、他の部分は従来と同様である。

第２図はスイッチング信号発生回路（１３）の詳細な構
成を示し、絶対値回路（１（１２）、比較器（１０３）
、ノット回路（１０５，１０６，１０８１，１１０）　
、弼分周回路（１０４，１０７）　、’極性判別回路（
，１０９）　、アンド回路（１１１〜＋１８　）　、オ
ア回路（１１９〜１２６）から構成され、Ｐ５〜Ｐ８．
Ｐ’　５〜Ｐ’　８の信号を出力する。これらの信号は
それぞれサイクロコンバータ回路の対応するスイッチ５
５〜Ｓ８゜ｓ’　　ｓ〜Ｓ’　　８に供給される。

次に、この実施例の動作を第３図のタイミングチャート
を用いて説明する。第３図（ｂ）。

（Ｃ）にそれぞれ示すＴｘ、Ｔｙの信号がインバータ回
路（２）に供給され、デユーティ比５０％の矩形波電圧
ｖ２が変圧器（３）から出力されるのは従来と同様であ
る。

一方、スイッチング信号発生回路（］Ｓ３では従来と同
様に信号Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄが作成され、（第３図
（ｆ）（ｂ）（ｇ）（ｃ））ざらにＶｃｃ“の極性信号
Ｖｓｇｎによって切りかえられ、■５〜Ｔ８の信号にな
る。

ここで、オア回路（＋２３）に信号Ｔ５とＴｄとが入力
され、第３図（ｈ）に示すスイッチング信号Ｐ５が作成
されてスイッチング素子ｓ５に出力される。同様に、オ
ア回路（−１２４）〜（１２６）からそれぞれ信号Ｔ５
又はＴ７とＴｄ又はＴｂとの論理和として、第３図（ｉ
）〜（ｋ）に示すスイッチング信号Ｐ’　５．Ｐ６．Ｐ
’　６が作成されて、スイッチング素子Ｓ’　５．Ｓ６
．Ｓ’　６にそれぞれ出力される。

又、スイッチング信号Ｔ７．Ｔ８はそのままスイッチン
グ信号Ｐ７．Ｐ’　７およびＰ８．Ｐ’８としてそれぞ
れスイッチング素子Ｓ７．Ｓ’７．Ｓ８．Ｓ”８に出力
される。

次に第３図（ロ）の時点の動作について考える。ｖ２は
正極性でＱ５とＱ８がオンしており、Ｖｃｃに正の電圧
を出力している状態から、Ｑ５がオフし、Ｑ６とＱ８と
がオンして零電圧を出力する状態に移行しようとしてい
る。又、電流はＳ５・Ｄ’　　５→フィルタ回路（５）
→負荷回路（６）→Ｓ８・Ｄ’８という経路で正方向に
流れているものとする。ここでＳ５がオフすると、フィ
ルタ回路（５）および負荷回路（６）のインダクタンス
分により電流は流れ続けようとする。

ところで、この時点でＳ’　　６には既にオン信号が与
えられているので、上記の電流はＳ゛６−Ｄ６のスイッ
チに移行して環流される。従って、インダクタンス分を
流れている電流を遮断することはなくなり、サージ電圧
も発生されない。

従って、サージ電圧を吸収する大容量のスナバ回路も必
要ない。

次にこの発明の第２の実施例を第４図〜第７図について
説明する。

第４図は第２の実施例を示す構成図である。図において
、（４ａ）は３相のサイクロコンバータ回路、（５ａ）
はサイクロコンバータ回路（４ａ）の出力側に接続され
た３相のフィルタ回路、（６ａ）はフィルタ回路（５ａ
）の出力側に接続された３相の負荷回路、（１２ａ　）
はサイクロコンバータ回路（４ａ）の出力電圧の基準と
なる３相の基準電圧信号発生回路、（１３ａ）はサイク
ロコンバータのスイッチング信号発生回路である。

第５図はサイクロコンバータ回路（４ａ）、フィルタ回
路（５ａ）の詳細な構成を示す構成図であり、サイクロ
コンバータ回路（４ａ）はスイッチ素子Ｓ５〜ｓｉｏお
よびＳ′　５〜Ｓ“　１０と、これらのスイッチ素子と
逆並列接続されたダイオードＤ５〜ＤＩＯおよびＤ”　
　５〜Ｄ゛　１０とから構成されており、フィルタ回路
（５ａ）はりアクドルＬＰとコンデンサＣＦとから構成
されている。

第６図はスイッチング信号発生回路（１３ａ）の詳細な
構成を示すブロック図であり、（２０１）〜（２０３）
は比較器、（２０４）〜（２０６）　、　　（２］１）
は入力信号の立下がりに同期して出力信号の極性が反転
する％分周器、（２０７）〜（２１０）。

（２１２）はノット回路、（２１，３）〜（２２４）は
オア回路である。

次にこの実施例の動作を第７図のタイミングチャートを
用いて説明する。まず、キャリア信号Ｖｐに同期したデ
ユーティ比５０％の矩形波電圧ｖ２が変圧器（３）から
出力されるのは前記第１の実施例と同様である。一方、
スイッチング信号発生回路ではキャリア信号Ｖｐと、３
相の基準電圧信号（Ｖｃｃｕ、Ｖｃｃｖ、Ｖｃｃｗ）と
が比較器（２０１）〜（２０３）で比較され、信号Ｔｐ
ｕ〜Ｔｐｗが作成される。（第７図（ｅ））Ｕ相の局分
周器（２０４）ではＴｐｕを変換して第７図（ｆ）に示
すＴ５の信号を得、更にこの信号をノット回路（２０７
）で反転して第７図（ｉ）に示すＴ６の信号を得る。又
、Ｔ　ｐ　ｗの信号をノット回路（２］０）で反転して
入力された局分周器（２１１）ではキャリア信号Ｖｐに
同期した信号Ｔｂ（第７図（ｂ））を得、さらにこの信
号をノット回路（２１２−）で反転して信号Ｔｄ（第７
図（Ｃ）を得る。

オア回路（２１３）には、信号Ｔ５とＴｄとが入力され
スイッチング素子Ｓ５のスイッチング信号Ｐ５が、オア回路（２］４）には、信号Ｔ５とＴｂとが入力され
、Ｓ′５のスイッチング信号Ｐ’　　５か、オア回路（
２１５）には、信号Ｔ６とＴｄとが人力され、Ｓ６のス
イッチング信号Ｐ６か、オア回路（２１６）には、信号Ｔ６とＴｂとが入力され
、Ｓ’　６のスイッチング信号Ｐ’　６が、それぞれ出
力される。

同様にＶ相、Ｗ相のスイッチング素子３７〜５１０、Ｓ
’　　７〜Ｓ°　１０にはスイッチング信号２７〜ＰＩ
Ｏ，Ｐ’　　７〜Ｐ゛　１０が出力される。

ここで第７図（ハ）の時点の動作について考える。ｖ２
は正極性でＱ５かオンしており、Ｖｃｃｕ　（ｕ相の仮
想中性点：例えば変圧器（３）の２次巻線の中点：に対
する電圧）に正の電圧を出力している状態から、Ｑ５が
オフしＱ６がオンしてＶｃｃｕに負の電圧を出力する状
態に移行しようとしている。又、電流は５５−Ｄ’　５
からフィルタ回路（５ａ）という経路で正方向で流れて
いるものとする。この状態で５５をオフさせると５５を
流九ている電流はこの時点で既にオン信号が与えられて
いるＳ゛６−Ｄ６のスイッチに移行する。

従ってこの場合も、フィルタ回路および負荷回路のイン
ダクタンス分を流れている電流を遮断しないので、サー
ジ電圧も発生されず、大容量のスナバ回路も必要ない。

他のタイミング、他の相についても、同様に電流経路が
開放されるモードは無くなり、同様の効果を奏する。

また、上記各実施例では、サイクロコンバータのスイッ
チとして、スイッチング素子とダイオードとの組み合せ
で説明したが、電流方向が制御可能なスイッチであれば
どのような構成でもよく、上記実施例と同様の効果を奏
する。

（発明の効果〕以上のように、この発明によれば、サイクロコンバータ
のスイッチが開放モードを作らないよう、双方向性スイ
ッチの内インバータの出力電圧を短絡しないような極性
のスイッチを常時オンし、電流の環流経路を形成するよ
うに構成したので、サージ電圧が発生せず、小形で損失
の小さな装置が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による電力変換装置を示す
構成図、第２図はサイクロコンバータのスイッチング信
号発生回路を示すブロック図、第３図はスイッチングパ
ターン説明図である。第４図はこの発明の別の実施例を
示す構成図、第５図はこの発明の別の実施例のサイクロ
コンバータとフィルタを示す構成図、第６図はサイクロ
コンバータのスイッチング信号発生回路を示すブロック
図、第７図はスイッチングパターン説明図である。第８
図は従来の電力変換装置を示すブロック図、第９図は従
来の電力変換装置の詳細を示す構成図、第１０図はイン
バータスイッチング回路の構成図、第１１図はスイッチ
ング信号発生回路の構成図、第１２図はタイミングチャ
ート説明図である。図において、（１）−直流電源、（２）−インバータ回
路、（３）−変圧器、（４）　　（４ａ）−サイクロコ
ンバータ回路、（５）　　（５ａ）−フィルタ回路、（
６）　　（６ａ）−負荷回路、（１０）−キャリア信号
発生回路、（１１）−インバータスイッチング回路、（
１２）　（１２ａ　）−基準電圧信号発生回路、（１３
）　　（１３ａ　）　　（１３ｂ　）−スイッチング信
号発生回路なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）第１の周波数の交流電力を第２の周波数の交流電
力に変換する電力変換装置において、前記周波数の変換
を行い通電方向が制御可能な双方向性スイッチを備え、
前記双方向性スイッチの内前記第１の周波数の入力交流
電圧を短絡しない極性のスイッチをオンさせることを特
徴とする電力変換装置。
（２）直流電力を第１の周波数でデューティ比がほぼ５
０％の交流電力に変換するインバータ回路、通電方向が
制御可能な双方向性スイッチにより前記第１の周波数を
パルス幅変調された第２の周波数の交流電力に変換する
サイクロコンバータ回路を備え、前記双方向性スイッチ
の内の前記インバータ回路出力電圧を短絡しない極性の
スイッチを常にオンさせる電力変換装置。