JPH06197549A - インバータの出力電圧補償回路 - Google Patents
インバータの出力電圧補償回路Info
- Publication number
- JPH06197549A JPH06197549A JP4344972A JP34497292A JPH06197549A JP H06197549 A JPH06197549 A JP H06197549A JP 4344972 A JP4344972 A JP 4344972A JP 34497292 A JP34497292 A JP 34497292A JP H06197549 A JPH06197549 A JP H06197549A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- inverter
- voltage
- output
- output voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】交流電源電圧の変動に起因する直流中間回路電
圧の変動と共に負荷電流の変動に対してもインバータ出
力電圧をその所定値に保つ。 【構成】変流器ＣＴによるインバータ出力電流検出値Ｉ
を変数とし定数Ｋの定数項を有する１次又は適当次数関
数の第一の電圧補正量を出力する関数発生器２１と、イ
ンバータ出力周波数指令値ｆs に従いその入力信号に対
するゲインを所定の関係にて変更しその入力信号となる
前記第一の電圧補正量を補正して第二の電圧補正量とな
す関数発生器２２と、ＡＶＲ１２の出力するインバータ
出力電圧の指令信号λに従いその入力信号に対するゲイ
ンを所定の関係にて変更しその入力信号となる前記第二
の電圧補正量を補正して第三の電圧補正量となす関数発
生器２３とを設け、該第三の電圧補正量を前記指令信号
λに加算してこれを補正しインバータ出力電圧の新たな
指令信号λc となす。
圧の変動と共に負荷電流の変動に対してもインバータ出
力電圧をその所定値に保つ。 【構成】変流器ＣＴによるインバータ出力電流検出値Ｉ
を変数とし定数Ｋの定数項を有する１次又は適当次数関
数の第一の電圧補正量を出力する関数発生器２１と、イ
ンバータ出力周波数指令値ｆs に従いその入力信号に対
するゲインを所定の関係にて変更しその入力信号となる
前記第一の電圧補正量を補正して第二の電圧補正量とな
す関数発生器２２と、ＡＶＲ１２の出力するインバータ
出力電圧の指令信号λに従いその入力信号に対するゲイ
ンを所定の関係にて変更しその入力信号となる前記第二
の電圧補正量を補正して第三の電圧補正量となす関数発
生器２３とを設け、該第三の電圧補正量を前記指令信号
λに加算してこれを補正しインバータ出力電圧の新たな
指令信号λc となす。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機等の誘導性負
荷に給電するＰＷＭ方式の電圧形インバータを対象とな
し、その出力電流に起因する出力電圧の低下を補償する
インバータの出力電圧補償回路に関する。
荷に給電するＰＷＭ方式の電圧形インバータを対象とな
し、その出力電流に起因する出力電圧の低下を補償する
インバータの出力電圧補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種インバータの出力電圧補償
回路としては、該インバータにおけるＤＣ／ＡＣ変換部
即ちインバータ部の直流電源をなす直流中間回路の電圧
変動に対し前記インバータの出力電圧をその所定値に保
持する如く所要の回路構成をなしたものが知られてい
る。
回路としては、該インバータにおけるＤＣ／ＡＣ変換部
即ちインバータ部の直流電源をなす直流中間回路の電圧
変動に対し前記インバータの出力電圧をその所定値に保
持する如く所要の回路構成をなしたものが知られてい
る。
【０００３】因みに、図５は前記の如き出力電圧補償機
能を有する従来のＰＷＭ方式電圧形インバータのブロッ
ク回路図である。図５において、１は交流電源から給電
される交流入力の整流器、Ｃf は整流器１の出力整流電
圧を平滑すると共にその端子電圧を以て前記直流中間回
路の電圧となす平滑用コンデンサ、２は逆並列された転
流ダイオードを有するスイッチングトランジスタをその
各相上下両アーム素子としてブリッジ構成されたインバ
ータ部、３は該インバータ部の出力電圧を受けて駆動さ
れる誘導性負荷としての誘導電動機である。
能を有する従来のＰＷＭ方式電圧形インバータのブロッ
ク回路図である。図５において、１は交流電源から給電
される交流入力の整流器、Ｃf は整流器１の出力整流電
圧を平滑すると共にその端子電圧を以て前記直流中間回
路の電圧となす平滑用コンデンサ、２は逆並列された転
流ダイオードを有するスイッチングトランジスタをその
各相上下両アーム素子としてブリッジ構成されたインバ
ータ部、３は該インバータ部の出力電圧を受けて駆動さ
れる誘導性負荷としての誘導電動機である。
【０００４】なお図示のＴruとＴrdとは各々三相ブリッ
ジ構成におけるＲ相の上アームと下アームのスイッチン
グトランジスタであり、またＤu とＤd とは各々前記Ｔ
ruとＴrdとに逆並列された転流ダイオードである。また
１１はインバータ出力周波数指令値ｆs を受けこれと所
定の比率関係を有するインバータ出力電圧指令の定態値
を出力するＶ／Ｆ変換器、１２は前記電圧指令定態値と
その補正用信号をなす前記コンデンサＣf の端子電圧と
を受け量的及び時間的適値となされた前記インバータの
出力電圧指令値λを出力するＡＶＲ（自動電圧調整
器）、１３は前記の周波数指令値ｆs と出力電圧指令値
λとを受け該両指令値により規定された基準制御信号を
形成すると共に該基準信号と所定のキャリア信号との振
幅比較演算を行い，該比較演算の結果に従ってパルス列
をなすオン／オフ指令信号を形成すると共に該指令信号
を所定の位相間隔を置いて前記インバータ部の各スイッ
チングトランジスタに配分印加するＰＷＭ演算器であ
る。
ジ構成におけるＲ相の上アームと下アームのスイッチン
グトランジスタであり、またＤu とＤd とは各々前記Ｔ
ruとＴrdとに逆並列された転流ダイオードである。また
１１はインバータ出力周波数指令値ｆs を受けこれと所
定の比率関係を有するインバータ出力電圧指令の定態値
を出力するＶ／Ｆ変換器、１２は前記電圧指令定態値と
その補正用信号をなす前記コンデンサＣf の端子電圧と
を受け量的及び時間的適値となされた前記インバータの
出力電圧指令値λを出力するＡＶＲ（自動電圧調整
器）、１３は前記の周波数指令値ｆs と出力電圧指令値
λとを受け該両指令値により規定された基準制御信号を
形成すると共に該基準信号と所定のキャリア信号との振
幅比較演算を行い，該比較演算の結果に従ってパルス列
をなすオン／オフ指令信号を形成すると共に該指令信号
を所定の位相間隔を置いて前記インバータ部の各スイッ
チングトランジスタに配分印加するＰＷＭ演算器であ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図５に示す如く従来の
インバータの出力電圧補償回路は、前記ＡＶＲを介して
インバータ直流中間回路電圧の所定範囲内の変動に対し
て前記インバータの出力電圧をその所定値に保持する機
能を有するが、前記インバータの負荷電流の変動に伴う
その出力電圧の変動に対してはこれを補正する機能を有
せず、従って前記インバータが誘導電動機等の誘導性負
荷に給電する場合にはその負荷電流の増大と共にその出
力電圧降下の増大を来すものであった。
インバータの出力電圧補償回路は、前記ＡＶＲを介して
インバータ直流中間回路電圧の所定範囲内の変動に対し
て前記インバータの出力電圧をその所定値に保持する機
能を有するが、前記インバータの負荷電流の変動に伴う
その出力電圧の変動に対してはこれを補正する機能を有
せず、従って前記インバータが誘導電動機等の誘導性負
荷に給電する場合にはその負荷電流の増大と共にその出
力電圧降下の増大を来すものであった。
【０００６】上記に鑑み本発明は、その交流電源電圧の
変動等に起因する直流中間回路電圧の変動と共にその負
荷電流の変動に対しても前記インバータの出力電圧を所
定の値に保つ如き補正機能を有する電圧補償回路の提供
を目的とするものである。
変動等に起因する直流中間回路電圧の変動と共にその負
荷電流の変動に対しても前記インバータの出力電圧を所
定の値に保つ如き補正機能を有する電圧補償回路の提供
を目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータの出力電圧補償回路は、誘導電
動機等の誘導性負荷に給電するＰＷＭ方式の電圧形イン
バータを対象としその出力電流に起因するその出力電圧
の低下を補正する電圧補償回路であって、インバータ出
力電流の検出値を変数とする１次或いは適当次数の関数
として規定され且つ所定の定数項を有する第一の電圧指
令補正値を出力する第一の関数発生器と、インバータ出
力周波数指令値に従いその入力信号に対するゲインを規
定するものであり，該周波数指令値の所定値以下の領域
においては該指令値の低下に対し所定の勾配にてそのゲ
インを低減させると共に該所定値より大なる領域におい
てはそのゲインを所定の一定値となす如く機能し，その
入力をなす前記第一の電圧指令補正値を補正しこれを第
二の電圧指令補正値として出力する第二の関数発生器
と、インバータ制御系における自動電圧調整器の出力す
るインバータ出力電圧指令値に従いその入力信号に対す
るゲインを規定するものであり，該電圧指令値の所定値
以下の領域においてはそのゲインを所定の一定値となす
と共に該所定値より大なる領域においては該電圧指令値
の増大に対し所定の勾配にてそのゲインを低減させる如
く機能し，その入力をなす前記第二の電圧指令補正値を
補正してこれを第三の電圧指令補正値として出力する第
三の関数発生器とを備えて成り、前記自動電圧調整器の
出力するインバータ出力電圧指令値を前記第三の電圧指
令補正値の加算により補正する如く機能するものとす
る。
に、本発明のインバータの出力電圧補償回路は、誘導電
動機等の誘導性負荷に給電するＰＷＭ方式の電圧形イン
バータを対象としその出力電流に起因するその出力電圧
の低下を補正する電圧補償回路であって、インバータ出
力電流の検出値を変数とする１次或いは適当次数の関数
として規定され且つ所定の定数項を有する第一の電圧指
令補正値を出力する第一の関数発生器と、インバータ出
力周波数指令値に従いその入力信号に対するゲインを規
定するものであり，該周波数指令値の所定値以下の領域
においては該指令値の低下に対し所定の勾配にてそのゲ
インを低減させると共に該所定値より大なる領域におい
てはそのゲインを所定の一定値となす如く機能し，その
入力をなす前記第一の電圧指令補正値を補正しこれを第
二の電圧指令補正値として出力する第二の関数発生器
と、インバータ制御系における自動電圧調整器の出力す
るインバータ出力電圧指令値に従いその入力信号に対す
るゲインを規定するものであり，該電圧指令値の所定値
以下の領域においてはそのゲインを所定の一定値となす
と共に該所定値より大なる領域においては該電圧指令値
の増大に対し所定の勾配にてそのゲインを低減させる如
く機能し，その入力をなす前記第二の電圧指令補正値を
補正してこれを第三の電圧指令補正値として出力する第
三の関数発生器とを備えて成り、前記自動電圧調整器の
出力するインバータ出力電圧指令値を前記第三の電圧指
令補正値の加算により補正する如く機能するものとす
る。
【０００８】
【作用】三相等の多相交流を出力するＰＷＭ方式の電圧
形インバータは、同一波高値とＰＷＭ制御された幅を有
する電圧パルス列を、相互に所定の位相差を与えて所要
相数の複数組だけその直流電源電圧のスイッチングによ
り切出し形成し出力するものであり、前記直流電源電圧
を出力する直流中間回路と前記スイッチング動作をなす
ＤＣ／ＡＣ変換部即ちインバータ部より成るものであ
る。ここに前記の各電圧パルス列の含む基本波が所要の
多相交流電圧をなすものとなる。
形インバータは、同一波高値とＰＷＭ制御された幅を有
する電圧パルス列を、相互に所定の位相差を与えて所要
相数の複数組だけその直流電源電圧のスイッチングによ
り切出し形成し出力するものであり、前記直流電源電圧
を出力する直流中間回路と前記スイッチング動作をなす
ＤＣ／ＡＣ変換部即ちインバータ部より成るものであ
る。ここに前記の各電圧パルス列の含む基本波が所要の
多相交流電圧をなすものとなる。
【０００９】また前記インバータ部は、逆並列された転
流ダイオードを有するスイッチング素子をその各相の上
下両アーム素子としてブリッジ構成され、同一相におけ
る該上下両アーム素子はＰＷＭ制御信号による共役的な
オン／オフ動作を行うものであるが、該上下両アーム素
子の同時オン状態による前記直流中間回路の短絡を避け
るため、それぞれのオン／オフ状態反転動作時に前記上
下両アーム素子を共にオフ状態となす期間（デッドタイ
ム）が設定されている。
流ダイオードを有するスイッチング素子をその各相の上
下両アーム素子としてブリッジ構成され、同一相におけ
る該上下両アーム素子はＰＷＭ制御信号による共役的な
オン／オフ動作を行うものであるが、該上下両アーム素
子の同時オン状態による前記直流中間回路の短絡を避け
るため、それぞれのオン／オフ状態反転動作時に前記上
下両アーム素子を共にオフ状態となす期間（デッドタイ
ム）が設定されている。
【００１０】前記共通オフ期間においては誘導電動機等
のその誘導性負荷への前記直流中間回路からの給電は行
われず、前記誘導性負荷における蓄積エネルギーの放出
による続流が該負荷と前記転流ダイオードとから成る閉
回路を環流することになり、該環流電流の通電する転流
ダイオードの逆並列されている前記スイッチング素子は
強制的に短絡状態となされる。該短絡により前記インバ
ータ部の出力電位はその正負の極性を反転させられる
が、該極性反転状態は過渡的なものとして前記の共通オ
フ期間の終了と共に解消する。
のその誘導性負荷への前記直流中間回路からの給電は行
われず、前記誘導性負荷における蓄積エネルギーの放出
による続流が該負荷と前記転流ダイオードとから成る閉
回路を環流することになり、該環流電流の通電する転流
ダイオードの逆並列されている前記スイッチング素子は
強制的に短絡状態となされる。該短絡により前記インバ
ータ部の出力電位はその正負の極性を反転させられる
が、該極性反転状態は過渡的なものとして前記の共通オ
フ期間の終了と共に解消する。
【００１１】前記の如き共通オフ期間におけるインバー
タ部出力電位の過渡的極性反転状態の発生は、前記イン
バータの各相交流出力電圧の半波毎にその正負の極性を
反転させる前記のＰＷＭ制御された電圧パルス列の各電
圧パルスについてその逆極性成分の過渡的重畳をもたら
すものとなる。即ち該逆極性成分は前記インバータの交
流出力電圧に対する電圧降下成分をなすものとなる。
タ部出力電位の過渡的極性反転状態の発生は、前記イン
バータの各相交流出力電圧の半波毎にその正負の極性を
反転させる前記のＰＷＭ制御された電圧パルス列の各電
圧パルスについてその逆極性成分の過渡的重畳をもたら
すものとなる。即ち該逆極性成分は前記インバータの交
流出力電圧に対する電圧降下成分をなすものとなる。
【００１２】前記の如き逆極性成分は、前記の環流電流
の通電に伴う転流ダイオードを介した前記スイッチング
素子の短絡に起因して発生するものであり、従って前記
共通オフ期間の起点から前記環流電流の前記転流ダイオ
ード通過時点までの時間差、換言すれば前記電圧パルス
列に対する電流の追従度，即ち前記インバータの出力電
圧と出力電流間の位相差又は該両者間の力率が関係する
ものとなり、該位相差が小或いは該力率が大となると共
に前記の逆極性成分，即ち前記電圧降下成分は大とな
る。
の通電に伴う転流ダイオードを介した前記スイッチング
素子の短絡に起因して発生するものであり、従って前記
共通オフ期間の起点から前記環流電流の前記転流ダイオ
ード通過時点までの時間差、換言すれば前記電圧パルス
列に対する電流の追従度，即ち前記インバータの出力電
圧と出力電流間の位相差又は該両者間の力率が関係する
ものとなり、該位相差が小或いは該力率が大となると共
に前記の逆極性成分，即ち前記電圧降下成分は大とな
る。
【００１３】なお前記の誘導性負荷を誘導電動機とした
場合、前記の力率は該電動機の負荷電流の増大と共に大
となり、従って前記インバータの出力電圧に対する電圧
降下成分は該インバータの出力電流の増大と共に大とな
る。上記に従いＰＷＭ方式電圧形インバータの出力電圧
制御においては、その制御系のＡＶＲ（自動電圧調整
器）の出力する出力電圧指令値に対しインバータ出力電
流に対応した補正をなすことにより前記インバータ出力
電圧のその所定値への一定化が可能となる。
場合、前記の力率は該電動機の負荷電流の増大と共に大
となり、従って前記インバータの出力電圧に対する電圧
降下成分は該インバータの出力電流の増大と共に大とな
る。上記に従いＰＷＭ方式電圧形インバータの出力電圧
制御においては、その制御系のＡＶＲ（自動電圧調整
器）の出力する出力電圧指令値に対しインバータ出力電
流に対応した補正をなすことにより前記インバータ出力
電圧のその所定値への一定化が可能となる。
【００１４】なお一般にＰＷＭ方式電圧形インバータに
おいては、その負荷を誘導電動機となす場合、該電動機
の鉄芯磁気飽和を避けるためにその出力電圧と出力周波
数との比（Ｖ／Ｆ比）を所定の一定値となすが、該出力
周波数の小なる領域においては前記の如き電圧降下の補
正によりインバータ出力電圧が大となり前記Ｖ／Ｆ比が
その許容範囲を越える危険性があり、従って電圧降下補
正用の信号の大きさは前記出力周波数の所定値以下の領
域においては低減させる必要がある。
おいては、その負荷を誘導電動機となす場合、該電動機
の鉄芯磁気飽和を避けるためにその出力電圧と出力周波
数との比（Ｖ／Ｆ比）を所定の一定値となすが、該出力
周波数の小なる領域においては前記の如き電圧降下の補
正によりインバータ出力電圧が大となり前記Ｖ／Ｆ比が
その許容範囲を越える危険性があり、従って電圧降下補
正用の信号の大きさは前記出力周波数の所定値以下の領
域においては低減させる必要がある。
【００１５】更にまた、ＰＷＭ比較演算における過変調
領域では前記インバータ部におけるスイッチング回数の
減少によるインバータ出力電圧の増大を来すため、前記
電圧降下補正用信号の大きさは前記ＡＶＲの出力する出
力電圧指令値の所定値以上の領域においては低減させる
必要がある。上記に従い本発明は、ＰＷＭ方式の電圧形
インバータの出力電圧制御に関し、前記ＡＶＲの出力す
る出力電圧指令値に対してインバータ出力電流に応じた
補正信号を加算補正することによりインバータ出力電圧
のその所定値への一定化を図る如く回路構成をなしもの
であり、検出されたインバータ出力電流を変数として１
次又は適当次数の関数をなす電圧指令補正値を出力する
第一の関数発生器と、インバータ出力周波数指令値の所
定値以下の領域と前記インバータ出力電圧指令値の所定
値以上の領域とにおいてそれぞれ前記第一の関数発生器
の出力する電圧指令補正値を再度補正する第二と第三の
関数発生器を設け、該両関数発生器を介して補正された
前記電圧指令補正値を前記ＡＶＲの出力する出力電圧指
令値に対して加算しこれを補正することにより前記イン
バータの新たな出力電圧指令値を得る如く所要の回路構
成をなすものである。
領域では前記インバータ部におけるスイッチング回数の
減少によるインバータ出力電圧の増大を来すため、前記
電圧降下補正用信号の大きさは前記ＡＶＲの出力する出
力電圧指令値の所定値以上の領域においては低減させる
必要がある。上記に従い本発明は、ＰＷＭ方式の電圧形
インバータの出力電圧制御に関し、前記ＡＶＲの出力す
る出力電圧指令値に対してインバータ出力電流に応じた
補正信号を加算補正することによりインバータ出力電圧
のその所定値への一定化を図る如く回路構成をなしもの
であり、検出されたインバータ出力電流を変数として１
次又は適当次数の関数をなす電圧指令補正値を出力する
第一の関数発生器と、インバータ出力周波数指令値の所
定値以下の領域と前記インバータ出力電圧指令値の所定
値以上の領域とにおいてそれぞれ前記第一の関数発生器
の出力する電圧指令補正値を再度補正する第二と第三の
関数発生器を設け、該両関数発生器を介して補正された
前記電圧指令補正値を前記ＡＶＲの出力する出力電圧指
令値に対して加算しこれを補正することにより前記イン
バータの新たな出力電圧指令値を得る如く所要の回路構
成をなすものである。
【００１６】因みに図２は、前記インバータ部ブリッジ
構成の同一相上下両アーム素子に関し前記共通オフ期間
における環流電流の通電状態図であり、図示回路構成要
素は図５に示すインバータ部２におけるものと同一であ
りそのＲ相の上下両アームに関し前記のスイッチング素
子をトランジスタとなした場合のものである。今、上ア
ーム素子Ｔruと対応する他の相の下アーム素子とがオン
状態にあり、インバータ部Ｒ相の出力点Ｐからインバー
タ出力電流がその負荷へ向けて流出している場合、前記
点Ｐの電位即ちインバータ部Ｒ相の出力電位は直流中間
回路の正極性（＋）電圧が直接出力されてこれと同電位
となっている。続いて前記素子Ｔruと下アーム素子Ｔrd
とが共にオフ状態となる共通オフ期間に入れば、前記の
インバータ出力電流は実線で示す電流Ｉcpとなりその矢
印方向にＲ相下アームの転流ダイオードＤd を介し前記
負荷との間を前記点Ｐより流出する方向にて環流する。
該環流に伴い前記ダイオードＤd の両端電圧は略零とな
ってオフ状態にある前記素子Ｔrdは強制的に短絡状態と
され、前記点Ｐの電位は前記直流中間回路の負極性
（−）電圧が直接出力されてこれと同電位となり反転す
る。前記点Ｐの斯様な電位反転は前記共通オフ期間の終
了と共に解消して元の正電位に復す。
構成の同一相上下両アーム素子に関し前記共通オフ期間
における環流電流の通電状態図であり、図示回路構成要
素は図５に示すインバータ部２におけるものと同一であ
りそのＲ相の上下両アームに関し前記のスイッチング素
子をトランジスタとなした場合のものである。今、上ア
ーム素子Ｔruと対応する他の相の下アーム素子とがオン
状態にあり、インバータ部Ｒ相の出力点Ｐからインバー
タ出力電流がその負荷へ向けて流出している場合、前記
点Ｐの電位即ちインバータ部Ｒ相の出力電位は直流中間
回路の正極性（＋）電圧が直接出力されてこれと同電位
となっている。続いて前記素子Ｔruと下アーム素子Ｔrd
とが共にオフ状態となる共通オフ期間に入れば、前記の
インバータ出力電流は実線で示す電流Ｉcpとなりその矢
印方向にＲ相下アームの転流ダイオードＤd を介し前記
負荷との間を前記点Ｐより流出する方向にて環流する。
該環流に伴い前記ダイオードＤd の両端電圧は略零とな
ってオフ状態にある前記素子Ｔrdは強制的に短絡状態と
され、前記点Ｐの電位は前記直流中間回路の負極性
（−）電圧が直接出力されてこれと同電位となり反転す
る。前記点Ｐの斯様な電位反転は前記共通オフ期間の終
了と共に解消して元の正電位に復す。
【００１７】同様に、前記素子Ｔrdと対応する他の相の
上アーム素子とがオン状態にあって前記点Ｐへインバー
タ出力電流がその負荷より流入している場合に前記の両
素子ＴruとＴrdとがその共通オフ期間に入れば、前記点
Ｐは前記直流中間回路の正負両極性電圧の反転印加を受
けその電位極性は負より正へと反転し、前記共通オフ期
間の終了と共に元の負電位に復す。
上アーム素子とがオン状態にあって前記点Ｐへインバー
タ出力電流がその負荷より流入している場合に前記の両
素子ＴruとＴrdとがその共通オフ期間に入れば、前記点
Ｐは前記直流中間回路の正負両極性電圧の反転印加を受
けその電位極性は負より正へと反転し、前記共通オフ期
間の終了と共に元の負電位に復す。
【００１８】また図３は、前記インバータの負荷を誘導
電動機となす場合における負荷力率の対負荷電流特性図
であり、図示の如く負荷力率ＰＦm は負荷電流Ｉの増大
と共に大となる。更にまた図４は、過変調時におけるＰ
ＷＭ動作波形図であり、図（イ）はインバータ出力周波
数指令値ｆs と同一の周波数を有し前記ＡＶＲによる電
圧指令値に従う振幅とを有する正弦波制御信号Ｖs の振
幅λが、該制御信号と振幅比較すべきキャリア信号（搬
送波信号）Ｖc の振幅より大となる過変調状態を示すも
のであり、図（ロ）は前記インバータ部の各スイッチン
グ素子に対するＰＷＭ制御されたオン／オフ指令信号Ｓ
PWM の前記の過変調状態におけるスイッチング指令回数
の減少模様を示すものである。
電動機となす場合における負荷力率の対負荷電流特性図
であり、図示の如く負荷力率ＰＦm は負荷電流Ｉの増大
と共に大となる。更にまた図４は、過変調時におけるＰ
ＷＭ動作波形図であり、図（イ）はインバータ出力周波
数指令値ｆs と同一の周波数を有し前記ＡＶＲによる電
圧指令値に従う振幅とを有する正弦波制御信号Ｖs の振
幅λが、該制御信号と振幅比較すべきキャリア信号（搬
送波信号）Ｖc の振幅より大となる過変調状態を示すも
のであり、図（ロ）は前記インバータ部の各スイッチン
グ素子に対するＰＷＭ制御されたオン／オフ指令信号Ｓ
PWM の前記の過変調状態におけるスイッチング指令回数
の減少模様を示すものである。
【００１９】
【実施例】以下本発明の実施例を図１のブロック回路図
により説明する。なお図１においては図５に示す従来技
術の実施例の場合と同一機能の構成要素に対しては同一
の表示符号を付している。図１は図５の回路図におい
て、インバータ出力電流の検出用変流器ＣＴと、該ＣＴ
によるインバータ出力電流検出値Ｉと定数Ｋとを入力と
する関数発生器２１と、関数発生器２１の出力信号とイ
ンバータ出力周波数指令値ｆs とを入力とする関数発生
器２２と、関数発生器２２の出力信号とＡＶＲ１２の出
力電圧指令値λとを入力とする関数発生器２３とを設
け、関数発生器２３の出力信号を前記の指令値λに加算
しこれを信号λc となすものである。
により説明する。なお図１においては図５に示す従来技
術の実施例の場合と同一機能の構成要素に対しては同一
の表示符号を付している。図１は図５の回路図におい
て、インバータ出力電流の検出用変流器ＣＴと、該ＣＴ
によるインバータ出力電流検出値Ｉと定数Ｋとを入力と
する関数発生器２１と、関数発生器２１の出力信号とイ
ンバータ出力周波数指令値ｆs とを入力とする関数発生
器２２と、関数発生器２２の出力信号とＡＶＲ１２の出
力電圧指令値λとを入力とする関数発生器２３とを設
け、関数発生器２３の出力信号を前記の指令値λに加算
しこれを信号λc となすものである。
【００２０】ここに関数発生器２１は定数Ｋを定数項と
なし前記電流検出値Ｉを変数として１次又は適当次数の
関数をなす第一の電圧指令補正値を出力するものであ
る。また関数発生器２２はインバータ出力周波数指令値
ｆs の所定値以下の領域においては該指令値の低下に対
し所定の勾配にてそのゲインを低減させ、且つ前記所定
値より大なる領域においてはそのゲインを所定の一定値
となす如く機能してその入力となる前記第一の電圧指令
補正値を補正しこれを第二の電圧指令補正値として出力
するものであり、前記インバータの低出力周波数領域に
おける運転の安定性を図るものである。
なし前記電流検出値Ｉを変数として１次又は適当次数の
関数をなす第一の電圧指令補正値を出力するものであ
る。また関数発生器２２はインバータ出力周波数指令値
ｆs の所定値以下の領域においては該指令値の低下に対
し所定の勾配にてそのゲインを低減させ、且つ前記所定
値より大なる領域においてはそのゲインを所定の一定値
となす如く機能してその入力となる前記第一の電圧指令
補正値を補正しこれを第二の電圧指令補正値として出力
するものであり、前記インバータの低出力周波数領域に
おける運転の安定性を図るものである。
【００２１】更に関数発生器２３は前記出力電圧指令値
λの所定値以下の領域においてはそのゲインを所定の一
定値となすと共に該所定値よりも大なる領域においては
前記指令値λの増大に対し所定の勾配にてそのゲインを
低減させる如く機能してその入力となる前記第二の電圧
指令補正値を補正してこれを第三の電圧指令補正値とと
して出力するものであり、前記インバータのＰＷＭ演算
における過変調状態における過補償の防止を図るもので
ある。
λの所定値以下の領域においてはそのゲインを所定の一
定値となすと共に該所定値よりも大なる領域においては
前記指令値λの増大に対し所定の勾配にてそのゲインを
低減させる如く機能してその入力となる前記第二の電圧
指令補正値を補正してこれを第三の電圧指令補正値とと
して出力するものであり、前記インバータのＰＷＭ演算
における過変調状態における過補償の防止を図るもので
ある。
【００２２】以上の如くして得られた前記第三の電圧指
令補正値を前記ＡＶＲによる出力電圧指令値λに加算し
て得られた信号をλc とし、該信号λc を前記インバー
タの新たな出力電圧指令値としてＰＷＭ演算器１３に加
えることによって所要の出力電圧補償を行うものであ
る。
令補正値を前記ＡＶＲによる出力電圧指令値λに加算し
て得られた信号をλc とし、該信号λc を前記インバー
タの新たな出力電圧指令値としてＰＷＭ演算器１３に加
えることによって所要の出力電圧補償を行うものであ
る。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば誘導電動機等の誘導性負
荷に給電するＰＷＭ方式の電圧形インバータを対象と
し、インバータ出力電流を変数として演算されたインバ
ータ出力電圧の補正値を、インバータの出力周波数指令
値の所定値以下の領域とその出力電圧指令値の所定値よ
り大なる領域との両領域においてそれぞれ適当なゲイン
により低減補正し、該低減補正を受けた前記出力電圧補
正値をＶ／Ｆ変換器を介して得られた前記ＡＶＲの出力
する出力電圧指令値に加算して得られた新たな出力電圧
指令値に従って前記インバータの出力電圧制御を行う如
く所要の回路構成をなすことにより、交流電源電圧の変
動等に起因するその直流中間回路電圧の電圧変動に対し
ては勿論その負荷電流の変動に対しても前記インバータ
の出力電圧を所定の値に保ち、インバータ運転の精度と
安定性との向上が可能となる。
荷に給電するＰＷＭ方式の電圧形インバータを対象と
し、インバータ出力電流を変数として演算されたインバ
ータ出力電圧の補正値を、インバータの出力周波数指令
値の所定値以下の領域とその出力電圧指令値の所定値よ
り大なる領域との両領域においてそれぞれ適当なゲイン
により低減補正し、該低減補正を受けた前記出力電圧補
正値をＶ／Ｆ変換器を介して得られた前記ＡＶＲの出力
する出力電圧指令値に加算して得られた新たな出力電圧
指令値に従って前記インバータの出力電圧制御を行う如
く所要の回路構成をなすことにより、交流電源電圧の変
動等に起因するその直流中間回路電圧の電圧変動に対し
ては勿論その負荷電流の変動に対しても前記インバータ
の出力電圧を所定の値に保ち、インバータ運転の精度と
安定性との向上が可能となる。
【図１】本発明の実施例を示すＰＷＭ方式電圧形インバ
ータのブロック回路図
ータのブロック回路図
【図２】同一相上下両アーム素子の共通オフ期間におけ
る環流電流の通電状態図
る環流電流の通電状態図
【図３】誘導電動機負荷における負荷力率の対負荷電流
特性図
特性図
【図４】過変調時におけるＰＷＭ動作波形図
【図５】従来技術の実施例を示すＰＷＭ方式電圧形イン
バータのブロック回路図
バータのブロック回路図
１ 整流器 ２ インバータ部 ３ 誘導電動機 １１ Ｖ／Ｆ変換器 １２ ＡＶＲ（自動電圧調整器） １３ ＰＷＭ演算器 ２１ 関数発生器（対Ｉ補正） ２２ 関数発生器（対ｆs 補正） ２３ 関数発生器（対λ補正） ＣＴ 変流器
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機等の誘導性負荷に給電するＰＷ
Ｍ方式の電圧形インバータを対象となしその出力電流に
起因する出力電圧の低下を補正する電圧補償回路であっ
て、インバータ出力電流の検出値を変数とする１次或い
は適当次数の関数として規定され且つ所定の定数項を有
する第一の電圧指令補正値を出力する第一の関数発生器
と、インバータ出力周波数指令値に従いその入力信号に
対するゲインを規定するものであり，該周波数指令値の
所定値以下の領域においては該指令値の低下に対し所定
の勾配にてそのゲインを低減させると共に該所定値より
大なる領域においてはそのゲインを所定の一定値となす
如く機能し，その入力をなす前記第一の電圧指令補正値
を補正しこれを第二の電圧指令補正値として出力する第
二の関数発生器と、インバータ制御系における自動電圧
調整器の出力するインバータ出力電圧指令値に従いその
入力信号に対するゲインを規定するものであり，該電圧
指令値の所定値以下の領域においてはそのゲインを所定
の一定値となすと共に該所定値よりも大なる領域におい
ては該電圧指令値の増大に対し所定の勾配にてそのゲイ
ンを低減させる如く機能し，その入力をなす前記第二の
電圧指令補正値を補正しこれを第三の電圧指令補正値と
して出力する第三の関数発生器とを備えて成り、前記自
動電圧調整器の出力するインバータ出力電圧指令値を前
記第三の電圧指令補正値の加算により補正する如く機能
することを特徴とするインバータの出力電圧補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4344972A JP3070314B2 (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | インバータの出力電圧補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4344972A JP3070314B2 (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | インバータの出力電圧補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06197549A true JPH06197549A (ja) | 1994-07-15 |
| JP3070314B2 JP3070314B2 (ja) | 2000-07-31 |
Family
ID=18373411
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4344972A Expired - Lifetime JP3070314B2 (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | インバータの出力電圧補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3070314B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000064039A1 (en) * | 1999-04-19 | 2000-10-26 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor control apparatus and control method |
| WO2007116873A1 (ja) * | 2006-04-03 | 2007-10-18 | Panasonic Corporation | インバータ装置および空気調和機 |
| CN101166004A (zh) * | 2006-10-16 | 2008-04-23 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
| CN108730104A (zh) * | 2017-04-24 | 2018-11-02 | 通用电气公司 | 井下发电系统及其优化功率控制方法 |
-
1992
- 1992-12-25 JP JP4344972A patent/JP3070314B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000064039A1 (en) * | 1999-04-19 | 2000-10-26 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor control apparatus and control method |
| US6515446B1 (en) | 1999-04-19 | 2003-02-04 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor control apparatus and control method |
| WO2007116873A1 (ja) * | 2006-04-03 | 2007-10-18 | Panasonic Corporation | インバータ装置および空気調和機 |
| JP5114387B2 (ja) * | 2006-04-03 | 2013-01-09 | パナソニック株式会社 | インバータ装置および空気調和機 |
| CN101166004A (zh) * | 2006-10-16 | 2008-04-23 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
| JP2008099496A (ja) * | 2006-10-16 | 2008-04-24 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| CN108730104A (zh) * | 2017-04-24 | 2018-11-02 | 通用电气公司 | 井下发电系统及其优化功率控制方法 |
| CN108730104B (zh) * | 2017-04-24 | 2020-11-24 | 通用电气公司 | 井下发电系统及其优化功率控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3070314B2 (ja) | 2000-07-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4639844A (en) | Resonant current driven power source for low input voltages | |
| US3970916A (en) | Circuit arrangement for producing an alternating voltage | |
| JP3102499B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 | |
| JP3369621B2 (ja) | 両方向性調整電圧路を組込んでいるｄ．ｃ．チョッパ調整方法および装置 | |
| US4475149A (en) | Resonant current-driven power source | |
| US9735666B2 (en) | Power conversion device | |
| KR920010235B1 (ko) | 펄스폭 변조승압 변환기의 제어장치 | |
| JPH10271823A (ja) | ３相力率改善型コンバータ | |
| JPH06197549A (ja) | インバータの出力電圧補償回路 | |
| JPS6333386B2 (ja) | ||
| JP2000217363A (ja) | 電源装置 | |
| JP3266389B2 (ja) | 直列共振コンバータ | |
| JPH05308778A (ja) | 電気自動車駆動用インバータ | |
| JP3286046B2 (ja) | 電力変換装置の制御方法 | |
| JP3328094B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPH0295174A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0652998B2 (ja) | 交流電動機給電用３相インバ−タの制御電圧を制御する方法及び装置 | |
| JPS6077697A (ja) | 交流電動機の速度制御装置 | |
| JP2628059B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP3246584B2 (ja) | Ａｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPH0789742B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| WO2022254746A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0686539A (ja) | コンバータ回路 | |
| JPH0515167A (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御方法 | |
| JP2925439B2 (ja) | 三相制御整流方式 |