CN108476010B - 逆变器控制装置、马达驱动装置以及电动动力转向装置 - Google Patents

逆变器控制装置、马达驱动装置以及电动动力转向装置 Download PDF

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Abstract

一种逆变器控制装置，至少具有第1逆变器和第2逆变器，该逆变器控制装置具备：电流检测部，其检测流过第1逆变器的主电路的电流；电流控制部，其基于所检测出的电流和电流指令，生成第1逆变器的电压指令值；以及电压指令预测部，其基于第1逆变器的电压指令值的变化量，生成第2逆变器的电压指令值。

Description

逆变器控制装置、马达驱动装置以及电动动力转向装置
技术领域
本发明涉及一种车载用逆变器的控制装置，特别涉及一种降低用于控制多个系统的逆变器和马达的控制装置的运算负荷的方法。
背景技术
近年来，自动驾驶车的开发迅速推进，电动部件所要求的功能安全基准升高。例如，关于在用于自动驾驶车的电动动力转向装置中使用的逆变器控制装置，已知一种通过使体系双重化来确保安全性的技术。
在日本特开2012－76644号公报(专利文献1)中，公开了如下技术：将第1逆变器的电流检测值与第2逆变器的电流检测值相加，基于相加而得到的电流检测值和电流指令值，生成电压指令。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012－076644号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
专利文献1所记载的方法需要按构成体系的系统的数量而检测电流值。在检测逆变器的直流母线电流或者流过逆变器的各相下支路或上支路与直流母线之间的电流(下面称为三分流电流)的体系的情况下，需要按构成体系的系统的数量而追加如下的处理：即基于所检测出的直流母线电流或者三分流电流来计算流过马达绕组的三相交流电流的处理；以及将所计算出的三相交流电流变换成d－q轴电流的处理。另外，在检测流过马达绕组的三相交流电流的体系的情况下，需要按构成体系的系统的数量而追加将所检测出的三相交流电流变换成d－q轴电流的处理。
这样，在专利文献1所记载的方法中，难以降低由多个系统的逆变器和马达构成的体系的控制装置的运算负荷。因此，本发明的目的在于，不使电流控制(转矩控制)的响应性下降而降低控制装置的运算负荷。
解决技术问题的技术手段
根据本发明的方式，一种逆变器控制装置，其至少具有第1逆变器和第2逆变器，其中，该逆变器控制装置具备：电流检测部，其检测流过第1逆变器的主电路的电流；电流控制部，其基于所检测出的电流和电流指令，生成第1逆变器的电压指令值；以及电压指令预测部，其基于第1逆变器的电压指令值的变化量，生成第2逆变器的电压指令值。
发明效果
本发明由于具备以上结构，所以，能够不使电流控制(转矩控制)的响应性下降而降低控制装置的运算负荷。
附图说明
图1(a)是说明实施例1的电动动力转向装置的图。
图1(b)是说明实施例1的控制装置280的结构的图。
图2是说明实施例1的三相交流电流计算部300的处理次序的图。
图3是说明PWM信号、三相交流电流与直流母线电流的关系的图。
图4(a)是说明图3的开关模式1时的电流路径的图。
图4(b)是说明图3的开关模式2时的电流路径的图。
图4(c)是说明图3的开关模式3时的电流路径的图。
图4(d)是说明图3的开关模式4时的电流路径的图。
图5是说明三相/dq变换部310的处理次序的图。
图6是说明电流指令生成部330的处理次序的图。
图7是说明第1d轴电流指令图表和第1q轴电流指令图表的图。
图8是说明电流控制部320的处理次序的图。
图9是说明dq/三相变换部350的处理次序的图。
图10是说明实施例1的PWM调制部370的处理次序的图。
图11是说明实施例1的电压指令预测部340的处理次序的图。
图12是说明dq/三相变换部360的处理次序的图。
图13是说明实施例1的PWM调制部380的处理次序的图。
图14(a)是说明实施例2的电动动力转向装置的图。
图14(b)是说明实施例2的控制装置280的结构的图。
图15是说明实施例2的三相交流电流计算部300的处理次序的图。
图16是说明实施例2的异常检测部295的处理次序的图。
图17是说明第1直流母线电流IdcA与第1接地电流igA的关系的图。
图18是说明实施例2的电压指令预测部340的处理次序的图。
图19是说明实施例2的PWM调制部370的处理次序的图。
图20是说明实施例2的PWM调制部380的处理次序的图。
具体实施方式
下面，说明将本发明的逆变器控制装置应用于电动动力转向装置的情况。此外，在各图中，针对相同要素，标记相同符号，省略重复的说明。
实施例1
(电动动力转向装置的概要)
图1(a)是说明实施例1的电动动力转向装置的图。
本实施例的电动动力转向装置具有电池10、第1逆变器20、分流电阻90、放大器100、第1逆变器20的栅极驱动电路390、第2逆变器120、第2逆变器120的栅极驱动电路400、控制装置280、马达110、角度检测器190、马达110的输出轴200、齿轮箱210、手动转向齿轮250、转向横拉杆260、车轮270、杆220、转矩传感器230以及司机操作的转向机构240。在本实施例中使用的分流电阻90是为了检测第1逆变器20的直流母线电流IdcA(以后称为第1直流母线电流IdcA)而设置的。放大器100是为了放大分流电阻90的两端电压而设置的。角度检测器190是为了检测马达110的转子的磁极位置而设置的。
电动动力转向装置构成为对转向装置附加马达驱动装置，减轻(辅助)司机对转向机构240的操作量。当司机对转向机构240进行旋转操作时，经由杆220和齿轮箱210将转矩传递到手动转向齿轮250。传递到手动转向齿轮250的转矩通过由马达110生成的转矩来补偿，经由左右的转向横拉杆260传递到左右的车轮270。由此，对左右的车轮270进行掌舵。
电池10连接于第1逆变器20和第2逆变器120的直流侧，将直流电压供给到第1逆变器20和第2逆变器120。电池10的负极侧与第1逆变器20的直流侧的低电位侧母线经由分流电阻90连接。在这里，以将分流电阻90连接于电池10的负极侧和第1逆变器20的低电位侧母线的结构来进行说明，但也可以是将分流电阻连接于电池10的正极侧与第1逆变器20的直流侧的高电位侧母线之间的结构。或者，也可以是将分流电阻连接于电池10的正极侧(负极侧)与第2逆变器120的直流侧的高电位侧母线(低电位侧母线)之间的结构。或者，也可以是分别将分流电阻连接于第1逆变器20和第2逆变器120中的某一方的各相上支路(各相下支路)与高电位侧母线(低电位侧母线)之间的结构。也可以是将霍尔式电流传感器安装于第1逆变器20和第2逆变器120中的某一方的各相交流母线侧的结构。
第1逆变器20的三相交流母线侧连接于卷绕于马达110的定子的第1三相绕组。第2逆变器120的三相交流母线侧连接于卷绕于马达110的定子的第2三相绕组。
第1逆变器20的各相上下支路的开关元件30～80基于由控制装置280生成的第1PWM信号SupA、SunA、SvpA、SvnA、SwpA、SwnA而接通或者断开，将从电池10供给的直流电压变换成可变电压、可变频率的三相交流电压。同样地，第2逆变器120的各相上下支路的开关元件130～180基于由控制装置280生成的第2PWM信号SupB、SunB、SvpB、SvnB、SwpB、SwnB而接通或者断开，将从电池10供给的直流电压变换成可变电压、可变频率的三相交流电压。然后，第1以及第2逆变器20、120将变换而得到的三相交流电压施加到卷绕于马达110的定子的第1以及第2三相绕组，使第1以及第2三相绕组分别产生三相交流电流。
马达110生成与流过卷绕于定子的第1以及第2三相绕组的三相交流电流相应的旋转磁场，利用所生成的旋转磁场，生成用于使转子(未图示)加速或者减速的转矩。然后，马达110将所生成的转矩输出到输出轴200，经由齿轮箱210供给到手动转向齿轮250。
本实施例的第1逆变器20的主电路具有开关元件30～80。开关元件30～80是将金属氧化膜型场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)与二极管组合而构成的。本实施例的第1逆变器20的电路结构是已知的，所以，在这里省略详细说明。
第1逆变器20的U相上支路的开关元件30基于由栅极驱动电路390进行电压放大得到的第1PWM信号SupA而接通或者断开。之后同样地，第1逆变器20的开关元件40、50、60、70、80分别基于由栅极驱动电路390进行电压放大得到的第1PWM信号SunA、SvpA、SvnA、SwpA、SwnA而接通或者断开。
第2逆变器120的主电路也与第1逆变器20同样地构成。第2逆变器120的U相上支路的开关元件130基于由栅极驱动电路400进行电压放大得到的第2PWM信号SupB而接通或者断开。之后同样地，第2逆变器120的开关元件140、150、160、170、180分别基于由栅极驱动电路400进行电压放大得到的第2PWM信号SunB、SvpB、SvnB、SwpB、SwnB而接通或者断开。
(控制装置280的处理内容)
使用图1(b)来说明控制装置280的结构以及处理内容。控制装置280具有载波生成部290、三相交流电流计算部300、三相/dq变换部310、电流控制部320、电流指令生成部330、电压指令预测部340、dq/三相变换部350、360、PWM调制部370、380。如图1(a)所示，将由分流电阻90和放大器100检测出的第1直流母线电流IdcA、由角度传感器190检测出的马达110的转子的磁极位置θ以及由转矩传感器230检测出的从转向机构240传递到杆220的转矩Ts输入到控制装置280。
三相交流电流计算部300在基于三角波载波Carrier与第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊的关系而决定的定时，取得流过第1逆变器20的第1直流母线电流IdcA。该三角波载波Carrier由载波生成部290生成，第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊由后述的dq/三相变换部350生成。然后，三相交流电流计算部300基于所取得的第1直流母线电流IdcA，计算流过马达110的第1三相绕组的第1三相交流电流iuA、ivA、iwA。
三相/dq变换部310基于第1三相交流电流iuA、ivA、iwA和马达110的转子的磁极位置θ，计算流过马达110的d轴的第1d轴电流idA以及流过q轴的第1q轴电流iqA。电流指令生成部330基于马达110的转子的磁极位置θ和转矩Ts，生成马达110的第1d轴电流指令idA＊和第1q轴电流指令iqA＊。电流控制部320以使第1d轴电流idA和第1q轴电流iqA与第1d轴电流指令idA＊和第1q轴电流指令iqA＊一致的方式，使用比例积分控制等，生成第1d轴电压指令vdA＊和第1q轴电压指令vqA＊。
dq/三相变换部350基于第1d轴电压指令vdA＊、第1q轴电压指令vqA＊和马达110的转子的磁极位置θ，运算第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊。PWM调制部370基于第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊和三角波载波Carrier，生成第1逆变器20的各相上下支路的第1PWM信号SupA、SunA、SvpA、SvnA、SwpA、SwnA。
另外，电压指令预测部340基于第1d轴电压指令vdA＊和第1q轴电压指令vqA＊，预测第2d轴电压指令vdB＊和第2q轴电压指令vqB＊。dq/三相变换部360基于第2d轴电压指令vdB＊和第2q轴电压指令vqB＊，生成第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊。PWM调制部380基于第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊和三角波载波Carrier，生成第2逆变器120的各相上下支路的PWM信号SupB、SunB、SvpB、SvnB、SwpB、SwnB。
本实施例的电压指令预测部340采用基于第1d轴电压指令vdA＊和第1q轴电压指令vqA＊来预测第2d轴电压指令vdB＊和第2q轴电压指令vqB＊的方法，但也可以设为基于第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊来预测第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊的方法。
通过这样生成第2系统的逆变器的电压指令，从而与检测全部系统的直流母线电流、并通过比例分量控制等电流控制来生成全部系统的逆变器的电压指令的方法相比，能够大幅削减电流检测处理、三相交流电流计算处理、三相/dq变换处理和电流控制处理的负荷。即，能够降低用于控制第2逆变器120和马达110的运算量。
(三相交流电流计算部300的处理内容)
图2是说明三相交流电流计算部300的处理次序的图。如上面在图1(b)中所述，三相交流电流计算部300在基于三角波载波Carrier与第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊的关系而决定的定时，取得流过第1逆变器20的第1直流母线电流IdcA，基于该取得的第1直流母线电流IdcA来计算第1三相交流电流iuA、ivA、iwA。
在图2中，将第1最大相电压指令定义为第1X相交流电压指令vxA＊，将第1中间相电压指令定义为第1Y相交流电压指令vyA＊，将第1最小相电压指令定义为第1Z相交流电压指令vzA＊。即，根据第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊的最大相、中间相、最小相的关系，将图2所示的vxA＊、vyA＊、vzA＊、ixA、iyA、izA的注脚即x、y、z分别置换成u、v、w中的某一方。
在步骤a－1中，判定第1X相交流电压指令vxA＊(第1最大相电压指令)是否大于三角波载波Carrier。在vxA＊大于Carrier的情况下，在步骤a－2中，判定第1Y相交流电压指令vyA＊(第1中间相电压指令)是否小于三角波载波Carrier。在vyA＊小于Carrier的情况下，前进到步骤a－3的处理，在vyA＊不小于Carrier的情况下，在步骤a－8中，判定第1Z相交流电压指令vzA＊(第1最小相电压指令)是否小于三角波载波Carrier。
在步骤a－3中，判定第1计时器计数值Tcnt1是否大于规定的阈值Tth1。在Tcnt1不大于Tth1的情况下，在步骤a－7中对Tcnt1进行递增计数之后，重复进行步骤a－3的处理。在Tcnt1大于Tth1的情况下，在步骤a－4中检测第1直流母线电流IdcA，基于(1)式计算第1X相交流电流ixA。
[式1]
ixA＝IdcA (1)
接下来，在步骤a－5中，将第1X相交流电流ixA和在后述的步骤a－10中计算出的第1Z相交流电流izA代入到(2)式，计算第1Y相交流电流iyA。
[式2]
iyA＝-ixA-izA (2)
然后，在步骤a－6中，将第1计时器计数值Tcnt1重置为零之后，返回到步骤a－1的处理。
当在步骤a－8中判定为第1Z相交流电压指令vzA＊(第1最小相电压指令)小于三角波载波Carrier的情况下，在步骤a－9中，判定第1计时器计数值Tcnt1是否大于规定的阈值Tth1。在Tcnt1不大于Tth1的情况下，在步骤a－11中对Tcnt1进行递增计数之后，重复进行步骤a－9的处理。在Tcnt1大于Tth1的情况下，在步骤a－10中检测第1直流母线电流IdcA，基于(3)式计算第1Z相交流电流izA。
[式3]
izA＝-IdcA (3)
另外，当在步骤a－8中判定为第1Z相交流电压指令vzA＊(第1最小相电压指令)不小于三角波载波Carrier的情况下，转移到步骤a－6的处理，将第1计时器计数值Tcnt1重置为零之后，返回到步骤a－1的处理。当在步骤a－1中判定为第1X相交流电压指令vxA＊(第1最大相电压指令)不大于三角波载波Carrier的情况下也一样。
图3是说明第1各相上支路的PWM信号SupA、SvpA、SwpA、第1三相交流电流iuA、ivA、iwA与第1直流母线电流IdcA的关系的图。使用图3来说明三相交流电流计算部300根据第1直流母线电流IdcA来计算第1三相交流电流iuA、ivA、iwA的原理。
在图3中，最大相、中间相以及最小相分别设定为U相、V相以及W相。另外，关于三相交流电流iuA、ivA、iwA，将从第1逆变器20流出到马达110的三相绕组的方向定义为正。另外，关于第1直流母线电流IdcA，将从第1逆变器20的低电位侧母线流入到电池10的负极侧的方向定义为正。
第1各相上支路的PWM信号SupA、SvpA、SwpA通过第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊与载波Carreir的比较而生成。即，PWM信号SupA在vuA＊大于Carrier时为接通的信号，在vuA＊小于Carrier时为断开的信号。关于PWM信号SvpA以及SwpA，也一样。
在这样生成的第1各相上支路的PWM信号中，在SupA、SvpA、SwpA全部是接通的信号时，将开关模式设定为1，在SupA、SvpA是接通的信号且SwpA是断开的信号时，将开关模式设定为2，在SupA是接通的信号且SvpA、SwpA是断开的信号时，将开关模式设定为3，在SupA、SvpA、SwpA全部是断开的信号时，将开关模式设定为4。
详细内容使用图4来说明，在开关模式1时，第1三相交流电流iuA、ivA、iwA流过，但第1直流母线电流IdcA不流过。在开关模式2时，第1直流母线电流IdcA为－iwA。在开关模式3时，第1直流母线电流IdcA表示iuA。在开关模式4时，与开关模式1同样地，第1三相交流电流iuA、ivA、iwA流过，但第1直流母线电流IdcA不流过。
因此，如果使用基于图2所示的处理次序在开关模式2与3时检测出的第1直流母线电流IdcA，则第1三相交流电流iuA、ivA、iwA分别由(4)～(6)式计算。
[式4]
iwA＝-IdcA (开关模式:2) (4)
[式5]
iuA＝IdcA (开关模式:3) (5)
[式6]
ivA＝-iuA-iwA (6)
图4是说明与图3所示的开关模式对应的第1三相交流电流iuA、ivA、iwA和第1直流母线电流IdcA的电流路径的图。图4(a)示出开关模式1的时候，图4(b)示出开关模式2的时候，图4(c)示出开关模式3的时候，图4(d)示出开关模式4的时候。
在开关模式1中，第1三相交流电流iuA、ivA、iwA仅流过各相上支路的开关元件30、50、70与马达110的三相绕组(未图示)之间。因此，电流不流过分流电阻90，所以，第1直流母线电流Idc为零。
在开关模式2中，第1W相交流电流iwA经由W相下支路的开关元件80和分流电阻90流入到电池10的负极侧。然后，从电池10的正极侧流出的第1W相交流电流iwA与从V相上支路的开关元件50向U相方向流入的第1V相交流电流ivA合成，成为第1U相交流电流iuA，经由U相上支路的开关元件30流出到马达110的U相绕组(未图示)。因此，在开关模式2中，第1W相交流电流iwA流过分流电阻90，所以，第1直流母线电流Idc表示第1W相交流电流iwA。但是，此时的第1直流母线电流IdcA是正方向，与此相对地，第1W相交流电流iwA是负方向，所以，第1直流母线电流IdcA与第1W相交流电流iwA的关系为(7)式。(7)式与上述(4)式同义。
[式7]
IdcA＝-iwA (7)
在开关模式3中，第1U相交流电流iuA经由电池10和U相上支路的开关元件30流出到马达110的U相绕组(未图示)。流到U相绕组(未图示)的第1U相交流电流iuA分别作为第1V相交流电流ivA和第1W相交流电流iwA而分流到马达110的V相绕组(未图示)和W相绕组(未图示)。然后，从V相绕组(未图示)流入到V相下支路的开关元件60的第1V相交流电流ivA与从W相绕组(未图示)流入到W相下支路的开关元件80的第1W相交流电流iwA合成，成为第1U相交流电流iuA，流入到分流电阻90。因此，在开关模式3中，第1U相交流电流iuA流过分流电阻90，所以，第1直流母线电流Idc表示第1U相交流电流iuA。此时的第1直流母线电流IdcA是正方向，第1U相交流电流iuA也是正方向，所以，第1直流母线电流IdcA与第1U相交流电流iuA的关系为(8)式。(8)式与上述(5)式同义。
[式8]
IdcA＝iuA (8)
在开关模式4中，第1三相交流电流iuA、ivA、iwA仅流过各相下支路的开关元件40、60、80与马达110的三相绕组(未图示)之间。因此，电流不流过分流电阻90，所以，第1直流母线电流Idc为零。
在本实施例中，基于这样的关系，使用流过分流电阻90的第1直流母线电流IdcA来计算第1三相交流电流iuA、ivA、iwA。
(三相/dq变换部310的处理内容)
图5是说明三相/dq变换部310计算第1d轴电流idA和第1q轴电流iqA的处理次序的图。
在步骤b－1中，取得由三相交流电流计算部300运算出的第1三相交流电流iuA、ivA、iwA。在步骤b－2中，取得由角度传感器190检测出的马达110的转子的磁极位置θ。在步骤b－3中，将第1三相交流电流iuA、ivA、iwA和马达110的转子的磁极位置θ代入到(9)式，计算第1d轴电流idA和第1q轴电流iqA。
[式9]
Figure BDA0001691275210000101
(电流指令生成部330的处理内容)
图6是说明电流指令生成部330生成第1d轴电流指令idA＊和第1q轴电流指令iqA＊的处理次序的图。
在步骤c－1中，取得由转矩传感器230检测出的转矩Ts。在步骤c－2中，取得由角度传感器190检测出的马达110的转子的磁极位置θ。在步骤c－3中，基于(10)式，计算马达110的转子的电角速度ω。
[式10]
Figure BDA0001691275210000102
然后，在步骤c－4中，设定与转矩Ts和电角速度ω对应的第1d轴电流指令idA＊和第1q轴电流指令iqA＊。使用图7来说明具体处理的一个例子。
图7示出在纵轴和横轴分别设定转矩Ts和电角速度ω的第1d轴电流指令图表和第1q轴电流指令图表。预先使这样的图表存储于电流指令生成部330的存储器内(未图示)，从存储器调出与在步骤c－1中取得的转矩Ts和在步骤c－3中计算出的电角速度ω对应的阵列(x，y)的第1d轴电流指令idA＊(x，y)和第1q轴电流指令iqA＊(x，y)。
(电流控制部320的处理内容)
图8是说明电流控制部320生成第1d轴电压指令vdA＊和第1q轴电压指令vqA＊的处理次序的图。
在步骤d－1中，取得由电流指令生成部330设定的第1d－q轴电流指令idA＊、iqA＊。在步骤d－2中，取得由三相/dq变换部310计算出的第1d－q轴电流idA、iqA。在步骤d－3中，基于(11)式，计算第1d－q轴电流偏差ΔidA、ΔiqA。
[式11]
Figure BDA0001691275210000111
Figure BDA0001691275210000112
然后，在步骤d－4中，基于在步骤d－3中计算出的第1d－q轴电流偏差ΔidA、ΔiqA以及(12)式，计算第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊。在这里，使d－q轴比例增益Kpd、Kpq和d－q轴积分增益Kid、Kiq的值预先存储到电流控制部320的存储器(未图示)。
[式12]
Figure BDA0001691275210000113
Figure BDA0001691275210000114
(dq/三相变换部350的处理内容)
图9是说明dq/三相变换部350运算第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊的处理次序的图。
在步骤e－1中，取得由电流控制部320计算出的第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊。在步骤e－2中，取得由角度传感器190检测出的马达110的转子的磁极位置θ。在步骤e－3中，将在步骤e－1中取得的第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊以及在步骤e－2中取得的马达110的转子的磁极位置θ代入到(13)式，计算第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊。
[式13]
Figure BDA0001691275210000121
(PWM调制部370的处理内容)
图10是说明PWM调制部370生成第1逆变器20的各相上下支路的第1PWM信号SupA、SunA、SvpA、SvnA、SwpA、SwnA的处理次序的图。
在步骤f－1中，取得由dq/三相变换部350计算出的第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊。接下来，在步骤f－2中，判定在步骤f－1中取得的第1U相交流电压指令vuA＊是否为三角波载波Carrier以上。
当在步骤f－2中vuA＊为Carrier以上的情况下，在步骤f－3中将第1U相下支路的PWM信号SunA设定为断开之后，在步骤f－4中，将第1U相上支路的PWM信号SupA设定为接通。另一方面，当在步骤f－2中vuA＊不为Carrier以上的情况下，在步骤f－5中将第1U相上支路的PWM信号SupA设定为断开之后，在步骤f－6中，将第1U相下支路的PWM信号SunA设定为接通。
在步骤f－7中，判定在步骤f－1中取得的第1V相交流电压指令vvA＊是否为三角波载波Carrier以上。在vvA＊为Carrier以上的情况下，在步骤f－8中将第1V相下支路的PWM信号SvnA设定为断开之后，在步骤f－9中，将第1V相上支路的PWM信号SvpA设定为接通。另一方面，在vvA＊不为Carrier以上的情况下，在步骤f－10中将第1V相上支路的PWM信号SvpA设定为断开之后，在步骤f－11中，将第1V相下支路的PWM信号SvnA设定为接通。
在步骤f－12中，判定在步骤f－1中取得的第1W相交流电压指令vwA＊是否为三角波载波Carrier以上。在vwA＊为Carrier以上的情况下，在步骤f－13中将第1W相下支路的PWM信号SwnA设定为断开之后，在步骤f－14中，将第1W相上支路的PWM信号SwpA设定为接通。另一方面，在vwA＊不为Carrier以上的情况下，在步骤f－15中将第1W相上支路的PWM信号SwpA设定为断开之后，在步骤f－16中，将第1W相下支路的PWM信号SwnA设定为接通。
通过这样生成第1各相上下支路的PWM信号SupA、SunA、SvpA、SvnA、SwpA、SwnA，能够使第1逆变器20输出的UVW相的PWM电压的平均值与第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊一致。这样的PWM信号的生成方法一般已知为三角波比较方式。另外，PWM信号的生成方法不限于三角波比较方式，也可以使用空间矢量调制方式等。
(栅极驱动电路390的动作内容)
栅极驱动电路390将由PWM调制部370生成的第1各相上下支路的PWM信号SupA～SwnA的电压放大，并输入到第1逆变器20的各相上下支路的开关元件30～80的栅极。
由此，第1逆变器20的各相上下支路的开关元件30～80依照第1各相上下支路的PWM信号SupA～SwnA而接通/断开。
(电压指令预测部340的处理内容)
图11是说明实施例1的电压指令预测部340基于第1d轴电压指令vdA＊和q轴电压指令vqA＊来预测第2d轴电压指令vdB＊和第2q轴电压指令vqB＊的处理次序的图。
在步骤g－1中，取得由电流控制部320计算出的第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊。在步骤g－2中，将在步骤g－1中取得的第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊和在后述的步骤g－4中设定的第1d－q轴电压指令的上次值vdAold＊、vqAold＊代入到(14)式，计算第1d－q轴电压指令的差分ΔvdA＊、ΔvqA＊。
[式14]
Figure BDA0001691275210000131
Figure BDA0001691275210000132
在步骤g－3中，将在步骤g－2中计算出的第1d－q轴电压指令的差分ΔvdA＊、ΔvqA＊以及在后述的步骤g－4中设定的第2d－q轴电压指令的上次值vdBold＊、vqBold＊代入到(15)式，生成第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊。
[式15]
Figure BDA0001691275210000133
Figure BDA0001691275210000134
然后，在步骤g－4中，将在步骤g－1中取得的第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊以及在步骤g－3中生成的第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊代入到(16)式，设定第1d－q轴电压指令的上次值vdAold＊、vqAold＊和第2d－q轴电压指令的上次值vdBold＊、vqBold＊。
[式16]
Figure BDA0001691275210000141
Figure BDA0001691275210000142
Figure BDA0001691275210000143
Figure BDA0001691275210000144
通过这样生成第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊，从而与检测全部系统的直流母线电流、并通过比例分量控制等电流控制来生成全部系统的逆变器的电压指令的方法相比，能够大幅削减电流检测处理、三相交流电流计算处理、三相/dq变换处理和电流控制处理的负荷。即，能够降低用于控制第2逆变器120和马达110的运算量。
在本实施例中，作为电压指令预测部340的结构，说明如(15)式所示将第1d－q轴电压指令的差分ΔvdA＊、ΔvqA＊直接加到第2d－q轴电压指令的上次值vdBold＊、vqBold＊的方法。然而，也可以构成为通过例如将规定的系数乘到ΔvdA＊、ΔvqA＊之后再加到vdBold＊、vqBold＊等的手段，补偿第1逆变器20与第2逆变器120之间的电路参数等的差异。
另外，例如也可以利用通过求出第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊与第1d－q轴电压指令的上次值vdAold＊、vqAold＊之比、并将该比乘到第2d－q轴电压指令的上次值vdBold＊、vqBold＊而计算第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊的方法，构成电压指令预测部340。另外，这样的方法也不脱离基于第1逆变器的电压指令值的变化量而生成第2逆变器的电压指令值这样的主旨。
(dq/三相变换部360的处理内容)
图12是说明dq/三相变换部360基于第2d轴电压指令vdB＊和第2q轴电压指令vqB＊而生成第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊的处理次序的图。基本动作与在图9中说明的dq/三相变换部350的动作相同，将在步骤h－1中取得的第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊以及在步骤h－2中取得的马达110的转子的磁极位置θ代入到(17)式，计算第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊。
[式17]
Figure BDA0001691275210000151
(PWM调制部380的处理内容)
图13是说明PWM调制部380生成第2逆变器20的各相上下支路的第2PWM信号SupB、SunB、SvpB、SvnB、SwpB、SwnB的处理次序的图。基本见解与在图10中说明的次序相同，所以，在这里省略详细说明。
(栅极驱动电路400的动作内容)
栅极驱动电路400将由PWM调制部380生成的第2各相上下支路的PWM信号SupB～SwnB的电压放大，并输入到第2逆变器120的各相上下支路的开关元件130～180的栅极。
由此，第2逆变器120的各相上下支路的开关元件130～180依照第2各相上下支路的PWM信号SupB～SwnB而接通/断开。
实施例2
(电动动力转向装置的概要)
图14(a)是说明实施例2的电动动力转向装置的图。
本实施例的电动动力转向装置与实施例1的电动动力转向装置的结构相比，具有以下的不同点。本实施例的电动动力转向装置具有用于检测第2逆变器120的直流母线电流IdcB(以后称为第2直流母线电流IdcB)的分流电阻95以及放大分流电阻95的两端电压的放大器105。将第1直流母线电流IdcA和第2直流母线电流IdcB输入到控制装置280。另外，如后面在图14(b)中所述，本实施例的控制装置280具有将第1直流母线电流IdcA和第2直流母线电流IdcB中的某一方选择为检测电流的检测电流选择部285以及异常检测部295。通过这些追加的结构，高精度地检测各系统的接地、过电流等异常，并且使故障保护的功能充实。
另外，本实施例的电动动力转向装置依次调换并检测各系统的直流母线电流。被检测出直流母线电流的系统的逆变器的电压指令通过比例积分控制等电流控制而生成。未被检测直流母线电流的系统的逆变器的电压指令是通过对未被检测直流母线电流的系统的逆变器的1个运算周期前的电压指令加上被检测出直流母线电流的逆变器的电压指令的上次值与最新值的差分而生成的。
通过这样生成各系统的逆变器的电压指令，从而与检测全部系统的直流母线电流、并使用比例积分控制等一般的电流控制来生成全部系统的逆变器的电压指令的方法相比，能够大幅削减电流检测处理、三相交流电流计算处理、三相/dq变换处理和电流控制处理的负荷。
(控制装置280的处理内容)
使用图14(b)来说明实施例2的控制装置280的结构以及处理内容。控制装置280具有检测电流选择部285、载波生成部290、异常检测部295、三相交流电流计算部300、三相/dq变换部310、电流控制部320、电流指令生成部330、电压指令预测部340、dq/三相变换部350、360、PWM调制部370、380。
检测电流选择部285将第1直流母线电流IdcA和第2直流母线电流IdcB中的某一方选择为检测电流。在这里，说明检测电流选择部285在每个规定的定时依次调换地选择第1直流母线电流IdcA和第2直流母线电流IdcB的情况。
在检测电流选择部285选择出第1直流母线电流IdcA的情况下，三相交流电流计算部300在基于三角波载波Carrier与第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊的关系而决定的定时，取得第1直流母线电流IdcA。三相交流电流计算部300基于所取得的第1直流母线电流IdcA，计算流过马达110的第1三相绕组的第1三相交流电流iuA、ivA、iwA。然后，三相交流电流计算部300将所计算出的第1三相交流电流iuA、ivA、iwA设定为1个系统相当量的三相交流电流iu、iv、iw。
此时，异常检测部295在基于三角波载波Carrier与第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊的关系而决定的定时，取得第1直流母线电流IdcA以及由三相交流电流计算部300计算出的1个系统相当量的三相交流电流iu、iv、iw(即，第1三相交流电流iuA、ivA、iwA)。异常检测部295基于所取得的第1直流母线电流IdcA和第1三相交流电流iuA、ivA、iwA，判定由第1逆变器20和马达110构成的系统有没有异常(接地、过电流)。
另一方面，在检测电流选择部285选择出第2直流母线电流IdcB的情况下，三相交流电流计算部300在基于三角波载波Carrier与第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊的关系而决定的定时，取得第2直流母线电流IdcB。三相交流电流计算部300基于所取得的第2直流母线电流IdcB，计算流过马达110的第2三相绕组的第2三相交流电流iuB、ivB、iwB。然后，三相交流电流计算部300将所计算出的第2三相交流电流iuB、ivB、iwB设定为1个系统相当量的三相交流电流iu、iv、iw。
此时，异常检测部295在基于三角波载波Carrier与第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊的关系而决定的定时，取得第2直流母线电流IdcB以及由三相交流电流计算部300计算出的1个系统相当量的三相交流电流iu、iv、iw(即，第2三相交流电流iuB、ivB、iwB)。异常检测部295基于所取得的第2直流母线电流IdcB和第2三相交流电流iuB、ivB、iwB，判定由第2逆变器120和马达110构成的系统有没有异常(接地、过电流)。
三相/dq变换部310基于1个系统相当量的三相交流电流iu、iv、iw以及马达110的转子的磁极位置θ，计算马达110的1个系统相当量的流过d轴的d轴电流id以及流过q轴的q轴电流iq。
电流指令生成部330基于马达110的转子的磁极位置θ和转矩Ts，生成马达110的1个系统相当量的d轴电流指令id＊和q轴电流指令iq＊。
电流控制部320以使1个系统相当量的d轴电流id和q轴电流iq与1个系统相当量的d轴电流指令id＊和q轴电流指令iq＊一致的方式，生成1个系统相当量的d轴电压指令vd＊和q轴电压指令vq＊。
在检测电流选择部285选择出第1直流母线电流IdcA的情况下，电压指令预测部340将1个系统相当量的d－q轴电压指令vd＊、vq＊设定为第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊，并且将最新的第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊与1个运算周期前的第1d－q轴电压指令vdAold＊、vqAold＊的差分ΔvdA＊、ΔvqA＊加到1个运算周期前的第2d－q轴电压指令vdBold＊、vqBold＊，计算第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊。
另一方面，在检测电流选择部285选择出第2直流母线电流IdcB的情况下，电压指令预测部340将1个系统相当量的d－q轴电压指令vd＊、vq＊设定为第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊，并且将最新的第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊与1个运算周期前的第2d－q轴电压指令vdBold＊、vqBold＊的差分ΔvdB＊、ΔvqB＊加到1个运算周期前的第1d－q轴电压指令vdAold＊、vqAold＊，计算第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊。
dq/三相变换部350基于第1d轴电压指令vdA＊、第1q轴电压指令vqA＊和马达110的转子的磁极位置θ，运算第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊。PWM调制部370基于第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊、三角波载波Carrier以及由异常检测部295生成的第1接地判定标记FaultA1和第1过电流判定标记FaultA2，生成第1逆变器20的各相上下支路的第1PWM信号SupA、SunA、SvpA、SvnA、SwpA、SwnA。
dq/三相变换部360基于第2d轴电压指令vdB＊、第2q轴电压指令vqB＊和马达110的转子的磁极位置θ，运算第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊。PWM调制部380基于第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊、三角波载波Carrier以及由异常检测部295生成的第2接地判定标记FaultB1和第2过电流判定标记FaultB2，生成第2逆变器120的各相上下支路的第2PWM信号SupB、SunB、SvpB、SvnB、SwpB、SwnB。
载波生成部290、三相/dq变换部310、电流指令生成部330、电流控制部320以及dq/三相变换部350、360是与实施例1相同的处理内容，所以，省略详细说明。
(检测电流选择部285的处理内容)
如上所述，检测电流选择部285在规定的定时依次调换地选择第1直流母线电流IdcA和第2直流母线电流IdcB中的某一方。然后，检测电流选择部285将第1直流母线电流IdcA或者第2直流母线电流IdcB中的某一方设定为1个系统相当量的直流母线电流Idc。
在这里，对第1直流母线电流IdcA和第2直流母线电流IdcB的选择进行切换的定时也可以每隔预先确定的时间间隔地设定。期望的是，在逆变器的各相上支路全部接通且各相下支路全部断开的期间、或者各相下支路全部接通且各相上支路全部断开的期间设定。
(三相交流电流计算部300的处理内容)
图15是说明实施例2的三相交流电流计算部300的处理次序的图。如上所述，三相交流电流计算部300基于第1直流母线电流IdcA或者第2直流母线电流IdcB中的某一方来计算1个系统相当量的三相交流电流iu、iv、iw。
在图15中，与图2同样地，将与最大相、中间相、最小相对应的注脚表示为x、y、z。
三相交流电流计算部300在步骤j－1中，判定检测电流选择部285是否选择第1直流母线电流IdcA。
在检测电流选择部285选择第1直流母线电流IdcA的情况下，通过步骤j－2至j－12的处理，将第1三相交流电流iuA、ivA、iwA设定为1个系统相当量的三相交流电流iu、iv、iw。该情况下的处理与在实施例1中使用图2说明的处理次序大致相同，所以，省略详细说明。其中，(1)式、(2)式、(3)式分别如以下的(18)式、(19)式、(20)式那样置换。
[式18]
iX＝IdcA (18)
[式19]
iy＝-ix-iz (19)
[式20]
iz＝-IdcA (20
另一方面，当在步骤j－1中检测电流选择部285选择第2直流母线电流IdcA的情况下，通过步骤j－13至j－22的处理，将第2三相交流电流iuB、ivB、iwB设定为1个系统相当量的三相交流电流iu、iv、iw。该情况下的处理也与在实施例1中使用图2说明的处理次序大致相同，所以，省略详细说明。其中，(1)式、(2)式、(3)式分别如(21)式、(19)式、(22)式那样置换。
[式21]
iX＝IdcB (21)
[式22]
iz＝-IdcB (22)
通过这样计算三相交流电流，从而在检测电流选择部285选择第1直流母线电流IdcA的情况下，能够计算流过第1三相绕组的三相交流电流iuA、ivA、iwA，在检测电流选择部285选择第2直流母线电流IdcB的情况下，能够计算流过第2三相绕组的三相交流电流iuB、ivB、iwB。
另外，通过三相交流电压指令与载波的比较而生成的各相上支路的PWM信号、三相交流电流与直流母线电流的关系由于与图3相同，所以，省略说明。另外，与逆变器的开关模式对应的三相交流电流和直流母线电流的电流路径由于与图4相同，所以，省略说明。
(异常检测部295的处理内容)
图16是说明异常检测部295基于直流母线电流和三相交流电流而判定系统有没有异常(接地、过电流)的处理次序的图。
异常检测部295在步骤k－1中判定检测电流选择部285是否选择第1直流母线电流IdcA。
当在步骤k－1中检测电流选择部285选择第1直流母线电流IdcA的情况下，在步骤k－2中，判定第1X相交流电压指令vxA＊(第1最大相电压指令)是否小于三角波载波Carrier。在vxA＊小于Carrier的情况下，前进到步骤k－3的处理，在vxA＊不小于Carrier的情况下，前进到步骤k－7的处理。
在步骤k－3中，判定第2计时器计数值Tcnt2是否大于规定的阈值Tth2。在Tcnt2不大于Tth2的情况下，在步骤k－14中对Tcnt2进行递增计数之后，重复进行步骤k－3的处理。在Tcnt2大于Tth2的情况下，在步骤k－4中，将检测出的第1直流母线电流IdcA代入到(23)式，计算第1接地电流igA。第1接地电流igA由(23)式表示，关于这一点，使用图17在后面叙述。
[式23]
igA＝Idc＝IdcA (23)
接下来，在步骤k－5中，判定第1接地电流igA是否大于规定的阈值Igth。在第1接地电流igA大于Igth的情况下，在步骤k－6中，将第1接地判定标记FaultA1设定为接通(发生接地)，转移到步骤k－7的处理。在igA不大于Igth的情况下，不执行步骤k－6的处理而转移到步骤k－7的处理。
另一方面，当在步骤k－1的处理中检测电流选择部285未选择第1直流母线电流IdcA的情况下，代替步骤k－2至步骤k－6的处理，执行步骤k－15至步骤k－19的处理，判定在第2系统的逆变器中有没有发生接地。在这里，第2接地电流igB通过(24)式来计算。
[式24]
igB＝Idc＝IdcB (24)
然后，在步骤k－7中，将第2计时器计数值Tcnt2重置为零。
接下来，异常检测部295通过步骤k－8至步骤k－13的处理，判定有没有产生过电流。
在步骤k－8中，判定由三相交流电流计算部300计算出的U相交流电流iu的绝对值|iu|是否大于规定的阈值Ith。在|iu|不大于规定的阈值Ith的情况下，在步骤k－12中，判定V相交流电流iv的绝对值|iv|是否大于规定的阈值Ith。在|iv|不大于规定的阈值Ith的情况下，在步骤k－13中，判定W相交流电流iw的绝对值|iw|是否大于规定的阈值Ith。
当在步骤k－8、步骤k－12、步骤k－13中判定为|iu|、|iv|、|iw|中的某一方大于规定的阈值Ith的情况下，在步骤k－9中，判定检测电流选择部285是否选择第1直流母线电流IdcA。然后，在检测电流选择部285选择第1直流母线电流IdcA的情况下，在步骤k－10中，将第1过电流判定标记FaultA2设定为接通(产生过电流)。在检测电流选择部285未选择第1直流母线电流IdcA的情况下，在步骤k－11中，将第2过电流判定标记FaultB2设定为接通(产生过电流)。
通过这样判定异常(接地、过电流)，能够确定在由第1逆变器20和第1三相绕组构成的系统中产生异常、还是在由第2逆变器120和第2三相绕组构成的系统中产生异常。
此外，本实施例中的异常检测部295构成为对发生接地以及产生过电流进行判定，但也可以构成为例如仅应用于某一方。
图17是说明当在由第1逆变器20和第1三相绕组构成的系统中在W相与地之间发生接地、各相上支路全部断开且各相下支路全部接通时检测出的第1直流母线电流IdcA与第1接地电流igA的关系的图。
图17(a)示出第1接地电流igA从W相向地侧流出的模式。图17(b)示出第1接地电流igA从地向W相侧流入的模式。在未发生接地的情况下，如在图4(d)中说明的那样，电流不流过分流电阻90，但如果发生接地，则如图17所示，接地电流igA流过分流电阻90和接地电阻98。因此，在各相上支路全部断开且各相下支路全部接通时检测出的第1直流母线电流IdcA是第1接地电流igA，上述(23)式的关系成立。
在由第2逆变器120和第2三相绕组构成的系统中发生的接地是与上述由第1逆变器20和第1三相绕组构成的系统相同的现象，所以省略说明。
(电压指令预测部340的处理内容)
图18是说明实施例2的电压指令预测部340计算第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊以及第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊的处理次序的图。
电压指令预测部340在步骤l－1中，取得由电流控制部320计算出的1个系统相当量的d－q轴电压指令vd＊、vq＊。然后，在步骤l－2中，判定检测电流选择部285是否选择第1直流母线电流IdcA。
当在步骤l－2中判定为检测电流选择部285选择第1直流母线电流IdcA的情况下，在步骤l－3中，基于(25)式，将在步骤l－1中取得的1个系统相当量的d－q轴电压指令vd＊、vq＊设定为第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊。
[式25]
Figure BDA0001691275210000221
Figure BDA0001691275210000222
接下来，在步骤l－4中，将第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊以及在后述的步骤l－6中设定的第1d－q轴电压指令的上次值vdAold＊、vqAold＊代入到(14)式，计算第1d－q轴电压指令的差分ΔvdA＊、ΔvqA＊。然后，在步骤l－5中，将第1d－q轴电压指令的差分ΔvdA＊、ΔvqA＊以及在后述的步骤l－6中设定的第2d－q轴电压指令的上次值vdBold＊、vqBold＊代入到(15)式，生成第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊。
电压指令预测部340在步骤l－6中，将在步骤l－3中计算出的第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊以及在步骤l－5中生成的第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊代入到(16)式，设定第1d－q轴电压指令的上次值vdAold＊、vqAold＊以及第2d－q轴电压指令的上次值vdBold＊、vqBold＊。
另一方面，当在步骤l－2中判定为检测电流选择部285未选择第1直流母线电流IdcA的情况下，在步骤l－7中，基于(26)式，将在步骤l－1中取得的1个系统相当量的d－q轴电压指令vd＊、vq＊设定为第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊。
[式26]
Figure BDA0001691275210000223
Figure BDA0001691275210000224
接下来，在步骤l－8中，将第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊以及在步骤l－6中设定的第2d－q轴电压指令的上次值vdBold＊、vqBold＊代入到(27)式，计算第2d－q轴电压指令的差分ΔvdB＊、ΔvqB＊。
[式27]
Figure BDA0001691275210000231
Figure BDA0001691275210000232
然后，在步骤l－9中，将第2d－q轴电压指令的差分ΔvdB＊、ΔvqB＊以及在步骤l－6中设定的第1d－q轴电压指令的上次值vdAold＊、vqAold＊代入到(28)式，生成第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊。
[式28]
Figure BDA0001691275210000233
Figure BDA0001691275210000234
电压指令预测部340在步骤l－6中，将在步骤l－7中计算出的第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊以及在步骤l－9中生成的第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊代入到(16)式，设定第1d－q轴电压指令的上次值vdAold＊、vqAold＊以及第2d－q轴电压指令的上次值vdBold＊、vqBold＊。
通过这样生成第1d－q轴电压指令vdA＊、vqA＊以及第2d－q轴电压指令vdB＊、vqB＊，从而与同时检测全部系统的直流母线电流、并通过比例分量控制等电流控制来生成全部系统的逆变器的电压指令的方法相比，能够大幅削减电流检测处理、三相交流电流计算处理、三相/dq变换处理和电流控制处理的负荷。即，能够降低用于控制第1逆变器20、第2逆变器120和马达110的运算量。
(PWM调制部370的处理内容)
图19是说明实施例2的PWM调制部370的处理次序的图。
PWM调制部370在步骤m－1中，判定由异常检测部295生成的第1接地判定标记FaultA1是否为接通(发生接地)。在第1接地判定标记FaultA1不是接通(发生接地)的情况下，在步骤m－3中，判定由异常检测部295生成的第1过电流判定标记FaultA2是否为接通(产生过电流)。
当在步骤m－1中第1接地判定标记FaultA1为接通(发生接地)的情况下，或者当在步骤m－3中第1过电流判定标记FaultA2为接通(产生过电流)的情况下，PWM调制部370在步骤m－2中将第1PWM信号SupA、SunA、SvpA、SvnA、SwpA、SwnA全部设定为断开。
另一方面，当在步骤m－3中第1过电流判定标记FaultA2不是接通(产生过电流)的情况下，PWM调制部370在步骤m－4中，实施图10所示的步骤f－1～f－16的处理。
通过这样生成第1PWM信号SupA、SunA、SvpA、SvnA、SwpA、SwnA，从而在第1接地判定标记FaultA1接通、或者第1过电流判定标记FaultA2接通的情况下，能够使第1逆变器20的各相上下支路的开关元件的开关动作停止(维持于断开)。另一方面，在第1接地判定标记FaultA1和第1过电流判定标记FaultA2均断开的情况下，能够使第1逆变器20输出的UVW相的PWM电压的平均值与第1三相交流电压指令vuA＊、vvA＊、vwA＊一致。
(实施例2的PWM调制部380的处理内容)
图20是说明实施例2的PWM调制部380的处理次序的图。图20中的处理次序与图19的处理次序大致相同，所以，在这里省略详细说明。
实施例2的PWM调制部380也与PWM调制部370同样地，在第2接地判定标记FaultB1接通、或者第2过电流判定标记FaultB2接通的情况下，能够使第2逆变器120的各相上下支路的开关元件的开关动作停止(维持于断开)。另一方面，在第2接地判定标记FaultB1和第2过电流判定标记FaultB2均断开的情况下，能够使第2逆变器120输出的UVW相的PWM电压的平均值与第2三相交流电压指令vuB＊、vvB＊、vwB＊一致。
将接下来的优先权基础申请的公开内容作为引用文而并入到本文中。
日本专利申请2016年第328号(2016年1月5日申请)
符号说明
10：电池；20：第1逆变器；30～80：第1逆变器的开关元件；90、95：分流电阻；98：接地电阻；100、105：放大器；110：马达；120：第2逆变器；130～180：第2逆变器的开关元件；190：检测马达的转子的磁极位置的角度检测器；200：马达的输出轴；210：齿轮箱；220：杆；230：转矩传感器；240：转向机构；250：手动转向齿轮；260：转向横拉杆；270：车轮；280：控制装置；285：检测电流选择部；290：载波生成部；295：异常检测部；300：三相交流电流计算部；310：三相/dq变换部；320：电流控制部；330：电流指令生成部；340：电压指令预测部；350、360：dq/三相变换部；370、380：PWM调制部；390：第1逆变器的栅极驱动电路；400：第2逆变器的栅极驱动电路。

Claims (10)

1.一种逆变器控制装置，其至少具有第1逆变器和第2逆变器，所述逆变器控制装置的特征在于，具备：
电流检测部，其检测流过所述第1逆变器的主电路的电流；
电流控制部，其基于所检测出的电流和电流指令，生成所述第1逆变器的电压指令值；以及
电压指令预测部，其基于所述第1逆变器的电压指令值的变化量，生成所述第2逆变器的电压指令值，
所述电流检测部依次切换地检测流过所述第1逆变器的主电路的电流以及流过所述第2逆变器的主电路的电流，
所述电流控制部在所述第1逆变器的电流检测期间内，基于该检测出的电流和规定的电流指令，生成所述第1逆变器的电压指令值，
所述电压指令预测部通过对所述第2逆变器的过去的电压指令值加上所述第1逆变器的电压指令值的变化量，从而生成所述第1逆变器的电流检测期间内的所述第2逆变器的电压指令值。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述电流控制部在所述第2逆变器的电流检测期间内，基于该检测出的电流和规定的电流指令，生成所述第2逆变器的电压指令值，
所述电压指令预测部通过对所述第1逆变器的过去的电压指令值加上所述第2逆变器的电压指令值的变化量，从而生成所述第2逆变器的电流检测期间内的所述第1逆变器的电压指令值。
3.根据权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述电流检测部检测流过所述第1逆变器的直流母线的直流母线电流。
4.根据权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述电流检测部检测流过所述第1逆变器的各相下支路与直流母线之间的电流或者检测流过所述第1逆变器的各相上支路与直流母线之间的电流。
5.根据权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述电流检测部检测流过所述第1逆变器的三相交流输出线的电流。
6.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
具备基于通过所述电流检测部检测出的电流来检测所述第1逆变器的异常的异常检测部。
7.根据权利要求6所述的逆变器控制装置，其特征在于，
当在所述第1逆变器的各相下支路全部接通时检测出的所述第1逆变器的直流母线电流大于规定的阈值的情况下，所述异常检测部使所述第1逆变器的各相上下支路的开关动作全部停止，这里的停止指断开。
8.根据权利要求6或7所述的逆变器控制装置，其特征在于，
在所述第1逆变器的三相交流电流大于规定的阈值的情况下，所述异常检测部使所述第1逆变器的各相上下支路的开关动作全部停止，这里的停止指断开。
9.一种马达驱动装置，其特征在于，具备：
权利要求1至8中的任一项所述的逆变器控制装置；以及
马达，其具有连接到所述第1逆变器的第1绕组、连接到所述第2逆变器的第2绕组以及缠绕有所述第1绕组和所述第2绕组的定子。
10.一种电动动力转向装置，其特征在于，
搭载有权利要求9所述的马达驱动装置。
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