CN109643950A - 具有双象限转换器的改进的电源及操作技术 - Google Patents

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Abstract

电源可以包括用于接收输入功率并生成输出功率的功率块；以及耦合到功率块的控制系统，其中功率块和控制系统被布置成在电源的操作期间提供单向电流和双极性电压。

Description

具有双象限转换器的改进的电源及操作技术
技术领域
本实施例涉及用于焊接类型电力的电源，即，通常用于焊接、切割或加热的电力的电源。
背景技术
电源(PS)，特别是开关模式电源(SMPS)，被设计为将源自电力源的初级电源的电能转换为其参数与来自初级电源的能量的参数不同的电能。SMPS还可以提供初级电路和次级电路的分离。在许多情况下，电源被设计为向次级能量接收器(诸如负载)提供能量，其中能量仅从初级电源流到次级能量接收器。在各种其它情况下，当接收器积蓄和/或输送能量时，能量也可以从接收器流到初级电源或从接收器流到另一个蓄能器。在一些示例中，电源可以输送直流(DC)单极性电压，而各种电源可以输送交流(AC)电压。各种DC电源可以根据需要反转输出电压的极性。
关于DC电源，可以认识到的是，DC电源可以提供不同极性和不同能量流方向的电压。这种情况在图1中被描绘为操作的电流-电压象限(四分之一)。默认情况下，当电压为正时，能量流向接收器，并且电源在第一象限(Q-I)工作，其特征可以是正电压和正电流。大多数已知电源可以仅在此象限中操作。某些类型的电源，例如电池充电器或不间断电源(UPS)，也可以在所谓的第二象限(Q-II)中操作，其中电压不改变极性，而电流(其可以被称为负电流)在相反的方向上流动(电池正在充电或放电)。当接收器是单向DC电动机时可能发生同样情况，单向DC电动机可以将能量返回到初级电源或间歇蓄能器。双向DC电动机需要双向电压并且也可以返回能量。因此，操作可以在如图1所示的所有四个象限中发生。按照惯例，电压为负且功率流向接收器的象限被称为第三象限(Q-III)，而第四象限是其中电压为负且能量从接收器流回的象限(Q-IV)。
鉴于上述情况，电源可以被分为三类：第一类，单象限电源，在一个象限Q-I或Q-III中操作；第二类，双象限电源，在两个象限Q-I和Q-II或Q-III和Q-IV中操作；以及第三类，四象限电源，在所有四个象限中操作。值得注意的是，在双象限电源的类别中，电源通常不在其中电压极性切换而电流的方向不切换的Q-I和Q-IV或Q-III和Q-II中操作。
在作为在Q-I或Q-III中操作的DC单象限电源的大多数焊接电源中，DC焊接过程仅需要以受控方式(特别是快速变化地)输送能量。该过程中的输出电流不会反转其方向或需要反转其方向。但是，在DC焊接期间，接收器中的能量不仅在处理的焊接中消耗，而且可能积蓄在电源的输出电感器和实际上充当电感器的供电电缆中。根据电磁感应原理，电感器中的电流不会立即改变。电感器中电流的导数(dI/dt)与施加到电感器的电压成比例。因此，为了快速控制输出电流，反转电源的输出电压是合理的。单象限电源可以仅提供正电压。因此，在短路条件期间，施加到电感器的电压仅可能是正的或非常轻微的负电压。因此，虽然电流可以非常快速地增加，但电流只能非常缓慢地减小。这种情况表示单象限电源的主要缺点。
图2中呈现了短路期间的单象限电源200的示例。该转换器采用由开关VT1、VT2、VT3、VT4与相应的反向二极管VD1、VD2、VD3、VD4形成的初级侧全桥(FB)。在图2的示例中，能量仅在一个方向上流动——从电源通过整流器，这由二极管VD0示意性地示出。DC母线电容器C1提供双向导电性，在这种情况下，仅需要使电力变压器T1的漏电感和磁化电感放电。转换器采用带有二极管VD5和VD6的中心抽头有源整流器(CTAP)。借助于输出电感器L2和输出电缆的电感来平滑输出电流。输出电感器、电缆的电感和电阻以及焊接负载构成能量接收器。如前所述，由于焊接的性质，在短路期间需要快速控制输出电流。虽然电流可以非常快地增加，但是不能实现快速减小电流。当命令快速减小电流时，所有初级开关VT1、VT2、VT3、VT4必须断开。二极管VD5和二极管VD6以续流方式导通。施加到输出电感器L2和电缆的电感Lcable+、Lcable-的电压较小，等于电缆和输出整流器上的电压降之和。在脉冲焊接期间发生类似但不那么严重的情况。期望高比率的dI/dt，特别是在减小阶段期间；但是，由于电源的单象限操作，施加在电感上的电压受到限制。
鉴于上述情况，已知的焊接电源被设计为使用在输出电路中串联连接的开关来强制短路期间的电流减小，如其中示出了电源的次级侧的图3和图4中所示。在图3的电源300或图4的电源400中，在正常操作下，开关VT7闭合(接通)并且相应的电源将功率和电流输送到焊接池。在短路期间以及当过程控制需要快速减小电流时，开关VT7断开(关断)，并且输出电流I2流过电阻器R2(图3)或流过描绘为等效的功率齐纳二极管VT10的电压钳(参见图4)。大的反向电压被施加到电感器(输出电感器和电缆)，从而导致电流快速减小。在两个电源中，电感中积蓄的能量通过电阻器R2或通过电压钳(VT10)消散，这些过程可能非常无效。另外，300A至400A水平的终止电流可能引起大的电压浪涌并且可能需要利用无效的高压器件和吸收电路(snubber)。
关于这些和其它考虑，提供了本公开。
发明内容
在一个实施例中，电源可以包括：用于接收输入功率并生成输出功率的功率块；以及耦合到功率块的控制系统，其中功率块和控制系统被布置成在电源的操作期间提供单向电流和双极性电压。
在另一个实施例中，操作用于焊接的电源的方法可以包括：在第一间隔期间提供能量源与能量接收器之间的第一能量流，其中源电流在第一方向上流动；其中输出电流在第一方向上流动并且电源的输出电压具有第一极性；在第二间隔期间提供能量接收器与能量源之间的第二能量流，其中源电流在与第一方向相反的第二方向上流动，并且其中输出电流在第一方向上流动并且电源的输出电压具有与第一极性相反的第二极性；以及在第三间隔期间提供零能量流，其中电流不流过能量源，并且电流在接收器中在第一方向上循环。
附图说明
图1图示了根据电流-电压象限的电源的操作原理。
图2描绘了用于焊接的单象限电源的已知电路图。
图3描绘了用于焊接的另一个单象限电源的已知电路图。
图4描绘了用于焊接的另一个单象限电源的已知电路图。
图5描绘了电源的拓扑，其中在次级侧设置有电压钳。
图6示出了根据本公开的实施例布置的电源。
图7示出了根据本公开的实施例布置的另一个电源。
图8A示出了根据本公开的实施例布置的又一个电源。
图8B示出了根据本公开的实施例的用于图8A的实施例的有源整流器。
图8C示出了根据本公开的实施例的用于图8A的实施例的另一个有源整流器。
图8D示出了根据本公开的实施例的用于图8A的实施例的又一个有源整流器。
图9是根据本公开的实施例布置的又一个电源。
图10示出了用于图9的电源的操作的示范性时序图。
图11图示了根据本公开的实施例布置的另一个电源。
图12示出了根据本公开的实施例布置的又一个电源。
图13示出了根据本公开的实施例布置的另一个电源。
图14描绘了根据本公开的附加实施例的另一个电源。
图15描绘了根据本公开的附加实施例的另一个电源。
具体实施方式
各种实施例提供了功率转换器拓扑和用于控制转换器的技术，其提供输出电压的反转和能量流的方向的反转。各种实施例涉及具有隔离输出的开关模式电源(SMPS)，其经由脉冲宽度调制(PWM)控制或PWM控制的衍生物(诸如滞后控制、恒定导通时间控制或其它技术)操作，其中通过切换位于转换器的初级侧以及次级侧的设备来提供控制。在各种实施例中，提供了双象限功率转换器(或功率转换器)。根据本实施例布置的各种转换器提供单向电流和双极性电压，从而提供两个相邻象限(诸如Q-I和Q-IV，或Q-III和Q-II)中的操作，如图1所示。根据本实施例布置的转换器涉及一类双向转换器，从而提供所积蓄的能量反向流动的可能性。因此，与已知方法和拓扑相比，本实施例提供了用于快速电流变换的改进的功率转换效率。
与其它方法和拓扑相比，本公开的各种实施例提供了用于单极性电流的快速变换的简单且有效的架构和技术。与作为基本拓扑的单象限转换器相比，双象限转换器包含具有驱动器的两个或更多个附加开关。可以将所需的额外复杂性置于控制器中，避免可能增加材料成本和制造复杂性的不必要的部件。虽然各种实施例提供了用于焊接装置的功率转换器，但是本公开的附加实施例可以用于其它应用中的电源。
在各种实施例中，双象限焊接电源的拓扑的共同特征是实现有源输出整流器，其包括受控整流器，受控整流器等效于与整流器串联布置的开关，用于根据限定，当次级电流在次级侧循环时，临时禁用续流时段，绕过初级能量源。控制整流器中的一个被关断或者保持在关断状态以抑制续流。由输出电感器中积蓄的能量所强制的电流被反射到初级侧，其中电流流到积蓄电容器，对积蓄电容器充电。由于能量返回的时段与能量输送的时段周期性地交替，因此整体效率增加。
如所指出的，本公开的各种实施例提供电源，诸如具有双象限变换拓扑的焊接电源，其诸如在Q-I和Q-IV中操作。附加的实施例借助于受控整流器提供对输出整流器的续流操作的终止。
在本文公开的各种实施例中，公开了促进双象限转换电源的操作的新颖的架构和详细技术。
在一个实施例中，提供焊接功率的装置可以包括功率块，该功率块包括输入电容器或等效蓄能器和具有多个开关的初级转换器，其中控制系统包括用于生成初级转换器的脉冲宽度调制控制的电路系统。
在另一个实施例中，提供焊接功率的装置可以包括功率块，该功率块包括初级侧和次级侧，初级侧和次级侧经由变压器彼此耦合，其中次级侧包括有源整流器块。
在另一个实施例中，提供焊接功率的装置可以包括功率块，该功率块包括次级侧上的电感器；并且电感器与电缆的电感和电阻以及焊接负载一起构成能量接收器。
在另一个实施例中，提供焊接功率的装置可以包括各种拓扑的次级有源整流器，该次级有源整流器包括多个受控整流器，其中控制系统包括用于生成次级有源整流器块的脉冲宽度调制控制的电路系统。
在另一个实施例中，提供焊接功率的装置可以包括控制系统，该控制系统采用初级和次级电流换能器或磁通换能器、其它电流换能器或传感器以及电压传感器，以识别操作点。
在另一个实施例中，公开了一种用于控制焊接功率块的方法，其中在给定的输出电流方向上，可以通过次级有源整流器的操作来反转输出电压，从而使得能够在相反方向上传输能量。
在另一个实施例中，公开了一种用于控制焊接功率块的方法，其中可以采用初级电源转换器来引导输出有源整流器内的电流流动，从而使得能够在零电流条件下关断受控整流器。
在另一个实施例中，公开了一种控制焊接功率块的方法，其中反向输出电压间隔之后是续流操作间隔，续流操作间隔用于控制电力变压器的磁芯中的磁通的平衡和调节平均输出电压。
在另一个实施例中，公开了一种用于在反向输出电压时段期间控制焊接功率块的操作的方法，用于平衡采用初级电流换能器和次级电流换能器或磁通换能器的变压器中的磁通。
在另一个实施例中，公开了一种用于控制采用次级电流测量或受控整流器电压感测或受控整流器电流感测的次级输出整流器的受控整流器中的零电流条件的方法。
在本公开的各种实施例中，如下文详述，提供了转换器拓扑，其中以基本转换器拓扑实现有源整流器，转换器拓扑包括：有源(CRTAP)的全桥(FB)或等效初级侧转换器(图6)；具有全桥有源整流器的FB或等效初级侧转换器(图7)；具有有源倍流(CD)有源整流器的FB或等效初级侧转换器(图8A-8D)。在附加实施例中，提供了用于控制全桥转换器或等同物的前述拓扑的技术，包括配备有不同有源整流器的双极磁化的隔离变压器。
作为背景，图5描绘了电源500的拓扑，其中次级侧上的电压钳包含积蓄电容器C2。在这种拓扑中，来自该蓄能器的能量可以用于连续焊接阶段。一旦使用初级转换器执行对输出电流或功率的控制，就需要将能量通过隔离屏障从电容器C2传输到电容器C1。在特定情况下，这可以使用在钳操作循环之间操作的有限功率的DC-DC转换器A5来实现。以这种方式，图5的电源呈现在双象限中操作的转换器，其具有在双象限中操作的电压钳和辅助DC-DC转换器。这种电源可以是能量有效的，但是具有高度复杂性和制造费用的问题。
在本公开的各种实施例中，电源可以包括由一对受控整流器形成的有源整流器块，其中该对受控整流器提供与串联耦合到相应的一对二极管的一对开关等效的操作。
现在转到图6，其中示出了根据本公开的实施例布置的电源600。在该实施例中，初级转换器602布置为具有变压器的全桥转换器(FB转换器)，而次级整流器604是中心抽头(CRTAP)有源整流器。
在该实施例中使用两个次级开关VT5和VT6，每个次级开关VT5和VT6与一个整流器VD5或VD6串联。在替代实施例中，单个器件——受控整流器VS5和VS6可以代替串联连接的开关和二极管。因此，受控整流器可以相应地提供等效于串联连接的开关和二极管的电操作。该电路还包括输出电感器L2和电缆电感Lcable+、Lcable。在电源600的Q-I操作期间，次级开关VT5和VT6连续导通。因此，转换器的操作在某些方面类似于具有CRTAP整流器的已知FB转换器的操作。当需要Q-IV操作时，初级开关VT1、VT2、VT3和VT4可以大部分关断，而二极管VD1、VD2、VD3和VD4在其输出处形成具有DC母线电容器C1的初级桥式整流器。当次级电流在续流阶段期间通过两个二极管VD5和VD6循环时，除了磁化电感和漏电感放电电流之外，没有电流流过初级桥式整流器。当开关VT5或VT6中仅一个关断时，无法存在续流电流，因此强制电流变换到电源600的初级侧。由于现在桥式整流器由FB(初级转换器602)的二极管形成，因此变换后的电流流到电容器C1中，从而对电容器C1充电。在该阶段期间，特定极性的电压被施加到变压器，持续由变压器的最大伏秒乘积限定的有限时间。此时，施加到变压器T1的电压的极性将被反转，并且该过程将周期性地重复。值得注意的是，以与直接功率转换相同的方式，电流将导通方式从一个整流器对角线(VD1-VD4或VD2-VD3)到相反的对角线来回改变。当整流器的对角线中只有一个导通并且所有初级开关VT1、VT2、VT3和VT4都断开时，整流器的输出处的电压为负，并且来自次级电感器L2、Lcable+、Lcable-的能量被传输到蓄能器，在这种情况下，传输到输入电容器C1。在其它实施例中，可以使用诸如电池的蓄能器来代替输入电容器C1。与Q-I中的初级转换器602的操作相反，当开关VT5或VT6中仅一个断开时，输出电感中积蓄的能量通过变压器T1传输。
此时，PWM调节可以应用于关断时间的调节，既用于控制输出处的平均负电压又用于跟随变压器T1上的伏秒平衡。在Q-IV阶段的操作期间，初级开关可以连续地保持在关断状态，因为那时活动的开关位于变压器T1的次级侧，而整流器位于初级侧。这产生了在关断转换期间控制次级开关上的阻断电压的需要。由于变压器T1的漏电感和电路中的杂散电感，关断次级开关可能引起电压浪涌。在这种情况下，次级开关需要承受高电压，或者需要钳位以保护次级开关。这种情况使得电源600的操作和构造多少有些复杂和昂贵。有利地，初级开关的存在使得可以强制实现次级二极管从续流阶段到功率输送阶段的换向。当特定二极管中的电流不再流动时，可以在零电流开关条件(ZCS)下关断开关，同时不需要过大的电压钳位。
值得注意的是，在本公开的各种实施例中，可以使用有源钳位或ZCS。在下面的一些实施例中，更详细地公开了其中电源采用ZCS的特定变型。现在转到图7和图8A，其中分别示出了根据本公开的实施例的电源700和电源800，其中拓扑具有不同的输出整流器。与图6的实施例相比，在图7和图8A中反映的实施例中，电源的初级侧、控制方式和控制系统可以保持与图6的电源相同。任一拓扑可以适用于优选地具有单个次级绕组的情况。例如，具有倍流(CD)拓扑的电源700可以有利地应用于最小化输出电流纹波。有利地，可以在较高电压输出的情况下采用FB整流器拓扑(图8A)。
特别地，次级侧上的有源FB整流器可以包括：具有共同阳极的两个受控整流器(在上面讨论的电源800中示出)；具有共同阴极的两个控制整流器，如图8B的整流器801所示，一个臂中的两个控制整流器，如图8C的整流器802所示，或者所有四个受控整流器，如图8D的整流器803所示。特别地，本实施例涵盖初级侧转换器的拓扑，包括提供变压器的双极性磁化的全桥转换器或等效转换器。提供变压器的双极性磁化的等效转换器可以包括半桥转换器、三电平转换器和推挽转换器。
现在转到图9，示出了电源900的实施例，其中描绘了控制系统902。值得注意的是，控制系统902可以用在本公开的各种实施例的电源拓扑中。在图9的示例中，电源900的拓扑是具有有源CRTAP整流器的FB，如图6所示。值得注意的是，控制系统902的原理和结构适用于其它等效拓扑，包括在图7和图8中呈现的有源整流器的拓扑。在图9的实施例的一些变型中，以FB转换器904为例的初级侧拓扑可以用等效的初级拓扑代替，诸如：半桥转换器、三电平转换器或推挽式转换器。由于双极性激励，变压器会受到磁通走漏(flux walking)的现象的影响，并且因此可能会饱和。后一种情况将意味着操作的终止和致命的故障。因此，需要防止饱和的手段。在Q-I中的操作期间，如前所述，电源900的转换器可以作为已知的FB转换器操作，其中可以相应地使用已知的防止饱和的手段。特别地，在初级侧上有电流感测的峰值电流模式控制(PCM)是众所周知的方法。初级电流是反射的次级电流和变压器的磁化电流之和。这两个部分具有相同的极性和导数。因此，可以使用有初级电流感测的PCM来平衡磁化电流。其它已知方法也可用作防止饱和或预防磁通走漏的手段。
在Q-IV象限中的操作期间，磁化电流的导数具有与反射的次级电流的导数相反的符号。当磁化电流增加时，反射电流减小，反之亦然。这一事实意味着初级电流感测不能直接用于磁化电流平衡。因此，可能需要递送与磁化电流成比例的信号的测量系统。根据图9的电源900，控制系统902可以包括求和节点N1，其中在求和节点N1中来自次级电流传感器TC2的次级电流信号可以从来自初级电流传感器TC1的初级电流信号中减去，从而生成仅与磁化电流的绝对值成比例的单极性信号。因此，该信号可以用于Q-IV象限中的电源900的操作期间的磁通平衡。如图9所示，控制系统902还包括符号交替器(sign alternator)A6和PWM相位触发器D9。为了获得磁化电流感测信号的正确极化，变压器的初级电流可以更早地通过符号交替器A6，符号交替器A6由PWM相位触发器D9的输出(作为信号DIR示出)驱动。来自求和节点N1的与磁化电流的绝对值成比例的输出信号在控制系统902的节点N4中与斜坡信号求和。以这种方式，斜坡将被磁化电流修改，从而提供保护以防止磁芯饱和。信号的极性会对变压器的磁化产生负反馈。当磁化电流更多地上升时，占空比被缩短，因此减小了特定方向上的磁化，反之亦然。最终变压器倾向于以平衡的磁化来操作。
使用图9的控制系统902，可以在Q-IV中的操作期间应用输出有源整流器的开关的电压反馈和零电流开关，如在电源的实施例中那样。如图9中进一步所示，控制系统902包括节点N2和节点N3。从节点N2输出的差分电压被提供给节点N3，在节点N3中，从参考值V2rev中减去该差分电压。如图9中进一步所示，提供反馈放大器A7以将信号输送到比较器A8，在比较器A8处，该信号与斜坡进行比较，然后产生PWM信号。当开关VT1...VT4断开并且两个有源整流器开关VT5和VT6接通时，操作循环从续流阶段的终止开始。当输出处的负电压低于V2rev时，振荡器信号的负转变设置触发器D3。如图9所示，由于D4与TC2的耦合，触发器D3在由D4产生的给定延迟之后自动复位，其中该给定的延迟取决于次级电流。取决于相位(触发器D9，信号DIR)，D10或D11的输出处出现短脉冲，从而驱动一对初级开关——VT1、VT4或VT2、VT3。由于有源整流器的两个臂导通，因此给定极性的电压施加到变压器T1的漏电感。当输出电压变为正时，有源整流器的一个臂中的电流开始减小，并且相对臂中的电流增加。当第一臂中的电流下降到零并且所有输出电流由相对臂导通时，换向过程结束。此时，非导通开关可以在ZCS条件下开关。施加到初级开关的脉冲足够长以覆盖换向过程时间。
如图9中进一步所示，初级开关脉冲还设置PWM触发器D7，PWM触发器D7稍后由PWM比较器A8的输出复位。该架构确保次级开关VT5或次级开关VT6的任何给定关断脉冲之前有强制ZCS条件。值得注意的是，为了确保适当的定时和逻辑关系，在PWM轨道中实现延迟D5和逻辑与门D6。在控制系统902的变型中，可以采用适当操作所需的其它延迟，而不改变操作原理。为清楚起见，这里既未考虑也未示出其它延迟。
如图9中进一步所示，在控制系统902中，与非逻辑门D12、D13被实现为将信号引导到正确的开关，并且提供借助于DISABLE_2Q信号将次级开关保持在接通状态的可能性。触发器D8可以由控制系统在D6的输出处生成的任何给定的关断信号触发。使用来自振荡器OSC的脉冲，触发器D8的状态被同步地重写到PWM相位触发器D9。
为了防止电压反馈饱和，可以添加抗饱和(anti-windup)反馈。如图9所示，可以使用具有3态输出的逻辑比较器D14将次级整流器信号的公共PWM信号DRV_5/6与最大占空比的信号Dmax2进行比较。取决于信号Dmax2和实际占空比信号DRV_5/6之间的相位差，D14的输出可以为正、负或零。来自D14的数字信号在积分器A9中累积，并作为负反馈输送到求和节点N3。在各种实施例中，抗饱和电路可以以任何等效方式构建，特别是以完全数字的方式构建，而在其它实施例中，可以省略抗饱和电路。
现在转到图10，根据各种实施例的操作原理作为图10的时序图呈现。图10中所示的信号参考图9中呈现的名称和标号。图10中描绘的操作从续流阶段开始。输出电流I2通过输出整流器VD5-VT5和VD6-VT6循环。没有功率通过变压器T1传输。在时刻t0生成振荡器OSC脉冲。脉冲长度将限定次级整流器操作的占空比的绝对最大值(VT5或VT6的最大关断状态)。在时刻t1，一对初级开关VT2和VT3导通。施加到漏电感的正电压U2(在说明书中未示出)导致从二极管D5到二极管D6的电流的换向。值得注意的是，t1和t2之间的正输出电压可能与图10所示的形式看起来不同。在不包括寄生元件的简单模型中，电压将具有矩形形式。在其它情况下，考虑到漏电感和寄生电容，变换将具有谐振特性。在时刻t2，二极管VD5中的电流I5下降到零，并且开关VT5可以在ZCS模式下关断。同时，移除来自开关VT2和VT3的驱动信号。续流期现在终止。现在仅VD6-VT6有源整流器在传导输出电流。次级电流I2被变换到初级侧。由于电流流过z22绕组，这强制电流流过初级二极管VD1和VD4并返回到DC母线电容器C1。输出电感中累积的能量流回到输入蓄能器。由于初级二极管VD1和VD4的操作，输出电压U2反转极性。通过VT5开关的接通和续流阶段的开始，在时刻t3，电压反馈和磁化电流控制终止该操作阶段。在时刻t4，开始新的操作循环，重复上一个操作序列，在这种情况下，借助于互补的开关和变压器的相反磁化。
如前所述，在t3-t4阶段期间，输出处的电压反转；值得注意的是，电流仍然在同一方向上流动。这一事实有两个结果。首先，现在能量从次级侧流向初级侧。其次，施加到输出电感的负电压增加了值U20，远大于整流器上的单个正向电压降。因此，在短路阶段期间，在负载上几乎没有电压的情况下，次级电流比在续流状态下的短路期间下降得快得多。此外，输出中聚集的大部分能量返回到输入电容器C1，该返回提高了转换效率。平均次级电压U2AV和平均初级电流I1AV基本上是负的，比较接近等效Q-I转换器中的零值。
在其它应用中，更方便的实现可以涉及应用最大可用占空比或使用给定参考占空比的操作。在这种情况下，电压是前馈调节的。然后，主反馈仅起到防止变压器磁芯饱和或平衡变压器磁芯中的磁通的作用。
再次参考图9，在一个实施例中，来自误差放大器A7的信号EOA可以由给定的恒定参考值代替，该给定的恒定参考值与预期的最大磁化电流Imag_max成比例。该实施例在图11中绘出，其中电源1100包括不包括误差放大器A7的控制系统1102。在该配置中，转换器可以以最大占空比操作，除非未检测到接近饱和。当变压器T1的磁芯接近单侧饱和时，比较器A8立即终止活动阶段，并且禁止进一步磁化，直到相反极性磁化开始。控制系统1102仅包含防止饱和的简单保护。根据本实施例的控制系统1102使用恢复作为变压器的初级电流和次级电流的叠加的磁化电流的测量系统。磁化电流信号可以从所有电流的各种组合导出，周期性地流过变压器。在特定实施例中，电流换能器可以与一个或多个次级绕组直接串联放置。在图11的实施例的其它变型中，等效的已知方法可以被应用为变压器磁芯中的磁化电流或磁通密度的测量系统。这样的系统可以采用例如霍尔效应磁场换能器、磁耳或罗戈夫斯基(Rogovski)线圈。该替代方案在图11中以比较器A8的替代布置呈现，其中比较器A8被布置成接收输入端上的最大磁通密度Bmax和实际磁通密度的绝对值|B|。
现在转向图12，示出了电源1200的另一个实施例，该电源1200也采用以与先前实施例不同的方式从初级电流和次级电流获得的磁化电流感测的测量系统。由于最大磁化电流可以取决于磁芯的变化而改变并且也取决于温度而改变，因此该实施例采用基于图9的实施例中描述的抗饱和电路原理的自适应电路。如图12所示，提供了控制系统1202，其包括产生Dmax2信号的、与振荡器OSC同步的发生器D15。在逻辑门D16和D17中，Dmax2信号与PWM信号DRV_5/6进行比较。取决于这些信号之间的相移，开关S1或开关S2闭合，并且积分器A10被或者向上或者向下驱动。当平均PWM信号DRV_5/6具有小于Dmax2的占空比时，开关S1比开关S2闭合更长的时间并且积分器A10的输出信号上升。在某个时间点，积分器可以被平衡，意味着开关S1和S2被激活相同的时间。当DRV-5/6的平均值等于Dmax2时，达到这一点。由于相同的磁化电流参考设置，两个PWM信号DRV_5和DRV_6倾向于等同并最终稳定在等于D2max的值上。此时，开关S1和S2可以保持断开。此外，积分器A10可以加载有对应于系统中的预期磁化电流的预设值。在一些实施例中，预设值可以是在先前操作期间测量的值并且在操作开始之前恢复。如图12中进一步所示，在比较器A8中，来自积分器A10的输出的信号INT_OUT与CS信号进行比较，该CS信号与磁化电流成比例或与磁化电流加斜坡成比例。在一个实施例中，可以包括第二比较器，即比较器A11，其中比较器A11使用最大预期磁化电流的恒定参考。如图12所示，A8输出和A11输出经由或逻辑门D18连接，以产生宽度调制的COMP信号。占空比可以由来自积分器A10的信号或由给定的磁化电流的最大值来限定。
值得注意的是，在前述实施例中，强制实现ZCS开关所需的脉冲的长度取决于显示为时间延迟元件D4的输入的输出电流I2。要确保ZCS条件，其它方法也是可能的。特别地，在一个简单的实施例中，元件D14产生的时间延迟可以被选择为相对于最大预期输出电流恒定。
现在转到图13，示出了包括控制系统1302的电源1300的实施例，其中还可以通过检测有源整流器上的电压降来确保ZCS开关。由于有源整流器由二极管和开关形成，因此几乎任何电流值都会产生正向电压降。在控制系统1302中，比较器A12和比较器A13分别用作耦合到VT6-VD6和VT5-VD5有源整流器的电压检测器。在与门D19和D20中，比较器可以借助于DIR信号在相应的操作阶段中进行门控，其中D19和D20的输出在逻辑或门D21中求和以产生用于触发器D3的复位信号。在本实施例和先前实施例中呈现的创建ZCS强制信号和保护ZCS的方式可以应用于各种等效实施例中，其中通过初级开关的操作强制实现次级有源整流器的ZCS。
图13的实施例中呈现的电压检测以及图9的实施例中呈现的电流相关的延迟可以被认为是零电流限定的间接方法。在图14中呈现了在有源整流器的臂中采用直接电流感测的控制系统的另一个实施例。如图中所示，电源1400包括控制系统1402和功率块1404，包括电流换能器TC5和电流换能器TC6，这些换能器与比较器A12和A13结合使用，以感测电流过零。此时，以与前一实施例相同的方式重置触发器D3。在一些实现中，一旦在功率块1404中实现电流换能器TC5和TC6，电流换能器TC2就可能向由TC5和TC6产生的信号提供冗余信息，因为由电流换能器TC2检测到的I2电流是由TC5和TC6检测到的相应信号I5和I6的总和。因此，在一个实施例中，可以省略电流换能器TC2。在其它实施例中，TC5和TC6可以不是作为电流换能器实现而是作为具有二进制输出的电流传感器来实现。在这样的实施例中，电流换能器TC2也包括在功率块1404中，并且来自二进制输出电流传感器TC5和TC6的信号直接连接到D19和D20逻辑门的输入，绕过比较器A12和A13。
如先前实施例中所示，使用提供与磁化电流的绝对值成比例的单极性信号的测量系统和单个PWM比较器，可以由图15所示的实施例中的周期性地产生与磁化电流感测成比例的(一个或多个)双极性信号的测量系统代替。如图中所示，电源1500包括控制系统1502和功率块1504。电源1500利用两个求和节点N11和N12，其中与次级电流成比例的信号在第一节点中被减去并且在第二节点中被加上。来自那些节点(N11和N12)的双极性输出信号仅在操作的活动阶段期间与磁化电流成比例。在非活动阶段，特定信号可能与磁化电流不成比例，而信号不在这些非活动阶段中利用。分别地，应用用于实现斜坡信号的另外两个节点N41和N42以及两个PWM比较器A81和A82。输送到第二PWM比较器A82的非反相输入的反馈信号是反相的原始EAO信号或任何等效的PWM参考信号，如具有-1增益的放大器A25的存在所描绘的。与其中斜坡信号被加到来自节点N11的信号的节点N41的操作相反，从来自节点N12的信号中减去给到第二求和节点N42的斜坡信号。比较器A81和比较器A82的输出耦合到逻辑电路，该电路由门D18示意性地表示。在本公开的不同变型中，逻辑电路可能更复杂，例如，它可以包括消隐不对应于操作的活动阶段的比较器。
总之，根据各种实施例，该装置和电路系统可以提供用于操作电源(诸如焊接电源)的新颖技术和方法。
在第一方法实施例中，一种操作用于焊接的电源的方法可以包括在第一间隔期间提供能量源和能量接收器之间的第一能量流，其中源电流在第一方向上流动，其中输出电流在第一方向上流动并且电源的输出电压具有第一极性。该方法还可以包括在第二间隔期间提供能量接收器和能量源之间的第二能量流，其中源电流在与第一方向相反的第二方向上流动，其中输出电流在第一方向上流动并且电源的输出电压具有与第一极性相反的第二极性；并且还可以包括在第三间隔期间提供零能量流，其中电流不流过能量源并且电流在接收器中在第一方向上循环。
替代地或附加地，在第二方法实施例中，第一方法实施例的电源可以包括具有有源整流器块的次级侧，其中有源整流器块包括多个受控整流器，其中有源整流器块的受控整流器的一部分被关断以强制启动第二间隔和区分于(counter)第三间隔。
替代地或附加地，在第三方法实施例中，第一方法实施例的电源可以包括被配置为生成PWM调制的控制器，其中在第二间隔和第三间隔期间应用PWM调制以调节平均输出电压。
替代地或附加地，在第四方法实施例中，第一方法实施例的电源控制可以包括被配置为生成PWM调制的控制器，其中在第二间隔和第三间隔期间应用PWM调制以平衡变压器中的磁通和防止变压器饱和。
替代地或附加地，在第五方法实施例中，在第一间隔期间，第二方法实施例的电源可以采用初级开关来强制实现有源整流器块中的受控整流器的零电流开关条件。
替代地或附加地，在第六方法实施例中，第五方法实施例的电源控制可以采用电流相关的延迟来限定第一间隔中将次级侧的次级电流强制为零的时间。
替代地或附加地，在第七方法实施例中，第五方法实施例的电源控制可以采用电压传感器或电流传感器来限定第一间隔中将次级侧的次级电流强制为零的时间。
替代地或附加地，在第八方法实施例中，第四方法实施例的电源控制可以采用与预测的磁化电流或最大磁通密度的比较来平衡磁通或防止饱和。
替代地或附加地，在第九方法实施例中，第二方法实施例的电源控制可以采用将有源整流器块的关断操作的实际占空比与参考值进行比较以防止输出电压控制系统饱和的抗饱和系统。
替代地或附加地，在第十方法实施例中，第二方法实施例的电源控制可以采用将有源整流器块的关断操作的实际占空比与参考值进行比较以建立预测的磁化电流的抗饱和系统。
本公开不限于本文描述的具体实施例的范围。实际上，根据前面的描述和附图，除了本文描述的那些实施例和修改之外，本公开的其它各种实施例和修改对于本领域普通技术人员而言将是清楚的。因此，这些其它实施例和修改旨在落入本公开的范围内。此外，虽然本文已在出于特定目的的特定环境中的特定实现的背景下描述了本公开，但是本领域普通技术人员将认识到其有用性不限于此，并且本公开可以在多种环境中出于多种目的来有益地实现。因此，要根据如本文所述的本公开的完全广度和精神来解释下面阐述的权利要求。

Claims (28)

1.一种电源，包括：
功率块，用于接收输入功率并生成输出功率；以及
控制系统，耦合到所述功率块，其中所述功率块和所述控制系统被布置成在电源的操作期间提供单向电流和双极性电压。
2.如权利要求1所述的电源，其中所述功率块和所述控制系统被布置成在第一电流-电压象限和与所述第一电流-电压象限相邻的第二电流-电压象限中操作。
3.如权利要求2所述的电源，其中所述第一电流-电压象限包括正电流和正电压，并且所述第二电流-电压象限包括正电流和负电压。
4.如权利要求2所述的电源，其中所述第一电流-电压象限包括负电流和负电压，并且所述第二电流-电压象限包括负电流和正电压。
5.如权利要求1所述的电源，其中所述功率块包括蓄能器和具有多个开关的初级转换器，其中所述控制系统包括生成所述初级转换器的脉冲宽度调制控制的电路系统。
6.如权利要求1所述的电源，其中所述功率块包括初级侧和次级侧，所述初级侧和次级侧经由变压器彼此耦合，其中所述次级侧包括有源整流器块。
7.如权利要求6所述的电源，其中所述次级侧的所述有源整流器块包括多个开关，其中所述控制系统包括用于生成所述有源整流器块的脉冲宽度调制控制的电路系统。
8.如权利要求6所述的电源，其中所述功率块包括提供所述变压器的双极性磁化的转换器，并且其中所述有源整流器块包括中心抽头有源整流器。
9.如权利要求6所述的电源，其中所述功率块包括提供所述变压器的双极性磁化的转换器，并且其中所述有源整流器块包括全桥有源整流器。
10.如权利要求6所述的电源，其中所述功率块包括提供所述变压器的双极性磁化的转换器，并且其中所述有源整流器块包括倍流有源整流器。
11.如权利要求6所述的电源，其中所述有源整流器块包括至少一对受控整流器，所述一对受控整流器提供与串联耦合到相应的一对二极管的一对开关等效的操作。
12.如权利要求6所述的电源，其中所述功率块包括初级电流换能器和次级电流换能器。
13.如权利要求12所述的电源，其中所述控制系统包括测量系统，所述测量系统通过叠加第一信号和第二信号产生与电力变压器的磁化电流的绝对值成比例的单极性信号，所述第一信号与所述变压器的初级电流成比例并且具有周期性地改变的极性，所述第二信号与次级电流成比例。
14.如权利要求12所述的电源，其中所述控制系统包括测量系统，所述测量系统通过叠加第三信号和第四信号周期性地产生与电力变压器的磁化电流成比例的一个或两个双极性信号，所述第三信号与初级电流成比例，并且所述第四信号与次级电流成比例。
15.如权利要求6所述的电源，其中所述控制系统包括产生信号的测量系统，所述信号与所述变压器的磁芯中的磁通密度成比例。
16.如权利要求12所述的电源，其中所述控制系统包括抗饱和系统，所述抗饱和系统包括参考占空比的发生器、数字比较器和积分器。
17.如权利要求11所述的电源，其中所述有源整流器块包括第一受控整流器和第二受控整流器，并且其中所述控制系统包括直接耦合到所述第一受控整流器的第一比较器，以及直接耦合到所述第二受控整流器的第二比较器。
18.如权利要求11所述的电源，
其中所述有源整流器块包括第一受控整流器和第二受控整流器，其中所述功率块包括：
第一电流换能器或第一电流传感器，所述第一电流换能器或
所述第一电流传感器与所述第一受控整流器串联设置；以及
第二电流换能器或第二电流传感器，所述第二电流换能器或
所述第二电流传感器与所述第二受控整流器串联设置，并且
其中所述控制系统包括：
第一比较器，直接耦合到所述第一电流换能器或所述第一电流传感器；以及
第二比较器，直接耦合到所述第二电流换能器或所述第二电流传感器。
19.一种操作电源的方法，包括：
在第一间隔期间提供能量源和能量接收器之间的第一能量流，其中源电流在第一方向上流动，其中输出电流在第一方向上流动并且所述电源的输出电压具有第一极性；
在第二间隔期间提供所述能量接收器和所述能量源之间的第二能量流，其中源电流在与所述第一方向相反的第二方向上流动，其中输出电流在所述第一方向上流动并且所述电源的输出电压具有与所述第一极性相反的第二极性；以及
在第三间隔期间提供零能量流，其中电流不流过所述能量源并且电流在所述能量接收器中在所述第一方向上循环。
20.如权利要求19所述的方法，其中所述电源包括具有有源整流器块的次级侧，所述有源整流器块包括多个受控整流器，其中所述有源整流器块的受控整流器的一部分被关断以强制启动所述第二间隔和区分于所述第三间隔。
21.如权利要求19所述的方法，其中所述电源包括被配置为生成PWM调制的控制器，其中在所述第二间隔和所述第三间隔期间应用所述PWM调制以调节平均输出电压。
22.如权利要求19所述的方法，其中所述电源包括被配置为生成PWM调制的控制器，其中在所述第二间隔和所述第三间隔期间应用所述PWM调制以平衡所述变压器中的磁通并防止所述变压器饱和。
23.如权利要求20所述的方法，其中在所述第一间隔期间，所述电源采用初级开关以强制实现所述有源整流器块中的所述受控整流器的零电流开关条件。
24.如权利要求23所述的方法，其中所述电源包括控制器，其中所述控制器采用电流相关的延迟来限定第一间隔中将所述次级侧的次级电流强制为零的时间。
25.如权利要求23所述的方法，其中所述电源包括控制器，其中所述控制器采用电压传感器或电流传感器来限定所述第一间隔中将所述次级侧的次级电流强制为零的时间。
26.如权利要求22所述的方法，其中所述电源包括控制器，其中所述控制器采用与预测的磁化电流或最大磁通密度的比较来平衡磁通或防止饱和。
27.如权利要求20所述的方法，其中所述电源控制采用将所述有源整流器块的关断操作的实际占空比与参考值进行比较以防止输出电压控制系统饱和的抗饱和系统。
28.如权利要求20所述的方法，其中所述电源包括控制器，其中所述控制器采用将所述有源整流器块的关断操作的实际占空比与参考值进行比较以建立预测的磁化电流的抗饱和系统。
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