JP2017123702A - インバータ制御装置およびそれを搭載したモータ駆動装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
本発明は、電流制御（トルク制御）の応答性を低下させることなく制御装置の演算負荷を低減することを目的とする。
【解決手段】
少なくとも第１のインバータと第２のインバータとを有するインバータ制御装置であって、前記第１のインバータの主回路を流れる電流を検出する電流検出部と、検出した電流と電流指令に基づいて前記第１のインバータの電圧指令値を生成する電流制御部と、前記第１のインバータの電圧指令値の変化分に基づいて前記第２のインバータの電圧指令値を生成する電圧指令予測部と、を備えるインバータ制御装置。
【選択図】 図１４（ｂ）

Description

本発明は、車載用インバータの制御装置に係り、特に複数系統のインバータとモータを制御するための制御装置の演算負荷を低減する方法に関する。

近年、自動運転車の開発が急速に進んでおり、電動部品に要求される機能安全基準が高まっている。例えば、自動運転車向け電動パワーステアリング装置に用いられるインバータ制御装置では、システムを２重化することで安全性を確保する技術が知られている。

特開２０１２−７６６４４号公報（特許文献１）においては、第１のインバータの電流検出値と第２のインバータの電流検出値とを加算し、加算した電流検出値と電流指令値とに基づいて電圧指令を生成する技術が開示されている。

特開２０１２−０７６６４４号公報

特許文献１に記載の方法は、システムを構成する系統の数だけ電流値を検出する必要がある。インバータの直流母線電流もしくはインバータの各相下アーム又は上アームと直流母線との間に流れる電流（以下、３シャント電流）を検出するシステムの場合には、検出した直流母線電流もしくは３シャント電流に基づいてモータ巻線に流れる３相交流電流を算出する処理と算出した３相交流電流をｄ−ｑ軸電流に変換する処理を、システムを構成する系統の数だけ追加する必要がある。また、モータ巻線に流れる３相交流電流を検出するシステムの場合には、検出した３相交流電流をｄ−ｑ軸電流に変換する処理を、システムを構成する系統の数だけ追加する必要がある。

このように、特許文献１に記載の方法では、複数系統のインバータとモータで構成されるシステムの制御装置の演算負荷を低減することは困難であった。そこで本発明は、電流制御（トルク制御）の応答性を低下させることなく制御装置の演算負荷を低減することを目的とする。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載した構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、「少なくとも第１のインバータと第２のインバータとを有するインバータ制御装置であって、前記第１のインバータの主回路を流れる電流を検出する電流検出部と、検出した電流と電流指令に基づいて前記第１のインバータの電圧指令値を生成する電流制御部と、前記第１のインバータの電圧指令値の変化分に基づいて前記第２のインバータの電圧指令値を生成する電圧指令予測部と、を備えること」を特徴とする。

本発明は、以上の構成を備えるため、電流制御（トルク制御）の応答性を低下させることなく制御装置の演算負荷を低減することができる。

実施例１にかかる電動パワーステアリング装置を説明する図である。 実施例１にかかる制御装置２８０の構成を説明する図である。 実施例１にかかる３相交流電流算出部３００の処理手順を説明する図である。 ＰＷＭ信号と、３相交流電流と、直流母線電流の関係を説明する図である。 図３のスイッチモード１のときの電流経路を説明する図である。 図３のスイッチモード２のときの電流経路を説明する図である。 図３のスイッチモード３のときの電流経路を説明する図である。 図３のスイッチモード４のときの電流経路を説明する図である。 ３相／ｄｑ変換部３１０の処理手順を説明する図である。 電流指令生成部３３０の処理手順を説明する図である。 第１のｄ軸電流指令マップとｑ軸電流指令マップを説明する図である。 電流制御部３２０の処理手順を説明する図である。 ｄｑ／３相変換部３５０の処理手順を説明する図である。 実施例１にかかるＰＷＭ変調部３７０の処理手順を説明する図である。 実施例１にかかる電圧指令予測部３４０の処理手順を説明する図である。 ｄｑ／３相変換部３６０の処理手順を説明する図である。 実施例１にかかるＰＷＭ変調部３８０の処理手順を説明する図である。 実施例２にかかる電動パワーステアリング装置を説明する図である。 実施例２にかかる制御装置２８０の構成を説明する図である。 実施例２にかかる３相交流電流算出部３００の処理手順を説明する図である。 実施例２にかかる異常検出部２９５の処理手順を説明する図である。 第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１の地絡電流ｉｇＡの関係を説明する図である。 実施例２にかかる電圧指令予測部３４０の処理手順を説明する図である。 実施例２にかかるＰＷＭ変調部３７０の処理手順を説明する図である。 実施例２にかかるＰＷＭ変調部３８０の処理手順を説明する図である。

以下、本発明のインバータ制御装置を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。

（電動パワーステアリング装置の概要）
図１（ａ）は、実施例１にかかる電動パワーステアリング装置を説明する図である。

本実施例にかかる電動パワーステアリング装置は、バッテリ１０と、第１のインバータ２０と、シャント抵抗９０と、増幅器１００と、第１のインバータ２０のゲートドライブ回路３９０と、第２のインバータ１２０と、第２のインバータ１２０のゲートドライブ回路４００と、制御装置２８０と、モータ１１０と、角度検出器１９０と、モータ１１０の出力軸２００と、ギアボックス２１０と、マニュアルステアリングギア２５０、タイロッド２６０と、車輪２７０と、ロッド２２０と、トルクセンサ２３０と、運転者が操作するステアリング２４０と、を有する。本実施例で用いられるシャント抵抗９０は、第１のインバータ２０の直流母線電流ＩｄｃＡ（以降、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと呼ぶ）を検出するために設けられる。増幅器１００は、シャント抵抗９０の両端電圧を増幅するために設けられる。角度検出器１９０は、モータ１１０の回転子の磁極位置を検出するために設けられる。

電動パワーステアリング装置は、ステアリング装置にモータ駆動装置を付加し、ステアリング２４０に対する運転者の操作量を軽減（アシスト）するように構成されている。運転者がステアリング２４０を回転操作すると、ロッド２２０とギアボックス２１０を介して、マニュアルステアリングギア２５０にトルクが伝達される。マニュアルステアリングギア２５０に伝達されたトルクは、モータ１１０で生成したトルクで補われ、左右のタイロッド２６０を介して左右の車輪２７０に伝達される。これにより、左右の車輪２７０が舵取される。

バッテリ１０は、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０の直流側に接続されており、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０に直流電圧を供給する。バッテリ１０の負極側と第１のインバータ２０の直流側の低電位側母線は、シャント抵抗９０を介して接続されている。ここでは、バッテリ１０の負極側と第１のインバータ２０の低電位側母線にシャント抵抗９０を接続した構成で説明するが、バッテリ１０の正極側と第１のインバータ２０の直流側の高電位側母線との間にシャント抵抗を接続した構成でも良い。もしくは、バッテリ１０の正極側（負極側）と第２のインバータ１２０の直流側の高電位側母線（低電位側母線）との間にシャント抵抗を接続した構成でも良い。もしくは、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０のどちらか一方の各相上アーム（各相下アーム）と高電位側母線（低電位側母線）との間にそれぞれシャント抵抗を接続した構成でも良い。もしくは、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０のどちらか一方の各相交流母線側にホール式電流センサを取り付けた構成でも良い。

第１のインバータ２０の３相交流母線側は、モータ１１０の固定子に巻かれた第１の３相巻線に接続されている。第２のインバータ１２０の３相交流母線側は、モータ１１０の固定子に巻かれた第２の３相巻線に接続されている。

第１のインバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子３０〜８０は、制御装置２８０で生成された第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡに基づいてオンもしくはオフし、バッテリ１０から供給された直流電圧を可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換する。同様に、第２のインバータ１２０の各相上下アームのスイッチング素子１３０〜１８０は、制御装置２８０で生成された第２のＰＷＭ信号ＳｕｐＢ、ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢに基づいてオンもしくはオフし、バッテリ１０から供給された直流電圧を可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換する。そして、第１および第２のインバータ２０、１２０は、変換した３相交流電圧をモータ１１０の固定子に巻かれた第１および第２の３相巻線に印加し、第１および第２の３相巻線にそれぞれ３相交流電流を発生させる。

モータ１１０は、固定子に巻かれた第１および第２の３相巻線に流れる３相交流電流に応じた回転磁界を生成し、生成した回転磁界により回転子（不図示）を加速もしくは減速させるためのトルクを生成する。そして、モータ１１０は生成したトルクを出力軸２００に出力し、ギアボックス２１０を介してマニュアルステアリングギア２５０に供給する。

本実施例にかかる第１のインバータ２０の主回路は、スイッチング素子３０〜８０を有する。スイッチング素子３０〜８０は、金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードを組み合わせて構成されている。本実施例にかかる第１のインバータ２０の回路構成は既知であるため、ここでは詳細な説明を省略する。

第１のインバータ２０のＵ相上アームのスイッチング素子３０は、ゲートドライブ回路３９０で電圧増幅された第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡに基づいてオンもしくはオフする。以降同様に、第１のインバータ２０のスイッチング素子４０、５０、６０、７０、８０は、それぞれゲートドライブ回路３９０で電圧増幅された第１のＰＷＭ信号ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡに基づいてオンもしくはオフする。

第２のインバータ１２０の主回路も第１のインバータ２０と同様に構成されている。第２のインバータ１２０のＵ相上アームのスイッチング素子１３０は、ゲートドライブ回路４００で電圧増幅された第２のＰＷＭ信号ＳｕｐＢに基づいてオンもしくはオフする。以降同様に、第２のインバータ１２０のスイッチング素子１４０、１５０、１６０、１７０、１８０は、それぞれゲートドライブ回路４００で電圧増幅された第２のＰＷＭ信号ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢに基づいてオンもしくはオフする。

（制御装置２８０の処理内容）
図１（ｂ）を用いて、制御装置２８０の構成および処理内容について説明する。制御装置２８０は、キャリア生成部２９０、３相交流電流算出部３００、３相／ｄｑ変換部３１０、電流制御部３２０、電流指令生成部３３０、電圧指令予測部３４０、ｄｑ／３相変換部３５０、３６０、ＰＷＭ変調部３７０、３８０を有する。図１（ａ）に示されるように、制御装置２８０には、シャント抵抗９０と増幅器１００で検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡと、角度センサ１９０で検出したモータ１１０の回転子の磁極位置θと、トルクセンサ２３０で検出したステアリング２４０からロッド２２０に伝達されたトルクＴｓと、が入力される。

３相交流電流算出部３００は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで、第１のインバータ２０に流れる第１の直流母線電流ＩｄｃＡを取得する。当該三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒはキャリア生成部２９０で生成され、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊は後述するｄｑ／３相変換部３５０で生成される。そして、３相交流電流算出部３００は、取得した第１の直流母線電流ＩｄｃＡに基づいて、モータ１１０の第１の３相巻線に流れる第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出する。

３相／ｄｑ変換部３１０は、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡとモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、モータ１１０のｄ軸に流れる第１のｄ軸電流ｉｄＡと、ｑ軸に流れる第１のｑ軸電流ｉｑＡと、を算出する。電流指令生成部３３０は、モータ１１０の回転子の磁極位置θとトルクＴｓに基づいて、モータ１１０の第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊と、ｑ軸電流指令ｉｑＡ＊と、を生成する。電流制御部３２０は、第１のｄ軸電流ｉｄＡとｑ軸電流ｉｑＡを第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊とｑ軸電流指令ｉｑＡ＊に一致させるように、比例積分制御などを用いて第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊を生成する。

ｄｑ／３相変換部３５０は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊とモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊を演算する。ＰＷＭ変調部３７０は、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊と三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒに基づいて、第１のインバータ２０の各相上下アームの第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成する。

また、電圧指令予測部３４０は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊に基づいて、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊を予測する。ｄｑ／３相変換部３６０は、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊に基づいて、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊を生成する。ＰＷＭ変調部３８０は、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊と三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒに基づいて、第２のインバータ１２０の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＢ、ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢを生成する。

本実施例の電圧指令予測部３４０は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊に基づいて、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊を予測する方法を採るが、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊に基づいて第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊を予測する方法としても良い。

このように第２の系統のインバータの電圧指令を生成することにより、全ての系統の直流母線電流を検出し、全ての系統のインバータの電圧指令を比例成分制御などの電流制御で生成する方法に比べ、電流検出処理と３相交流電流算出処理と３相／ｄｑ変換処理と電流制御処理の負荷を大幅に削除することができる。すなわち、第２のインバータ１２０とモータ１１０を制御するための演算量を低減することができる。

（３相交流電流算出部３００の処理内容）
図２は、３相交流電流算出部３００の処理手順を説明する図である。図１（ｂ）で前述の通り、３相交流電流算出部３００は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで、第１のインバータ２０に流れる第１の直流母線電流ＩｄｃＡを取得し、当該取得した第１の直流母線電流ＩｄｃＡに基づいて第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出する。

図２では、第１の最大相電圧指令を第１のＸ相交流電圧指令ｖｘＡ＊とし、第１の中間相電圧指令を第１のＹ相交流電圧指令ｖｙＡ＊とし、第１の最小相電圧指令を第１のＺ相交流電圧指令ｖｚＡ＊と定義している。すなわち、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊の最大相、中間相、最小相の関係に応じて、図２に示したｖｘＡ＊、ｖｙＡ＊、ｖｚＡ＊、ｉｘＡ、ｉｙＡ、ｉｚＡの添え字であるｘ、ｙ、ｚは、それぞれｕ、ｖ、ｗのいずれかに置き換えられる。

ステップａ−１において、第１のＸ相交流電圧指令ｖｘＡ＊（第１の最大相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも大きいか否かが判定される。ｖｘＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも大きい場合には、ステップａ−２において第１のＹ相交流電圧指令ｖｙＡ＊（第１の中間相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さいか否かが判定される。ｖｙＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも小さい場合には、ステップａ−３の処理に進み、ｖｙＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも小さくない場合には、ステップａ−８において第１のＺ相交流電圧指令ｖｚＡ＊（第１の最小相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さいか否かが判定される。

ステップａ−３においては、第１のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ１が所定の閾値Ｔｔｈ１よりも大きいか否かが判定される。Ｔｃｎｔ１がＴｔｈ１よりも大きくない場合には、ステップａ−７においてＴｃｎｔ１をカウントアップした後、ステップａ−３の処理を繰り返す。Ｔｃｎｔ１がＴｔｈ１よりも大きい場合には、ステップａ−４において第１の直流母線電流ＩｄｃＡを検出し、第１のＸ相交流電流ｉｘＡが（１）式に基づき算出される。

次に、ステップａ−５では、第１のＸ相交流電流ｉｘＡと、後述するステップａ−１０で算出する第１のＺ相交流電流ｉｚＡとを（２）式に代入し、第１のＹ相交流電流ｉｙＡが算出される。

そして、ステップａ−６において第１のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ１を零にリセットした後、ステップａ−１の処理に戻る。

ステップａ−８において第１のＺ相交流電圧指令ｖｚＡ＊（第１の最小相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さいと判定された場合には、ステップａ−９において第１のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ１が所定の閾値Ｔｔｈ１よりも大きいか否かが判定される。Ｔｃｎｔ１がＴｔｈ１よりも大きくない場合には、ステップａ−１１においてＴｃｎｔ１をカウントアップした後、ステップａ−９の処理を繰り返す。Ｔｃｎｔ１がＴｔｈ１よりも大きい場合には、ステップａ−１０において第１の直流母線電流ＩｄｃＡを検出し、第１のＺ相交流電流ｉｚＡが（３）式に基づき算出される。

また、ステップａ−８において第１のＺ相交流電圧指令ｖｚＡ＊（第１の最小相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さくないと判定された場合には、ステップａ−６の処理に移行し、第１のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ１を零にリセットした後、ステップａ−１の処理に戻る。ステップａ−１において第１のＸ相交流電圧指令ｖｘＡ＊（第１の最大相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも大きくないと判定された場合も同様である。

図３は、第１の各相上アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡ、ＳｗｐＡと、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡと、第１の直流母線電流ＩｄｃＡの関係を説明する図である。図３を用いて、３相交流電流算出部３００が第１の直流母線電流ＩｄｃＡから第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出する原理について説明する。

図３では、最大相、中間相、及び最小相をそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相に設定している。また、３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは、第１のインバータ２０からモータ１１０の３相巻線に流れ出す方向を正と定義している。また、第１の直流母線電流ＩｄｃＡは、第１のインバータ２０の低電位側母線からバッテリ１０の負極側に流れ込む方向を正と定義している。

第１の各相上アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡ、ＳｗｐＡは、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊とキャリアＣａｒｒｅｉｒとの比較により生成される。すなわち、ＰＷＭ信号ＳｕｐＡは、ｖｕＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも大きい時にはオンする信号となり、Ｃａｒｒｉｅｒよりも小さい時にはオフする信号となる。ＰＷＭ信号ＳｖｐＡ及びＳｗｐＡについても同様である。

このように生成された第１の各相上アームのＰＷＭ信号において、ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡ、ＳｗｐＡが全てオンする信号の時はスイッチモードを１に設定し、ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡがオンする信号でＳｗｐＡがオフする信号の時はスイッチモードを２に設定し、ＳｕｐＡがオンする信号でＳｖｐＡ、ＳｗｐＡがオフする信号の時はスイッチモードを３に設定し、ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡ、ＳｗｐＡが全てオフする信号の時はスイッチモードを４に設定する。

詳細は図４を用いて説明するが、スイッチモード１の時は、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは流れるが、第１の直流母線電流ＩｄｃＡは流れない。スイッチモード２の時は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡは−ｉｗＡとなる。スイッチモード３の時は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡはｉｕＡを示す。スイッチモード４の時は、スイッチモード１と同様に、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは流れるが、第１の直流母線電流ＩｄｃＡは流れない。

したがって、図２で示した処理手順に基づいてスイッチモード２と３の時に検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡを用いると、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡはそれぞれ（４）〜（６）式で算出される。

図４は、図３に示したスイッチモードに対応する第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡと第１の直流母線電流ＩｄｃＡの電流経路を説明する図である。図４（ａ）はスイッチモード１のときを、図４（ｂ）はスイッチモード２のときを、図４（ｃ）はスイッチモード３のときを、図４（ｄ）はスイッチモード４のときを、それぞれ示している。

スイッチモード１では、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは、各相上アームのスイッチング素子３０、５０、７０とモータ１１０の３相巻線（不図示）との間だけに流れる。したがって、シャント抵抗９０には電流は流れないため、第１の直流母線電流Ｉｄｃは零となる。

スイッチモード２では、第１のＷ相交流電流ｉｗＡがＷ相下アームのスイッチング素子８０とシャント抵抗９０を介してバッテリ１０の負極側に流れ込む。そして、バッテリ１０の正極側から流れ出した第１のＷ相交流電流ｉｗＡは、Ｖ相上アームのスイッチング素子５０からＵ相方向に流れ込んだ第１のＶ相交流電流ｉｖＡと合成されて第１のＵ相交流電流ｉｕＡとなり、Ｕ相上アームのスイッチング素子３０を介してモータ１１０のＵ相巻線（不図示）に流れ出す。したがって、スイッチモード２では、シャント抵抗９０に第１のＷ相交流電流ｉｗＡが流れるので、第１の直流母線電流Ｉｄｃは第１のＷ相交流電流ｉｗＡを示す。ただし、このときの第１の直流母線電流ＩｄｃＡは正方向であるのに対し、第１のＷ相交流電流ｉｗＡは負方向であるため、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１のＷ相交流電流ｉｗＡの関係は（７）式となる。（７）式は、上述した（４）式と同義である。

スイッチモード３では、第１のＵ相交流電流ｉｕＡは、バッテリ１０とＵ相上アームのスイッチング素子３０を介してモータ１１０のＵ相巻線（不図示）に流れ出す。Ｕ相巻線（不図示）に流れた第１のＵ相交流電流ｉｕＡは、モータ１１０のＶ相巻線（不図示）とＷ相巻線（不図示）にそれぞれ第１のＶ相交流電流ｉｖＡと第１のＷ相交流電流ｉｗＡとして分流される。そして、Ｖ相巻線（不図示）からＶ相下アームのスイッチング素子６０に流れ込んだ第１のＶ相交流電流ｉｖＡは、Ｗ相巻線（不図示）からＷ相下アームのスイッチング素子８０に流れ込んだ第１のＷ相交流電流ｉｗＡと合成されて第１のＵ相交流電流ｉｕＡとなり、シャント抵抗９０に流れ込む。したがって、スイッチモード３では、シャント抵抗９０に第１のＵ相交流電流ｉｕＡが流れるので、第１の直流母線電流Ｉｄｃは第１のＵ相交流電流ｉｕＡを示す。このときの第１の直流母線電流ＩｄｃＡは正方向であり、第１のＵ相交流電流ｉｕＡも正方向であるため、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１のＵ相交流電流ｉｕＡの関係は（８）式となる。（８）式は、上述した（５）式と同義である。

スイッチモード４では、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは、各相下アームのスイッチング素子４０、６０、８０とモータ１１０の３相巻線（不図示）との間だけに流れる。したがって、シャント抵抗９０には電流は流れないため、第１の直流母線電流Ｉｄｃは零となる。

本実施例では、このような関係に基づき、シャント抵抗９０に流れる第１の直流母線電流ＩｄｃＡを用いて第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出している。

（３相／ｄｑ変換部３１０の処理内容）
図５は、３相／ｄｑ変換部３１０が第１のｄ軸電流ｉｄＡとｑ軸電流ｉｑＡとを算出する処理手順を説明する図である。

ステップｂ−１において、３相交流電流算出部３００で演算した第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡが取得される。ステップｂ−２において、角度センサ１９０で検出したモータ１１０の回転子の磁極位置θが取得される。ステップｂ−３において、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡとモータ１１０の回転子の磁極位置θが（９）式に代入され、第１のｄ軸電流ｉｄＡと第１のｑ軸電流ｉｑＡが算出される。

（電流指令生成部３３０の処理内容）
図６は、電流指令生成部３３０が第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊とｑ軸電流指令ｉｑＡ＊とを生成する処理手順を説明する図である。

ステップｃ−１において、トルクセンサ２３０で検出したトルクＴｓが取得される。ステップｃ−２において、角度センサ１９０で検出したモータ１１０の回転子の磁極位置θが取得される。ステップｃ−３において、（１０）式に基づき、モータ１１０の回転子の電気角速度ωが算出される。

そしてステップｃ−４において、トルクＴｓと電気角速度ωに対応する第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊とｑ軸電流指令ｉｑＡ＊とが設定される。具体的な処理の一例は、図７を用いて説明する。

図７は、縦軸と横軸にそれぞれトルクＴｓと電気角速度ωを設定した第１のｄ軸電流指令マップとｑ軸電流指令マップとを示している。このようなマップを予め電流指令生成部３３０のメモリ内（不図示）に記憶させておき、ステップｃ−１で取得したトルクＴｓとステップｃ−３で算出した電気角速度ωに対応する配列（ｘ、ｙ）の第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊（ｘ、ｙ）とｑ軸電流指令ｉｑＡ＊（ｘ、ｙ）をメモリから呼び出す。

（電流制御部３２０の処理内容）
図８は、電流制御部３２０が第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊を生成する処理手順を説明する図である。

ステップｄ−１において、電流指令生成部３３０で設定した第１のｄ−ｑ軸電流指令ｉｄＡ＊、ｉｑＡ＊が取得される。ステップｄ−２において、３相／ｄｑ変換部３１０で算出した第１のｄ−ｑ軸電流ｉｄＡ、ｉｑＡが取得される。ステップｄ−３において、（１１）式に基づき、第１のｄ−ｑ軸電流偏差ΔｉｄＡ、ΔｉｑＡを算出する。

そしてステップｄ−４において、ステップｄ−３で算出した第１のｄ−ｑ軸電流偏差ΔｉｄＡ、ΔｉｑＡと（１２）式とに基づいて、第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊が算出される。ここで、ｄ−ｑ軸比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑとｄ−ｑ軸積分ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑの値は、予め電流制御部３２０のメモリ（不図示）に記憶させている。

（ｄｑ／３相変換部３５０の処理内容）
図９は、ｄｑ／３相変換部３５０が第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊を演算する処理手順を説明する図である。

ステップｅ−１において、電流制御部３２０で算出した第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊が取得される。ステップｅ−２において、角度センサ１９０で検出したモータ１１０の回転子の磁極位置θが取得される。ステップｅ−３において、ステップｅ−１で取得した第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊とステップｅ−２で取得したモータ１１０の回転子の磁極位置θを（１３）式に代入し、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊が算出される。

（ＰＷＭ変調部３７０の処理内容）
図１０は、ＰＷＭ変調部３７０が第１のインバータ２０の各相上下アームの第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成する処理手順を説明する図である。

ステップｆ−１において、ｄｑ／３相変換部３５０で算出した第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊が取得される。続いてステップｆ−２において、ステップｆ−１で取得した第１のＵ相交流電圧指令ｖｕＡ＊が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒ以上であるか否かを判定する。

ステップｆ−２において、ｖｕＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上である場合には、ステップｆ−３において、第１のＵ相下アームのＰＷＭ信号ＳｕｎＡがオフに設定された後、ステップｆ−４において、第１のＵ相上アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡがオンに設定される。一方、ステップｆ−２において、ｖｕＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上ではない場合には、ステップｆ−５において、第１のＵ相上アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡがオフに設定された後、ステップｆ−６において、第１のＵ相下アームのＰＷＭ信号ＳｕｎＡがオンに設定される。

ステップｆ−７において、ステップｆ−１で取得した第１のＶ相交流電圧指令ｖｖＡ＊が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒ以上であるか否かを判定する。ｖｖＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上である場合には、ステップｆ−８において、第１のＶ相下アームのＰＷＭ信号ＳｖｎＡがオフに設定された後、ステップｆ−９において、第１のＶ相上アームのＰＷＭ信号ＳｖｐＡがオンに設定される。一方、ｖｖＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上ではない場合には、ステップｆ−１０において、第１のＶ相上アームのＰＷＭ信号ＳｖｐＡがオフに設定された後、ステップｆ−１１において、第１のＶ相下アームのＰＷＭ信号ＳｖｎＡがオンに設定される。

ステップｆ−１２において、ステップｆ−１で取得した第１のＷ相交流電圧指令ｖｗＡ＊が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒ以上であるか否かを判定する。ｖｗＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上である場合には、ステップｆ−１３において、第１のＷ相下アームのＰＷＭ信号ＳｗｎＡがオフに設定された後、ステップｆ−１４において、第１のＷ相上アームのＰＷＭ信号ＳｗｐＡがオンに設定される。一方、ｖｗＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上ではない場合には、ステップｆ−１５において、第１のＷ相上アームのＰＷＭ信号ＳｗｐＡがオフに設定された後、ステップｆ−１６において、第１のＷ相下アームのＰＷＭ信号ＳｗｎＡがオンに設定される。

このように第１の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成することにより、第１のインバータ２０が出力するＵＶＷ相のＰＷＭ電圧の平均値を、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊と一致させることができる。このようなＰＷＭ信号の生成方法は、三角波比較方式として一般的に知られている。また、ＰＷＭ信号の生成方法は、三角波比較方式に限ることなく、空間ベクトル変調方式などを用いても良い。

（ゲートドライブ回路３９０の動作内容）
ゲートドライブ回路３９０は、ＰＷＭ変調部３７０で生成した第１の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ〜ＳｗｎＡの電圧を増幅し、第１のインバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子３０〜８０のゲートに入力する。

これにより、第１のインバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子３０〜８０は、第１の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ〜ＳｗｎＡに従ってオン／オフする。

（電圧指令予測部３４０の処理内容）
図１１は、実施例１にかかる電圧指令予測部３４０が第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊に基づいて、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊を予測する処理手順を説明する図である。

ステップｇ−１において、電流制御部３２０で算出した第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊が取得される。ステップｇ−２において、ステップｇ−１で取得した第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と後述するステップｇ−４で設定した第１のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊が（１４）式に代入され、第１のｄ−ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊が算出される。

ステップｇ−３において、ステップｇ−２で算出した第１のｄ−ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊と後述するステップｇ−４で設定した第２のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊が（１５）式に代入され、第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊が生成される。

そしてステップｇ−４において、ステップｇ−１で取得した第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊とステップｇ−３で生成した第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊が（１６）式に代入され、第１のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊と第２のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊が設定される。

このように第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を生成することにより、全ての系統の直流母線電流を検出し、全ての系統のインバータの電圧指令を比例成分制御などの電流制御で生成する方法に比べ、電流検出処理と３相交流電流算出処理と３相／ｄｑ変換処理と電流制御処理の負荷を大幅に削除することができる。すなわち、第２のインバータ１２０とモータ１１０を制御するための演算量を低減することができる。

本実施例では、電圧指令予測部３４０の構成として、（１５）式で表されるように、第１のｄ−ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊をそのまま第２のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊に加算する方法について説明している。しかしながら、例えば所定の係数をΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊に乗算した上でｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊に加算するなどの手段により、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０との間の回路パラメータ等の違いを補うように構成してもよい。

また例えば、第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と第１のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊との比を求め、この比を第２のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊に乗算することで第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を算出する方法によって電圧指令予測部３４０を構成してもよい。このような手法もまた、第１のインバータの電圧指令値の変化分に基づいて第２のインバータの電圧指令値を生成するという趣旨を逸脱するものではない。

（ｄｑ／３相変換部３６０の処理内容）
図１２は、ｄｑ／３相変換部３６０が第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊に基づいて、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊を生成する処理手順を説明する図である。基本的な動作は、図９で説明したｄｑ／３相変換部３５０の動作と同様で、ステップｈ−１で取得した第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊とステップｈ−２で取得したモータ１１０の回転子の磁極位置θを（１７）式に代入し、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊が算出される。

（ＰＷＭ変調部３８０の処理内容）
図１３は、ＰＷＭ変調部３８０が第２のインバータ２０の各相上下アームの第２のＰＷＭ信号ＳｕｐＢ、ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢを生成する処理手順を説明する図である。基本的な考え方は図１０において説明した手順と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

（ゲートドライブ回路４００の動作内容）
ゲートドライブ回路４００は、ＰＷＭ変調部３８０で生成した第２の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＢ〜ＳｗｎＢの電圧を増幅し、第２のインバータ１２０の各相上下アームのスイッチング素子１３０〜１８０のゲートに入力する。

これにより、第２のインバータ１２０の各相上下アームのスイッチング素子１３０〜１８０は、第２の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＢ〜ＳｗｎＢに従ってオン／オフする。

（電動パワーステアリング装置の概要）
図１４（ａ）は、実施例２にかかる電動パワーステアリング装置を説明する図である。

本実施例にかかる電動パワーステアリング装置は、実施例１の電動パワーステアリング装置の構成と比較し、以下の相違点を有する。本実施例にかかる電動パワーステアリング装置は、第２のインバータ１２０の直流母線電流ＩｄｃＢ（以降、第２の直流母線電流ＩｄｃＢと呼ぶ）を検出するためのシャント抵抗９５と、シャント抵抗９５の両端電圧を増幅する増幅器１０５と、を有する。制御装置２８０には、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢとが入力される。また、図１４（ｂ）で後述するように、本実施例にかかる制御装置２８０は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢのどちらか一方を検出電流として選択する検出電流選択部２８５と、異常検出部２９５を有する。これらの追加の構成により、各系統の地絡や過電流などの異常を高精度に検出するとともにフェールセーフの機能を充実させている。

また、本実施例にかかる電動パワーステアリング装置は、各系統の直流母線電流を順次入れ替えて検出する。直流母線電流が検出された系統のインバータの電圧指令は、比例積分制御などの電流制御によって生成される。直流母線電流が検出されなかった系統のインバータの電圧指令は、直流母線電流が検出されなかった系統のインバータの１演算周期前の電圧指令に直流母線電流が検出されたインバータの電圧指令の前回値と最新値の差分を加算して生成している。

このように各系統のインバータの電圧指令を生成することにより、全ての系統の直流母線電流を検出し、全ての系統のインバータの電圧指令を比例積分制御などの一般的な電流制御を用いて生成する方法に比べ、電流検出処理と３相交流電流算出処理と３相／ｄｑ変換処理と電流制御処理の負荷を大幅に削除することができる。

（制御装置２８０の処理内容）
図１４（ｂ）を用いて、実施例２にかかる制御装置２８０の構成および処理内容について説明する。制御装置２８０は、検出電流選択部２８５、キャリア生成部２９０、異常検出部２９５、３相交流電流算出部３００、３相／ｄｑ変換部３１０、電流制御部３２０、電流指令生成部３３０、電圧指令予測部３４０、ｄｑ／３相変換部３５０、３６０、ＰＷＭ変調部３７０、３８０を有する。

検出電流選択部２８５は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢのどちらか一方を検出電流として選択する。ここでは、検出電流選択部２８５が、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢを所定のタイミングごとに順次入れ替えて選択した場合について説明する。

検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択した場合には、３相交流電流算出部３００は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで第１の直流母線電流ＩｄｃＡを取得する。３相交流電流算出部３００は、取得した第１の直流母線電流ＩｄｃＡに基づいて、モータ１１０の第１の３相巻線に流れる第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出する。そして、３相交流電流算出部３００は、算出した第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして設定する。

このとき異常検出部２９５は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで第１の直流母線電流ＩｄｃＡと３相交流電流算出部３００で算出した１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（すなわち、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡ）を取得する。異常検出部２９５は、取得した第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡに基づき、第１のインバータ２０とモータ１１０から構成されている系統の異常（地絡や過電流）の有無を判定する。

一方、検出電流選択部２８５が第２の直流母線電流ＩｄｃＢを選択した場合には、３相交流電流算出部３００は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで第２の直流母線電流ＩｄｃＢを取得する。３相交流電流算出部３００は、取得した第２の直流母線電流ＩｄｃＢに基づいて、モータ１１０の第２の３相巻線に流れる第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢを算出する。そして、３相交流電流算出部３００は、算出した第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢを１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして設定する。

このとき異常検出部２９５は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで第２の直流母線電流ＩｄｃＢと３相交流電流算出部３００で算出した１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（すなわち、第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢ）を取得する。異常検出部２９５は、取得した第２の直流母線電流ＩｄｃＢと第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢに基づき、第２のインバータ１２０とモータ１１０から構成されている系統の異常（地絡や過電流）の有無を判定する。

３相／ｄｑ変換部３１０は、１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、モータ１１０の１系統分のｄ軸に流れるｄ軸電流ｉｄとｑ軸に流れるｑ軸電流ｉｑと、を算出する。

電流指令生成部３３０は、モータ１１０の回転子の磁極位置θとトルクＴｓに基づいて、モータ１１０の１系統分のｄ軸電流指令ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令ｉｑ＊と、を生成する。

電流制御部３２０は、１系統分のｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを１系統分のｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊に一致するように、１系統分のｄ軸電圧指令ｖｄ＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊を生成する。

検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択した場合には、電圧指令予測部３４０は、１系統分のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊として設定するとともに、最新の第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と１演算周期前の第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊との差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊を１演算周期前の第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊に加算して第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を算出する。

一方、検出電流選択部２８５が第２の直流母線電流ＩｄｃＢを選択した場合には、電圧指令予測部３４０は、１系統分のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊として設定するとともに、最新の第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊と１演算周期前の第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊との差分ΔｖｄＢ＊、ΔｖｑＢ＊を１演算周期前の第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊に加算して第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊を算出する。

ｄｑ／３相変換部３５０は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊とモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊を演算する。ＰＷＭ変調部３７０は、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊と、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと、異常検出部２９５で生成した第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１と第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２と、に基づいて第１のインバータ２０の各相上下アームの第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成する。

ｄｑ／３相変換部３６０は、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊とモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊を演算する。ＰＷＭ変調部３８０は、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊と、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと、異常検出部２９５で生成した第２の地絡判定フラグＦａｕｌｔＢ１と第２の過電流判定フラグＦａｕｌｔＢ２と、に基づいて第２のインバータ１２０の各相上下アームの第２のＰＷＭ信号ＳｕｐＢ、ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢを生成する。

キャリア生成部２９０と、３相／ｄｑ変換部３１０と、電流指令生成部３３０と、電流制御部３２０と、ｄｑ／３相変換部３５０、３６０と、は実施例１と同様の処理内容であるため詳細な説明は省略する。

（検出電流選択部２８５の処理内容）
検出電流選択部２８５は、前述したように、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢのどちらか一方を所定のタイミングで順次入れ替えて選択する。そして、検出電流選択部２８５は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡもしくは第２の直流母線電流ＩｄｃＢのどちらか一方を１系統分の直流母線電流Ｉｄｃとして設定する。

ここで、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢの選択を切り替えるタイミングは、予め定められた時間間隔ごとに設定しても良い。望ましくは、インバータの各相上アームが全てオンで各相下アームが全てオフしている期間、もしくは、各相下アームが全てオンで各相上アームが全てオフしている期間に設定する。

（３相交流電流算出部３００の処理内容）
図１５は、実施例２にかかる３相交流電流算出部３００の処理手順を説明する図である。前述の通り、３相交流電流算出部３００は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡまたは第２の直流母線電流ＩｄｃＢのいずれかに基づいて１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを算出する。

図１５では、図２と同様、最大相、中間相、最小相に対応する添え字をｘ、ｙ、ｚとして表している。

３相交流電流算出部３００は、ステップｊ−１において、検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択しているか否かを判定する。

検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、ステップｊ−２からｊ−１２の処理により、１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを設定する。この場合の処理は実施例１において図２を用いて説明した処理手順と概ね同様であるため詳細な説明は省略する。ただし、（１）式、（２）式、（３）式はそれぞれ以下の（１８）式、（１９）式、（２０）式のように置き換えられる。

一方、ステップｊ−１において、検出電流選択部２８５が第２の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、ステップｊ−１３からｊ−２２の処理により、１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢを設定する。この場合の処理も実施例１において図２を用いて説明した処理手順と概ね同様であるため詳細な説明は省略する。ただし、（１）式、（２）式、（３）式はそれぞれ（２１）式、（１９）式、（２２）式のように置き換えられる。

このように３相交流電流を算出することにより、検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、第１の３相巻線に流れる３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出することができ、検出電流選択部２８５が第２の直流母線電流ＩｄｃＢを選択している場合には、第２の３相巻線に流れる３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢを算出することができる。

また、３相交流電圧指令とキャリアとの比較で生成される各相上アームのＰＷＭ信号と、３相交流電流と、直流母線電流との関係は、図３と同様であるため説明を省略する。また、インバータのスイッチモードに対応する３相交流電流と直流母線電流の電流経路は、図４と同様であるため説明を省略する。

（異常検出部２９５の処理内容）
図１６は、異常検出部２９５が直流母線電流と３相交流電流に基づき、系統の異常（地絡や過電流）の有無を判定する処理手順を説明する図である。

異常検出部２９５は、ステップｋ−１おいて検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択しているか否かを判定する。

ステップｋ−１において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、ステップｋ−２において、第１のＸ相交流電圧指令ｖｘＡ＊（第１の最大相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さいか否かが判定される。ｖｘＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも小さい場合には、ステップｋ−３の処理に進み、ｖｘＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも小さくない場合にはステップｋ−７の処理に進む。

ステップｋ−３においては、第２のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ２が所定の閾値Ｔｔｈ２よりも大きいか否かが判定される。Ｔｃｎｔ２がＴｔｈ２よりも大きくない場合には、ステップｋ−１４においてＴｃｎｔ２をカウントアップした後、ステップｋ−３の処理を繰り返す。Ｔｃｎｔ２がＴｔｈ２よりも大きい場合には、ステップｋ−４において、検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡを（２３）式に代入し、第１の地絡電流ｉｇＡが算出される。第１の地絡電流ｉｇＡが（２３）式で表されることは、図１７を用いて後述する。

次に、ステップｋ−５では、第１の地絡電流ｉｇＡが所定の閾値Ｉｇｔｈよりも大きいか否かが判定される。第１の地絡電流ｉｇＡがＩｇｔｈよりも大きい場合には、ステップｋ−６において第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１をオン（地絡発生）に設定し、ステップｋ−７の処理に移行する。ｉｇＡがＩｇｔｈよりも大きくない場合には、ステップｋ−６の処理を実行することなくステップｋ−７の処理に移行する。

一方、ステップｋ−１の処理において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択していない場合には、ステップｋ−２からステップｋ−６の処理に代わって、ステップｋ−１５からステップｋ−１９の処理が実行され、第２の系統のインバータにおける地絡発生の有無が判定される。ここで、第２の地絡電流ｉｇＢは、（２４）式により算出される。

そして、ステップｋ−７では、第２のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ２が零にリセットされる。

続いて、異常検出部２９５は、ステップｋ−８からステップｋ−１３の処理により、過電流発生の有無を判定する。

ステップｋ−８において、３相交流電流算出部３００で算出したＵ相交流電流ｉｕの絶対値｜ｉｕ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きいか否かが判定される。｜ｉｕ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きくない場合には、ステップｋ−１２において、Ｖ相交流電流ｉｖの絶対値｜ｉｖ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きいか否かが判定される。｜ｉｖ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きくない場合には、ステップｋ−１３において、Ｗ相交流電流ｉｗの絶対値｜ｉｗ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きいか否かが判定される。

ステップｋ−８、ステップｋ−１２、ステップｋ−１３において｜ｉｕ｜、｜ｉｖ｜、｜ｉｗ｜のいずれかが所定の閾値Ｉｔｈよりも大きいと判定された場合には、ステップｋ−９において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択しているか否かが判定される。そして、検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、ステップｋ−１０において第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２をオン（過電流発生）に設定する。検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択していない場合には、ステップｋ−１１において第２の過電流判定フラグＦａｕｌｔＢ２をオン（過電流発生）に設定する。

このように異常（地絡や過電流）を判定することにより、第１のインバータ２０と第１の３相巻線で構成されている系統において異常が発生したのか、もしくは、第２のインバータ１２０と第２の３相巻線で構成されている系統において異常が発生したのかを特定することができる。

なお、本実施例における異常検出部２９５は、地絡発生及び過電流発生を判定するように構成されているが、例えば何れか一方だけ適用するように構成しても構わない。

図１７は、第１のインバータ２０と第１の３相巻線で構成されている系統において、Ｗ相とアース間で地絡が発生し、各相上アームが全てオフで各相下アームが全てオンの時に検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１の地絡電流ｉｇＡの関係を説明する図である。

図１７（ａ）は、Ｗ相からアース側に第１の地絡電流ｉｇＡが流れ出すモードを示している。図１７（ｂ）は、アースからＷ相側に第１の地絡電流ｉｇＡが流れ込むモードを示している。地絡が発生していない場合には、図４（ｄ）で説明したようにシャント抵抗９０には電流が流れないが、地絡が発生すると図１７に示すようにシャント抵抗９０と地絡抵抗９８に地絡電流ｉｇＡが流れる。したがって、各相上アームが全てオフで各相下アームが全てオンの時に検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡは、第１の地絡電流ｉｇＡであり、前述した（２３）式の関係が成り立つ。

第２のインバータ１２０と第２の３相巻線で構成されている系統で発生する地絡は、前述した第１のインバータ２０と第１の３相巻線で構成されている系統と同様の現象であるため説明は省略する。

（電圧指令予測部３４０の処理内容）
図１８は、実施例２にかかる電圧指令予測部３４０が第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊および第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を算出する処理手順を説明する図である。

電圧指令予測部３４０は、ステップｌ−１において、電流制御部３２０で算出した１系統分のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を取得する。そして、ステップｌ−２において、検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択しているか否かが判定される。

ステップｌ−２において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択していると判定された場合には、ステップｌ−３で（２５）式に基づいて、ステップｌ−１で取得した１系統分のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊が第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊として設定される。

次にステップｌ−４において、第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と、後述するステップｌ−６で設定した第１のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊とを（１４）式に代入し、第１のｄ−ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊が算出される。そして、ステップｌ−５において、第１のｄ−ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊と後述するステップｌ−６で設定した第２のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊を（１５）式に代入し、第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊が生成される。

電圧指令予測部３４０は、ステップｌ−６において、ステップｌ−３で算出した第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊とステップｌ−５で生成した第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を（１６）式に代入し、第１のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊と第２のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊を設定する。

一方、ステップｌ−２において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択していないと判定された場合には、ステップｌ−７で（２６）式に基づいて、ステップｌ−１で取得した１系統分のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊が第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊として設定される。

次にステップｌ−８において、第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊と、ステップｌ−６で設定した第２のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊とを（２７）式に代入し、第２のｄ−ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＢ＊、ΔｖｑＢ＊が算出される。

そして、ステップｌ−９において、第２のｄ−ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＢ＊、ΔｖｑＢ＊とステップｌ−６で設定した第１のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊を（２８）式に代入し、第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊が生成される。

電圧指令予測部３４０は、ステップｌ−６において、ステップｌ−７で算出した第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊とステップｌ−９で生成した第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊を（１６）式に代入し、第１のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊と第２のｄ−ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊を設定する。

このように第１のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と第２のｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を生成することにより、全ての系統の直流母線電流を同時に検出し、全ての系統のインバータの電圧指令を比例成分制御などの電流制御で生成する方法に比べ、電流検出処理と３相交流電流算出処理と３相／ｄｑ変換処理と電流制御処理の負荷を大幅に削除することができる。すなわち、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０とモータ１１０を制御するための演算量を低減することができる。

（ＰＷＭ変調部３７０の処理内容）
図１９は、実施例２にかかるＰＷＭ変調部３７０の処理手順を説明する図である。

ＰＷＭ変調部３７０は、ステップｍ−１において異常検出部２９５で生成した第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１がオン（地絡発生）であるか否かを判定する。第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１がオン（地絡発生）ではない場合には、ステップｍ−３において異常検出部２９５で生成した第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がオン（過電流発生）であるか否かを判定する。

ステップｍ−１において第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１がオン（地絡発生）である場合、もしくはステップｍ−３において第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がオン（過電流発生）である場合には、ＰＷＭ変調部３７０は、ステップｍ−２において第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを全てオフに設定する。

一方、ステップｍ−３において、第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がオン（過電流発生）ではない場合には、ＰＷＭ変調部３７０は、ステップｍ−４において図１０で示したステップｆ−１〜ｆ−１６の処理を実施する。

このように第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成することにより、第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１がオン、もしくは、第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がオンの場合には、第１のインバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子のスイッチングを停止（オフに維持）させることができる。一方、第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１と第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がともにオフの場合には、第１のインバータ２０が出力するＵＶＷ相のＰＷＭ電圧の平均値を、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊と一致させることができる。

（実施例２にかかるＰＷＭ変調部３８０の処理内容）
図２０は、実施例２にかかるＰＷＭ変調部３８０の処理手順を説明する図である。図２０における処理手順は、図１９の処理手順とほぼ同様であるので、ここでは詳細な説明は省略する。

実施例２にかかるＰＷＭ変調部３８０もＰＷＭ変調部３７０と同様、第２の地絡判定フラグＦａｕｌｔＢ１がオン、もしくは、第２の過電流判定フラグＦａｕｌｔＢ２がオンの場合には、第２のインバータ１２０の各相上下アームのスイッチング素子のスイッチングを停止（オフに維持）させることができる。一方、第２の地絡判定フラグＦａｕｌｔＢ１と第２の過電流判定フラグＦａｕｌｔＢ２がともにオフの場合には、第２のインバータ１２０が出力するＵＶＷ相のＰＷＭ電圧の平均値を、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊と一致させることができる。

１０：バッテリ、 ２０：第１のインバータ、 ３０〜８０：第１のインバータのスイッチング素子、 ９０、９５：シャント抵抗、 ９８：地絡抵抗、 １００、１０５：増幅器、 １１０：モータ、 １２０：第２のインバータ、 １３０〜１８０：第２のインバータのスイッチング素子、 １９０：モータの回転子の磁極位置を検出する角度検出器、 ２００：モータの出力軸、 ２１０：ギアボックス、 ２２０：ロッド、 ２３０：トルクセンサ、 ２４０：ステアリング、 ２５０：マニュアルステアリングギア、 ２６０：タイロッド、 ２７０：車輪、 ２８０：制御装置、 ２８５：検出電流選択部、 ２９０：キャリア生成部、 ２９５：異常検出部、 ３００：３相交流電流算出部、 ３１０：３相／ｄｑ変換部、 ３２０：電流制御部、 ３３０：電流指令生成部、 ３４０：電圧指令予測部、 ３５０、３６０：ｄｑ／３相変換部、 ３７０、３８０：ＰＷＭ変調部、 ３９０：第１のインバータのゲートドライブ回路、 ４００：第２のインバータのゲートドライブ回路、

Claims (11)

1. 少なくとも第１のインバータと第２のインバータとを有するインバータ制御装置であって、
   前記第１のインバータの主回路を流れる電流を検出する電流検出部と、
   検出した電流と電流指令に基づいて前記第１のインバータの電圧指令値を生成する電流制御部と、
   前記第１のインバータの電圧指令値の変化分に基づいて前記第２のインバータの電圧指令値を生成する電圧指令予測部と、を備えるインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
   前記電流検出部は、前記第１のインバータの主回路を流れる電流と、前記第２のインバータの主回路を流れる電流と、を順次切り替えて検出し、
   前記電流制御部は、前記第１のインバータの電流検出期間において、当該検出した電流と所定の電流指令に基づいて前記第１のインバータの電圧指令値を生成し、
   前記電圧指令予測部は、前記第１のインバータの電流検出期間における前記第２のインバータの電圧指令値を、前記第２のインバータの過去の電圧指令値に前記第１のインバータの電圧指令値の変化分を加算することにより、生成することを特徴とするインバータ制御装置。
3. 請求項２に記載のインバータ制御装置であって、
   前記電流制御部は、前記第２のインバータの電流検出期間においては、当該検出した電流と所定の電流指令に基づいて前記第２のインバータの電圧指令値を生成し、
   前記電圧指令予測部は、前記第２のインバータの電流検出期間における前記第１のインバータの電圧指令値を、前記第１のインバータの過去の電圧指令値に前記第２のインバータの電圧指令値の変化分を加算することにより、生成することを特徴とするインバータ制御装置。
4. 請求項１から３の何れかに記載のインバータ制御装置であって、
   前記電流検出部は、前記第１のインバータの直流母線に流れる直流母線電流を検出することを特徴とするインバータ制御装置。
5. 請求項１から３の何れかに記載のインバータ制御装置であって、
   前記電流検出部は、前記第１のインバータの各相下アーム又は上アームと直流母線との間に流れる電流を検出することを特徴とするインバータ制御装置。
6. 請求項１から３の何れかに記載のインバータ制御装置であって、
   前記電流検出部は、前記第１のインバータの３相交流出力線に流れる電流を検出することを特徴とするインバータ制御装置。
7. 請求項１から６のいずれかに記載のインバータ制御装置であって、
   前記電流検出部によって検出された電流に基づいて前記第１のインバータの異常を検出する異常検出部を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
8. 請求項７に記載のインバータ制御装置であって、
   前記異常検出部は、前記第１のインバータの各相下アームが全てオンの時に検出した前記第１のインバータの直流母線電流が所定の閾値よりも大きい場合には、前記第１のインバータの各相上下アームのスイッチングを全て停止（オフ）させることを特徴とするインバータ制御装置。
9. 請求項７または８に記載のインバータ制御装置であって、
   前記異常検出部は、前記第１のインバータの３相交流電流が所定の閾値よりも大きい場合には、前記第１のインバータの各相上下アームのスイッチングを全て停止（オフ）させることを特徴とするインバータ制御装置。
10. 請求項１から９の何れかに記載のインバータ制御装置と、
    前記第１のインバータに接続される第１の巻線と、前記第２のインバータに接続される第２の巻線と、前記第１の巻線及び前記第２の巻線が巻回される固定子と、を有するモータと、を備えたモータ駆動装置。
11. 請求項１０に記載のモータ駆動装置を搭載した電動パワーステアリング装置。

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