JP2023170202A - モータ制御装置、ハイブリッドシステム、機電一体ユニット、電動車両システム - Google Patents

Abstract

【課題】モータが連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、モータ駆動時に発生する電力損失を十分に低減する。
【解決手段】モータ制御装置１は、搬送波信号Ｔｒを生成する搬送波生成部１７と、搬送波の周波数であるキャリア周波数ｆｃを調整するキャリア周波数調整部１６と、搬送波信号Ｔｒを用いて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部１８とを備える。キャリア周波数調整部１６は、モータが連れ回り駆動しているときのキャリア周波数ｆｃが、モータ２が連れ回り駆動していないときのキャリア周波数ｆｃよりも高くなるように、キャリア周波数ｆｃを調整する。
【選択図】図２

Description

本発明は、モータ制御装置、ハイブリッドシステム、機電一体ユニットおよび電動車両システムに関する。

従来、複数のスイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換するインバータの動作を制御し、インバータから出力される交流電力を用いて交流モータを駆動させることにより、モータの制御を行うモータ制御装置が知られている。こうしたモータ制御装置は、例えば鉄道車両や電動自動車等の電動車両におけるモータの制御に広く利用されている。

電動車両に搭載されるモータには、回転子に永久磁石が取り付けられた永久磁石同期モータが広く採用されている。モータの負荷が小さい領域では、電動車両の走行に伴うモータ駆動軸の回転によってモータの回転子が回転駆動される、いわゆるモータの連れ回り駆動が生じる。モータが連れ回り駆動しているときには、モータの回転子が回転駆動されることで固定子に交番磁界が発生し、これによって無負荷鉄損（連れ回り損）が発生するという課題がある。

モータの鉄損の低減に関して、例えば特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、モータの鉄損を減らすための電流波形を事前に電磁界解析によって計算し、計算された電流波形に従ってモータの通電制御を行うことにより、モータの鉄損を低減する交流電動機の制御装置が記載されている。

特開２００８－７２８３２号公報

モータ駆動時に発生する電力損失には、主にインバータのスイッチング損失とモータの鉄損とが含まれる。これらの損失は、インバータのスイッチング周波数やモータの負荷状態に応じてそれぞれ変動する。しかしながら、特許文献１に記載の制御装置では、この点について考慮されていない。そのため、モータが連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、モータ駆動時に発生する電力損失を十分に低減することができない。

本発明の一態様によるモータ制御装置は、直流電力を交流電力に変換してモータへ出力するインバータと接続され、トルク指令に応じて前記インバータの動作を制御することで前記インバータを用いて前記モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数であるキャリア周波数を調整するキャリア周波数調整部と、前記搬送波を用いて電圧指令をパルス幅変調し、前記インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部と、を備え、前記キャリア周波数調整部は、前記モータが連れ回り駆動しているときの前記キャリア周波数が、前記モータが連れ回り駆動していないときの前記キャリア周波数よりも高くなるように、前記キャリア周波数を調整する。
本発明の他の一態様によるモータ制御装置は、直流電力を交流電力に変換してモータへ出力するインバータと接続され、トルク指令に応じて前記インバータの動作を制御することで前記インバータを用いて前記モータの駆動を制御するものであって、前記トルク指令の絶対値が所定の閾値以下である場合に、前記モータの固定子と回転子の間におけるギャップ磁束密度の高調波脈動が抑制されるように、前記インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。
本発明によるハイブリッドシステムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記インバータと、前記インバータにより駆動される前記モータと、前記モータに接続されたエンジンシステムと、を備える。
本発明による機電一体ユニットは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記インバータと、前記インバータにより駆動される前記モータと、前記モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、前記モータ、前記インバータおよび前記ギアが一体構造となったものである。
本発明による電動車両システムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記インバータと、前記インバータにより駆動される前記モータと、を備え、前記モータの回転駆動力を用いて走行するものである。

本発明によれば、モータが連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、モータ駆動時に発生する電力損失を十分に低減することができる。

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 モータ損失、インバータ損失およびこれらの損失を合わせたシステム損失の関係性の概要を示す図。 電流波形のシミュレーション結果の一例を示す図。 システム損失におけるモータ損失とインバータ損失の割合を示す図。 車両走行時のモータ回転数とモータトルクの関係の一例を示す図。 キャリア周波数を変更したときのシステム損失の例を示す図。 本発明の第１の実施形態におけるキャリア周波数調整部の処理を示すフローチャート。 本発明の第１の実施形態におけるキャリア周波数調整の例を示す図。 従来のモータ制御と本発明を適用した場合のモータ制御におけるシステム損失の計算結果の一例を示す図。 従来のモータ制御における搬送波信号とマイコン内で実施される電流制御および電流指令出力との関係を示す図。 本実施形態のモータ制御装置における搬送波信号とマイコン内で実施される電流制御および電流指令出力との関係を示す図。 本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 本発明の第２の実施形態に係る指令補正部のブロック図。 ｄ軸電流をモータに印可したときの時間次数ごとの鉄損の一例を示す図。 本発明の第２の実施形態における指令補正部、切替部およびキャリア周波数調整部の処理を示すフローチャート。 本発明の第３の実施形態におけるハイブリッドシステムの構成図。 本発明の第４の実施の形態における機電一体ユニットの外観斜視図。 本発明の第５の実施形態に係るハイブリッド自動車システムの構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、モータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、永久磁石同期モータ（以下、単に「モータ」と称する）２、インバータ３、回転位置検出器４、高圧バッテリ５を備える。

モータ制御装置１は、車両からモータ２に対して要求される目標トルクに応じたトルク指令Ｔ＊に基づいて、インバータ３の動作を制御し、これによってモータ２の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。そして、生成したＰＷＭパルス信号をインバータ３に出力する。なお、モータ制御装置１の詳細については後で説明する。

インバータ３は、インバータ回路３１、ゲート駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ゲート駆動回路３２は、モータ制御装置１から入力されるＰＷＭパルス信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのゲート駆動信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ゲート駆動回路３２から入力されたゲート駆動信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。

モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される同期モータであり、固定子および回転子を有する。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた電機子コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各電機子コイルに電機子磁束が発生する。この各電機子コイルの電機子磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、回転子が回転駆動される。

モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ８が取り付けられている。回転位置検出器４は、回転位置センサ８の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器４による回転位置θの演算結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてＰＷＭパルス信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。

ここで、回転位置センサ８には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。また、回転位置検出器４は、回転位置センサ８からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。

インバータ３とモータ２の間には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１が行うＰＷＭパルス信号の生成に利用される。なお、図２では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。

次に、モータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。図２において、モータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、電流変換部１３、電流制御部１４、三相電圧変換部１５、キャリア周波数調整部１６、搬送波生成部１７、ＰＷＭ制御部１８の各機能ブロックを有する。モータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。

電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔ＊と高圧バッテリ５の電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。

速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。

電流変換部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器４が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。

電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電流変換部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを、所定の演算周期Ｔｖごとに求める。

三相電圧変換部１５は、電流制御部１４により演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器４が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。

キャリア周波数調整部１６は、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒに基づき、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる搬送波の周波数であるキャリア周波数ｆｃを調整する。このときキャリア周波数調整部１６は、トルク指令Ｔ＊、または電流指令生成部１１が生成したに基づき、モータ２が連れ回り駆動しているか否かを判断する。その結果、連れ回り駆動していると判断した場合には、連れ回り駆動していない場合よりもキャリア周波数ｆｃが高くなるように、キャリア周波数ｆｃを調整する。これにより、モータ２が連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、モータ２の駆動時に発生する電力損失を低減するようにしている。なお、キャリア周波数調整部１６の詳細については後述する。

搬送波生成部１７は、キャリア周波数調整部１６が演算したキャリア周波数ｆｃに基づき、搬送波信号（三角波信号）Ｔｒを生成する。

ＰＷＭ制御部１８は、搬送波生成部１７から出力される搬送波信号Ｔｒを用いて、三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。具体的には、三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、搬送波生成部１７から出力される搬送波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するＰＷＭパルス信号を生成する。このとき、各相の上アームのＰＷＭパルス信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのＰＷＭパルス信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ＰＷＭ制御部１８が生成したＰＷＭパルス信号は、モータ制御装置１からインバータ３のゲート駆動回路３２に出力され、ゲート駆動回路３２によってゲート駆動信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。

次に、モータ制御装置１におけるキャリア周波数調整部１６の動作について説明する。キャリア周波数調整部１６は前述のように、トルク指令Ｔ＊、または電流指令生成部１１が生成したｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づき、モータ２が連れ回り駆動しているか否かを判断する。その結果、連れ回り駆動していると判断した場合には、連れ回り駆動していない場合よりもキャリア周波数ｆｃが高くなるように、キャリア周波数ｆｃを調整する。このキャリア周波数ｆｃに従って搬送波生成部１７が生成する搬送波信号Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、モータ２が連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、モータ２の駆動時に発生する電力損失を低減するように、ＰＷＭ制御部１８においてＰＷＭパルス信号が生成されるようにする。

モータ駆動システム１００を構成するモータ２とインバータ３の損失について、以下に説明する。モータ２において発生するモータ損失には、大きく分けて銅損と鉄損の２つがある。銅損とは、固定子に接続されたコイル銅線に電流が流れることで発生する損失であり、電流振幅の２乗に比例して大きくなる。この銅損は、モータ制御装置１からインバータ３へ出力されるＰＷＭパルス信号の刻み幅の影響を受けない。一方、鉄損とは、固定子と回転子に流れる磁束の変動によって発生する損失である。ＰＷＭパルス信号の刻みが細かければ細かいほど、固定子のコイル銅線から発生する磁束の変動が抑制されるため、鉄損が減少することが広く知られている。

また、インバータ３において発生するインバータ損失には、大きく分けて導通損失とスイッチング損失の２つがある。導通損失とは、各スイッチング素子の導通時に発生する損失であり、インバータ３を流れる電流に応じて増大する。一方、スイッチング損失とは、各スイッチング素子のオン／オフ動作によって発生する損失である。ＰＷＭパルス信号の刻みが細かければ細かいほど、スイッチング素子のオン／オフ回数が増加するため、スイッチング損失が増大することが広く知られている。

図３は、モータ駆動システム１００におけるモータ損失、インバータ損失およびこれらの損失を合わせたシステム損失の関係性の概要を示す図である。図３では、縦軸に各損失の大きさを表し、横軸にＰＷＭパルス信号の刻み幅を定めるスイッチング周波数、すなわちキャリア周波数ｆｃを表している。図３から、スイッチング周波数を高くするほど、モータ損失が低下する一方でインバータ損失が増大し、これらの損失がトレードオフ関係にあることが分かる。そのため、従来のモータ制御手法では、システム損失が最小となる極小点（システム最高効率点）を目指して、キャリア周波数ｆｃの調整を行うことが一般的であった。

しかしながら、本発明の発明者らは、モータのトルクや回転数によっては、必ずしも上記のようなトレードオフ関係が成り立つわけではないことを見出した。この点について、以下に詳しく説明する。

図４は、キャリア周波数ｆｃを8kHzとしたときのＰＷＭパルス信号を用いて、８極機の永久磁石同期モータを8,000r/minで駆動させたときの電流波形のシミュレーション結果の一例を示す図である。図６（ａ）は、シミュレーションにより求められたＵ相電流波形の例を示し、図６（ｂ）は、図６（ａ）の電流波形の周波数成分をＦＦＴ（Fast Fourier Transformation）により解析した結果を示す図である。これらの図から、電流指令に応じた基本波の振幅が数A程度とあまり大きくなくても、キャリア周波数ｆｃ近傍の周波数成分の電流歪み（時間高調波に起因した電流歪み）が基本波と同程度の振幅で発生しており、これによって電流波形の変動が大きくなっていることが分かる。

図５は、図４のモータ駆動条件でのシステム損失におけるモータ損失とインバータ損失の割合を示す図である。図５では、図４（ａ）に例示した電流波形で発生するモータ損失およびインバータ損失と、これらを合計したシステム損失とを、電磁界解析によりそれぞれ計算した例を示している。図５より、モータに流れる電流が数A程度とあまり大きくない領域では、システム損失においてモータ損失が99.88%と大多数を占める一方で、インバータ損失は0.12%と極小であることが分かる。さらに、モータ損失の内訳を詳しく分析すると、高調波に由来する各種モータ損失（高調波鉄損、磁石損、ＡＣ銅損）が、モータ損失全体のうち18%を占めることも分かった。さらに、この高調波由来のモータ損失（高調波鉄損、磁石損、ＡＣ銅損）は、上記の時間高調波に起因した電流歪みによって発生していることも分かった。

続いて、車両走行時のモータ動作例について以下に説明する。図６は、車両走行時のモータ回転数とモータトルクの関係の一例を示す図である。図６では、モータ駆動システム１００を搭載した車両をＷＬＴＣ（Worldwide harmonized Light vehicle Test Cycles）モードで走行させたときのモータ回転数とモータトルクの関係を、横軸をモータ回転数（r/min）、縦軸をモータトルク（Nm）としたＮＴ特性図上に示している。図６より、ＷＬＴＣ走行モードにおけるモータトルクの動作点は、トルク値０を中心とした一定範囲内、すなわちモータ負荷が一定以下の領域に多く存在することが確認できる。特に、トルク値０付近の領域ではモータ２が連れ回り駆動しており、この連れ回り駆動の領域内にも多くのトルク動作点が存在していることが分かる。

なお、一般的にはモータトルクが大きくなるほど変調率も増大するため、図６より、ＷＬＴＣ走行モードにおけるモータトルクの動作点は、変調率が一定範囲内の領域に多く存在するとも言える。変調率とは直流電圧と交流電圧の比を表すパラメータであり、電圧利用率とも呼ばれる。変調率は、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑおよび高圧バッテリ５の電圧Ｈｖｄｃに基づいて、以下の式（１）により算出される。
Ｈ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／Ｈｖｄｃ ・・・（１）

以上説明したように、ＷＬＴＣ走行モードでは、モータトルクの絶対値が一定値以下（変調率1.25以下）の領域が過半であり、その中にはモータ２が連れ回り駆動している領域も多く含まれている。なお、モータ２の回転速度が一定値以上のときには、回転子の磁石の誘起電圧によって高圧バッテリ５からインバータ３に印加される電圧Ｈｖｄｃが飽和しないように、弱め界磁電流をモータ２に通電する必要がある。しかしながら、図６から分かるように、ＷＬＴＣ走行モードではモータトルクが全体的に小さく、そのため弱め界磁電流の通電は車両走行中の多くの時間帯で行われていない。

そこで本実施形態では、モータ２が連れ回り駆動している場合には、インバータ損失が増加しない範囲で、キャリア周波数ｆｃの向上による時間高調波の改善を実施することとした。上記のように、車両走行中には変調率が1.25を超過しないことが多いため、モータ２の連れ回り駆動時にキャリア周波数ｆｃを向上させることで、システム損失の低減に対してより大きな効果が得られる。

なお、本実施形態のモータ制御装置１では、モータ２が最高回転数のときに固定子の各電機子コイルに誘起される誘起電圧が、インバータ３のスイッチング素子の耐圧を超過しないように、モータ２の各部品特性を選定している。すなわち、本実施形態のモータ制御装置１は、モータ２の回転により発生する誘起電圧がインバータ３のスイッチング素子の耐圧未満となるように、モータ２の駆動を制御する。

図７は、キャリア周波数ｆｃを変更したときのシステム損失（モータ損失とインバータ損失の和）の例を示す図である。図７では、図４と同様のモータ駆動条件においてキャリア周波数ｆｃを変化させた場合のスイッチング周波数とシステム損失の関係を例示している。図７において、グラフ４１はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）をスイッチング素子に用いた場合のスイッチング周波数とシステム損失の例を表し、グラフ４２はＳｉＣ（シリコンカーバイド）半導体をスイッチング素子に用いた場合のスイッチング周波数とシステム損失の例を表している。

なお、モータ２の連れ回り駆動時には、図５で説明したようにインバータ損失が極小であるため、図３に示したようなシステム最高効率となる極小点が存在しない。そのため、図７のグラフ４１，４２に示すように、システム損失はスイッチング周波数の増加に対して単調減少となる。このように、本発明の発明者らは、モータ負荷が比較的小さい場合のシステム損失は、キャリア周波数ｆｃに対して単調減少となることを発見した。つまり、モータ２が連れ回り駆動しているときには、モータ制御装置１を実現するマイコンの処理負荷の制約や、インバータ３のゲート駆動回路３２に電源を供給する不図示のゲート電源の容量の制約に応じた範囲内で、できるだけキャリア周波数ｆｃを向上することにより、モータ高調波損を最大限に低減できる。

なお、グラフ４１，４２に示すような単調減少の曲線と、システム最高効率となる極小点を持つ曲線との分岐点は、モータトルクや電流によって決定される。そのため、事前に電磁界解析によるシミュレーションや実機検証を行うことにより、キャリア周波数ｆｃの制御を切り替えるトルク条件や電流条件を決定する必要がある。こうして決定したトルク条件や電流条件を閾値として、キャリア周波数ｆｃを向上させるか否かを閾値の前後で切り替えることにより、モータ２が連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、モータ駆動時に発生する電力損失を十分に低減することが可能となる。

図８は、本発明の第１の実施形態におけるキャリア周波数調整部１６の処理を示すフローチャートである。図８のフローチャートに示す処理は、キャリア周波数調整部１６において、例えば所定の処理周期ごとに実施される。

ステップＳ１０１では、トルク指令Ｔ＊、または電流指令生成部１１が生成したｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値を取得する。なお、これらの両方を取得してもよいし、一方のみを取得してもよい。

ステップＳ１０２では、ステップＳ１０１で取得したトルク指令Ｔ＊または電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊）の絶対値を所定の閾値と比較し、トルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値が閾値以下であるか否かを判定する。このとき、ステップＳ１０１でトルク指令Ｔ＊を取得した場合は、そのトルク指令Ｔ＊の絶対値をトルク指令に対する閾値と比較し、電流指令を取得した場合は、その電流指令の絶対値を電流指令に対する閾値と比較すればよい。なお、ステップＳ１０２の判定で用いられる閾値は、前述のように、事前に行われた電磁界解析によるシミュレーションもしくは実験の結果に基づいて決定されたものが、モータ制御装置１において記憶されている。

ステップＳ１０２の処理において、トルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値が閾値以下である場合は、モータ２が連れ回り駆動していると判定してステップＳ１１０へ進む。一方、トルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値が閾値より大きい場合は、モータ２が連れ回り駆動していないと判定し、図８のフローチャートに示す処理を終了する。この場合、キャリア周波数調整部１６は、通常の同期ＰＷＭ制御と同様に、回転速度ωｒに基づいてキャリア周波数ｆｃを調整する。

ステップＳ１１０では、通常の同期ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数ｆｃに対して、所定の制約範囲内でキャリア周波数ｆｃを上昇させる。これにより、モータ２が連れ回り駆動しているときのキャリア周波数ｆｃが、モータ２が連れ回り駆動していないときのキャリア周波数ｆｃよりも高くなるように、キャリア周波数ｆｃを調整する。その結果、トルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値が所定の閾値以下である場合は、ＰＷＭ制御部１８により、モータ２の固定子と回転子の間におけるギャップ磁束密度の高調波脈動が抑制されるように、インバータ３の動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成することができる。なお、キャリア周波数ｆｃの制約範囲は、前述のように、例えばモータ制御装置１を実現するマイコンの処理負荷や、インバータ３のゲート駆動回路３２に電源を供給するゲート電源の容量などに基づいて決定されたものが、モータ制御装置１において記憶されている。

ステップＳ１１０でキャリア周波数ｆｃの調整を実施したら、図８のフローチャートに示す処理を終了する。

図９は、本発明の第１の実施形態におけるキャリア周波数調整の例を示す図である。図９（ａ）は、トルク指令Ｔ＊または電流指令の時間変化の様子の一例を示す図であり、横軸に時間を、縦軸にトルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値を示している。図９（ｂ）は、図９（ａ）に対する調整後のキャリア周波数ｆｃの時間変化の様子の一例を示す図であり、横軸に時間を、縦軸にキャリア周波数ｆｃを示している。

図９（ａ）に示すように、時刻ｔ１まではモータ２が通常駆動しており、このときのトルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値は比較的大きい。一方、時刻ｔ１以降ではモータ２が連れ回り駆動しており、このときのトルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値は通常駆動時よりも小さく、所定の閾値未満となっている。その結果、図９（ｂ）に示すように、時刻ｔ１以降の連れ回り駆動時には、時刻ｔ１までの通常駆動時と比べて所定の制約範囲内でキャリア周波数ｆｃが高くなるように、キャリア周波数ｆｃが変化する。

なお、時刻ｔ１においてキャリア周波数ｆｃを一度に上昇させると、これに応じてモータ２の制御量も急峻に変化するため、モータ２の駆動状態が急激に変わって振動や騒音の原因となることがある。これを避けるため、通常駆動から連れ回り駆動への変化に応じてキャリア周波数ｆｃを変更するときには、単位時間あたりのキャリア周波数ｆｃの変化レートが所定値以下となるように、キャリア周波数ｆｃの変化幅に上限を設けてもよい。

本実施形態のモータ制御装置１は、以上説明したような動作を行うことにより、モータ２が連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、インバータ３のスイッチング周波数の増加によるインバータ損失の増加を抑制しつつ、モータ２における高調波由来のモータ損失（高調波鉄損、磁石損、ＡＣ銅損）を抑制することができる。その結果、システム損失を低減することが可能となる。

図１０は、本発明を適用しない従来のモータ制御と、本発明を適用した場合のモータ制御とについて、それぞれの場合におけるシステム損失の計算結果の一例を示す図である。なお、図１０の例では、車両の走行パターンがＷＬＴＣモードであるときのシステム損失の計算結果を示している。

図１０から、本発明を適用した場合のモータ制御では、従来のモータ制御と比べて、システム損失を2.7%削減できることが分かる。

続いて、本実施形態におけるマイコン処理負荷の低減方法について以下に説明する。

本実施形態のモータ制御装置１において、連れ回り駆動時のシステム損失を最小化するためには、前述のように、マイコンの処理負荷やゲート電源の容量に応じた制約範囲内で、キャリア周波数ｆｃをできるだけ高くしてスイッチング周波数を向上させる必要がある。そのためには、マイコンの処理負荷をできるだけ低減することが望ましい。以下では、図１１および１２を参照し、本実施形態のモータ制御装置１におけるマイコン処理負荷の軽減手法の一例を述べる。

図１１は、従来のモータ制御における搬送波信号Ｔｒと、モータ制御装置１であるマイコン内で実施される電流制御および電流指令出力との関係を示す図である。従来のモータ制御では、例えば搬送波信号Ｔｒの山部分（上昇から下降に転じる点）と谷部分（下降から上昇に転じる点）でそれぞれマイコンの電流制御を開始し、算出されたデューティの電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊）を、次の電流制御期間に対応する搬送波信号Ｔｒの山部分または谷部分の期間で出力する。これにより、刻みが細かく時間高調波が少ないＰＷＭパルス信号を生成することができる。

しかしながら、図１１のような従来のモータ制御方法では、例えばキャリア周波数ｆｃが20kHzである場合、電流制御の開始タイミングの間隔は25μsとなる。そのため、マイコンにおける電流制御の処理負荷が相対的に大きく、他の処理に充てられる時間が減ってしまうという問題がある。

図１２は、本実施形態のモータ制御装置１における搬送波信号Ｔｒと、モータ制御装置１であるマイコン内で実施される電流制御および電流指令出力との関係を示す図である。本実施形態のモータ制御装置１では、例えば図１２に示すように、搬送波信号Ｔｒの山部分と谷部分の３回あたりに１回の割合で、マイコンの電流制御を開始する。そして、算出されたデューティの電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊）を、次の電流制御期間に対応する搬送波信号Ｔｒの期間、すなわち連続する３つの山部分および谷部分の期間において、繰り返し出力する。これにより、電流制御の周期と搬送波信号Ｔｒの周期とを分離して、マイコンにおける電流制御の処理負荷を低減しつつ、刻みが細かく時間高調波が少ないＰＷＭパルス信号を生成することを可能としている。

なお図１２では、搬送波信号Ｔｒの山部分と谷部分の３回あたりに１回の割合でマイコンの電流制御を行う例を示したが、他の割合としてもよい。少なくとも、搬送波信号Ｔｒの周期の半分、すなわち山部分と谷部分の間隔よりも、電流制御部１４が行う電圧指令の演算周期が長ければ、上記のような効果を奏することができる。すなわち、キャリア周波数調整部１６は、搬送波信号Ｔｒの周期の半分よりも電流制御部１４が行う電圧指令の演算周期が長くなるように、モータ２が連れ回り駆動しているときのキャリア周波数ｆｃを調整することで、電流制御の処理負荷を低減し、さらなるスイッチング周波数の向上を図ることができる。なお、マイコンの処理能力に余裕がある場合は、必ずしも図１２のようなモータ制御方法を採用する必要はなく、図１１のような従来のモータ制御方法であっても構わない。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）モータ制御装置１は、直流電力を交流電力に変換してモータ２へ出力するインバータ３と接続され、トルク指令Ｔ＊に応じてインバータ３の動作を制御することでインバータ３を用いてモータ２の駆動を制御する。モータ制御装置１は、搬送波信号Ｔｒを生成する搬送波生成部１７と、搬送波の周波数であるキャリア周波数ｆｃを調整するキャリア周波数調整部１６と、搬送波信号Ｔｒを用いて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部１８とを備える。キャリア周波数調整部１６は、モータ２が連れ回り駆動しているときのキャリア周波数ｆｃが、モータ２が連れ回り駆動していないときのキャリア周波数ｆｃよりも高くなるように、キャリア周波数ｆｃを調整する（ステップＳ１１０）。このようにしたので、モータ２が連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、モータ駆動時に発生する電力損失を十分に低減することができる。

（２）キャリア周波数調整部１６は、トルク指令Ｔ＊の絶対値を所定の閾値と比較し（ステップＳ１０２）、トルク指令Ｔ＊の絶対値が閾値以下である場合に（ステップＳ１０２：Ｙｅｓ）、モータ２が連れ回り駆動していると判定する。このようにしたので、モータ２が連れ回り駆動しているか否かを容易に判定することができる。

（３）上記閾値は、事前に行われた電磁界解析シミュレーションもしくは実験の結果に基づいて決定される。このようにしたので、適切な閾値を設定することができる。

（４）モータ２が連れ回り駆動しているときのキャリア周波数ｆｃは、モータ制御装置１の処理負荷と、インバータ３が有するゲート駆動回路３２に電源を供給するゲート電源の容量と、の少なくとも一方に基づいて決定される。このようにしたので、モータ２が連れ回り駆動しているときのキャリア周波数ｆｃを可能な範囲内で上昇することができる。

（５）モータ制御装置１は、モータ２の回転により発生する誘起電圧がインバータ３のスイッチング素子の耐圧未満となるように、モータ２の駆動を制御する。このようにしたので、モータ２を高回転駆動させた場合であっても、誘起電圧によりインバータ３のスイッチング素子が破壊されてしまうのを防止できる。

（６）モータ制御装置１は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を所定の演算周期ごとに演算する電流制御部１４を備える。キャリア周波数調整部１６は、搬送波信号Ｔｒの周期の半分よりも電流制御部１４による電圧指令の演算周期が長くなるように、モータ２が連れ回り駆動しているときのキャリア周波数ｆｃを調整することができる。このようにすれば、マイコンを用いてモータ制御装置１を実現する際に、マイコンにおける電流制御の処理負荷を低減しつつ、刻みが細かく時間高調波が少ないＰＷＭパルス信号を生成することができる。

（７）キャリア周波数調整部１６は、キャリア周波数ｆｃの変化レートが所定値以下となるように、キャリア周波数ｆｃを調整してもよい。このようにすれば、モータ２の駆動状態が通常の駆動状態から連れ回り駆動に切り替えられた際に、振動や騒音が発生するのを防ぐことができる。

（８）モータ制御装置１は、直流電力を交流電力に変換してモータ２へ出力するインバータ３と接続され、トルク指令Ｔ＊に応じてインバータ３の動作を制御することでインバータ３を用いてモータ２の駆動を制御する。モータ制御装置１は、トルク指令Ｔ＊の絶対値が所定の閾値以下である場合に、モータ２の固定子と回転子の間におけるギャップ磁束密度の高調波脈動が抑制されるように、インバータ３の動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。このようにしたので、モータ２が連れ回り駆動している場合において、モータ駆動時に発生する電力損失を低減することができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。前述の第１の実施形態では、モータ２の連れ回り駆動時にはインバータ損失が少ないことに着目して、キャリア周波数ｆｃを上昇させることで時間高調波を削減し、これによって高調波由来のモータ損失（磁石損、ＡＣ銅損、鉄損）を削減することで、システム損失を低減するモータ制御方法を説明した。これに対して、第２の実施形態では、さらに弱め界磁制御時の鉄損の削減を実現するモータ制御方法について説明する。

図１３は、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置１Ａの機能構成を示すブロック図である。図１３において、モータ制御装置１Ａは、指令補正部１１Ａおよび切替部１１Ｂをさらに備えている以外の点では、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１と同様の構成を有している。

指令補正部１１Ａは、電流指令生成部１１が生成するｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊をそれぞれ補正するための補正ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および補正ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊を演算する。このとき指令補正部１１Ａは、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に所定の時間次数に応じた脈動をそれぞれ重畳するための電流指令を演算し、その演算結果を、補正ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および補正ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊として出力する。なお、指令補正部１１Ａによる補正ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊、補正ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊の演算方法の詳細については後述する。

切替部１１Ｂは、電流指令生成部１１と指令補正部１１Ａとの接続状態を切り替える。切替部１１Ｂにより電流指令生成部１１と指令補正部１１Ａが接続されると、電流指令生成部１１から出力されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に、指令補正部１１Ａから出力された補正ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊、補正ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊がそれぞれ重畳され、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊が補正される。こうして補正された補正後のｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、電流制御部１４に入力され、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の演算に利用される。

本実施形態のモータ制御装置１Ａは、モータ２が連れ回り駆動しており、かつモータ２の弱め界磁制御を実施しているときに、電流指令生成部１１と指令補正部１１Ａを接続するように切替部１１Ｂを切り替える。これにより、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊の補正が行われるようにする。

次に、モータ制御装置１Ａにおける指令補正部１１Ａの動作について説明する。指令補正部１１Ａは、前述のように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に所定の時間次数に応じた脈動をそれぞれ重畳するための補正ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊、補正ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊を求める。このとき指令補正部１１Ａは、モータ２において発生する振動や騒音を打ち消すように、モータ回転速度ωｒやトルク指令Ｔ＊に基づいて電流指令に重畳する脈動の振幅および位相を調整することで、補正ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊、補正ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊を演算する。

図１４は、本発明の第２の実施形態に係る指令補正部１１Ａのブロック図である。指令補正部１１Ａは、重畳ｄｑ軸電流振幅演算部１１１、重畳ｄｑ軸電流位相演算部１１２、補正ｄｑ軸電流指令生成部１１３を有する。

重畳ｄｑ軸電流振幅演算部１１１は、トルク指令Ｔ＊、高圧バッテリ５の電圧Ｈｖｄｃおよびモータ回転速度ωｒに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊にそれぞれ重畳する脈動の振幅を演算する。本実施形態では、重畳ｄｑ軸電流振幅演算部１１１は、例えば８極４８スロットのモータ２を対象として、電気角周波数の６倍から２４倍までの各時間次数、すなわち時間６次（回転２４次）、時間１２次（回転４８次）、時間１８次（回転７２次）、時間２４次（回転９６次）の各次数について、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に対してそれぞれ重畳する脈動の振幅を演算する。なお図１４では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に対する脈動の振幅と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に対する脈動の振幅とを併せて、次数ごとに示している。すなわち、図１４に示した重畳ｄｑ軸電流振幅Ｉｄｑ６、Ｉｄｑ１２、Ｉｄｑ１８、Ｉｄｑ２４は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に対する６次、１２次、１８次、２４次の各時間次数での脈動の振幅をそれぞれ表している。

重畳ｄｑ軸電流位相演算部１１２は、トルク指令Ｔ＊、高圧バッテリ５の電圧Ｈｖｄｃ、モータ回転速度ωｒおよび回転位置θに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊にそれぞれ重畳する脈動の位相を演算する。本実施形態では、重畳ｄｑ軸電流位相演算部１１２は、例えば８極４８スロットのモータ２を対象として、電気角周波数の６倍から２４倍までの各時間次数、すなわち時間６次（回転２４次）、時間１２次（回転４８次）、時間１８次（回転７２次）、時間２４次（回転９６次）の各次数について、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に対してそれぞれ重畳する脈動の位相を演算する。なお図１４では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に対する脈動の位相と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に対する脈動の位相とを併せて、次数ごとに示している。すなわち、図１４に示した重畳ｄｑ軸電流位相θｄｑ６、θｄｑ１２、θｄｑ１８、θｄｑ２４は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に対する６次、１２次、１８次、２４次の各時間次数での脈動の位相をそれぞれ表している。

補正ｄｑ軸電流指令生成部１１３は、重畳ｄｑ軸電流振幅演算部１１１が演算した各次数の脈動の振幅、すなわち重畳ｄｑ軸電流振幅Ｉｄｑ６、Ｉｄｑ１２、Ｉｄｑ１８、Ｉｄｑ２４と、重畳ｄｑ軸電流位相演算部１１２が演算した各次数の脈動の位相、すなわち重畳ｄｑ軸電流位相θｄｑ６、θｄｑ１２、θｄｑ１８、θｄｑ２４とに基づき、当該脈動に対応する重畳ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および重畳ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊を生成する。

補正ｄｑ軸電流指令生成部１１３が生成した重畳ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および重畳ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊は、切替部１１Ｂを介して電流指令生成部１１の出力側に入力され、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊からこれらの値がそれぞれ減算される。これにより、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に対して、モータ２の回転に応じた脈動としての重畳ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および重畳ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊がそれぞれ重畳される。そして、得られた各演算結果が、補正後のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊として、電流制御部１４へ入力される。

なお、重畳ｄｑ軸電流振幅演算部１１１における重畳ｄｑ軸電流振幅Ｉｄｑ６、Ｉｄｑ１２、Ｉｄｑ１８、Ｉｄｑ２４の演算や、重畳ｄｑ軸電流位相演算部１１２における重畳ｄｑ軸電流位相θｄｑ６、θｄｑ１２、θｄｑ１８、θｄｑ２４の演算は、例えば、予め記憶されたマップ情報に基づいて行うことができる。各マップ情報は、トルク指令Ｔ＊、高圧バッテリ５の電圧Ｈｖｄｃおよびモータ回転速度ωｒの様々な組み合わせに対して、弱め界磁制御時のモータ２に発生する鉄損を効果的に低減可能な脈動の振幅や位相ずれを、予めシミュレーションや実測により次数毎に求めることで、事前に作成しておくことが可能である。

続いて、本実施形態における弱め界磁制御時の鉄損の削減について説明する。第１の実施形態では、図６に例示したように、車両走行中には変調率が1.25を超過しないことが多いモータ２を対象として、連れ回り駆動時のシステム損失を削減する方法を説明した。しかしながら、近年では誘起電圧を向上させ、電流あたりのモータ損失を減らした構造のモータが増えている。そのようなモータを図１のモータ駆動システム１００においてモータ２として使用する場合、第１の実施形態で説明したモータ制御方法だけでは、システム損失の削減に十分な効果が得られない可能性がある。その理由を、以下に図１５を参照して説明する。

図１５は、ｄ軸電流Ｉｄをモータ２に印可したときの時間次数ごとの鉄損の一例を示している。時間次数とｄ軸電流Ｉｄの関係に着目すると、ｄ軸電流Ｉｄを０Aとした場合は、時間１次の鉄損が多く発生することが分かる。また、ｄ軸電流Ｉｄを０Aから徐々に増加させると、時間５次成分の鉄損が増加する一方、ｄ軸電流Ｉｄの通電による弱め界磁効果によって時間１次の鉄損は減少することが分かる。

上記のように、モータ２では時間５次成分の鉄損が弱め界磁によって大きく変わることから、この時間成分（ｄｑ軸に換算すると時間６次成分）の脈動電流指令により、弱め界磁制御時の鉄損を抑制することができる。つまり、事前の電磁界解析によってｄｑ軸脈動電流の６次成分の振幅と位相を予め計算しておき、その電流指令に追従するように電流制御を行うことで、弱め界磁によって増大した鉄損を低減させることが可能となる。

本実施形態では、図１３、１４で説明した指令補正部１１Ａおよび切替部１１Ｂにより、上記のような電流制御を実現している。すなわち、モータ２が弱め界磁制御されているときには、切替部１１Ｂにより電流指令生成部１１と指令補正部１１Ａを接続し、指令補正部１１Ａが生成した重畳ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および重畳ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊を用いて、モータ２の回転に応じた脈動をｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊にそれぞれ重畳する。そして、補正後のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を電流制御部１４に入力して電流制御を行うことにより、弱め界磁によって増大した鉄損を低減可能なＰＷＭパルス信号がＰＷＭ制御部１８において生成されるようにしている。

図１６は、本発明の第２の実施形態における指令補正部１１Ａ、切替部１１Ｂおよびキャリア周波数調整部１６の処理を示すフローチャートである。図１６のフローチャートに示す処理は、指令補正部１１Ａ、切替部１１Ｂおよびキャリア周波数調整部１６において、例えば所定の処理周期ごとに実施される。

ステップＳ１０１、Ｓ１０２では、第１の実施形態で説明した図８のフローチャートと同様の処理をそれぞれ実施する。ステップＳ１０２の処理において、トルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値が閾値以下である場合は、モータ２が連れ回り駆動していると判定してステップＳ１０３へ進む。一方、トルク指令Ｔ＊または電流指令の絶対値が閾値より大きい場合は、モータ２が連れ回り駆動していないと判定し、図１６のフローチャートに示す処理を終了する。この場合、キャリア周波数調整部１６は、通常の同期ＰＷＭ制御と同様に、回転速度ωｒに基づいてキャリア周波数ｆｃを調整する。

ステップＳ１０３では、モータ２に対して弱め界磁制御を実施中であるか否かを判定する。ＰＷＭ制御部１８がモータ２の磁束を弱めるようにＰＷＭパルス信号を生成する弱め界磁制御をモータ２に対して実施中である場合はステップＳ１２０へ進み、そうでない場合はステップＳ１１０へ進む。

ステップＳ１０３からステップＳ１１０へ進んだ場合は、図８のフローチャートと同様に、通常の同期ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数ｆｃに対して、所定の制約範囲内でキャリア周波数ｆｃを上昇させる。なお、この場合も第１の実施形態と同様に、キャリア周波数ｆｃの制約範囲は、例えばモータ制御装置１Ａを実現するマイコンの処理負荷や、インバータ３のゲート駆動回路３２に電源を供給するゲート電源の容量などに基づいて決定されたものが、モータ制御装置１Ａにおいて記憶されている。

ステップＳ１１０でキャリア周波数ｆｃの調整を実施したら、図１６のフローチャートに示す処理を終了する。

一方、ステップＳ１０３からステップＳ１２０へ進んだ場合、ステップＳ１２０では、切替部１１Ｂを接続側に切り替えて、指令補正部１１Ａを電流指令生成部１１の出力側に接続する。

ステップＳ１２１では、指令補正部１１Ａによる電流指令の補正を実施する。このとき指令補正部１１Ａは、前述のようにして重畳ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および重畳ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊を生成し、これらを用いてｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊をそれぞれ補正することで、モータ２の回転に応じた脈動をｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に重畳する。

ステップＳ１２１で電流指令の補正を実施したら、図１６のフローチャートに示す処理を終了する。

なお図１３では、指令補正部１１Ａが生成する重畳ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および重畳ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊により、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を補正する例を説明したが、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊を補正する代わりに、電流制御部１４が生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を補正するようにしてもよい。この場合、指令補正部１１Ａでは、重畳ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および重畳ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊を生成する代わりに、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に所定の時間次数に応じた脈動をそれぞれ重畳するための電圧指令として、重畳ｄ軸電圧指令Ｖｈｄ＊および重畳ｑ軸電圧指令Ｖｈｑ＊を生成すればよい。なお、重畳ｄ軸電圧指令Ｖｈｄ＊および重畳ｑ軸電圧指令Ｖｈｑ＊の生成は、重畳ｄ軸電流指令Ｉｈｄ＊および重畳ｑ軸電流指令Ｉｈｑ＊の生成と同様に、例えば予め記憶されたマップ情報に基づいて行うことができる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、第１の実施形態で説明した各作用効果に加えて、さらに以下の作用効果を奏する。

（９）モータ制御装置１Ａは、トルク指令Ｔ＊に基づくｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する電流指令生成部１１と、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する電流制御部１４と、モータ２に流れる電流において特定次数の高調波成分が重畳されるように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊、または、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を補正する指令補正部１１Ａとを備える。ＰＷＭ制御部１８は、モータ２の磁束を弱めるようにＰＷＭパルス信号を生成する弱め界磁制御を実施可能である。指令補正部１１Ａは、モータ２が連れ回り駆動しており（ステップＳ１０２：Ｙｅｓ）、かつ、ＰＷＭ制御部１８が弱め界磁制御を実施しているとき（ステップＳ１０３：Ｙｅｓ）に、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊、または、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の補正を実施する（ステップＳ１２１）。キャリア周波数調整部１６は、ＰＷＭ制御部１８が弱め界磁制御を実施していない場合において（ステップＳ１０３：Ｎｏ）、モータ２が連れ回り駆動しているときのキャリア周波数ｆｃが、モータ２が連れ回り駆動していないときのキャリア周波数ｆｃよりも高くなるように、キャリア周波数ｆｃを調整する（ステップＳ１１０）。このようにしたので、モータ２が連れ回り駆動している場合とそうでない場合とのそれぞれにおいて、モータ駆動時に発生する電力損失を十分に低減するとともに、さらに弱め界磁制御時の鉄損の削減を実現することができる。

（１０）上記の特定次数は、例えば６次、１２次、１８次、２４次のように、電気角で６の倍数の次数である。このようにしたので、ｄ軸電流Ｉｄをモータ２に印可したときの時間次数ごとの鉄損のうち、弱め界磁によって大きく変わる次数成分を、効果的に削減することが可能となる。

なお、以上説明した第１、第２の各実施形態では、外部から入力されるトルク指令Ｔ＊に基づいて、モータ制御装置１，１Ａがモータ２の駆動を制御する例を説明したが、トルク指令Ｔ＊でなく、例えば車両の運転者が行うアクセルペダルの操作に応じたアクセル指令や、車両の自動運転制御を行う自動運転制御装置から出力されるトルク指令等に基づいて、モータ２の駆動を制御するようにしてもよい。

また、以上説明した第１、第２の各実施形態において、トルク指令Ｔ＊の絶対値が所定の閾値以下であり、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊がほぼ０とみなせる場合には、モータ制御装置１，１Ａからインバータ３へのＰＷＭパルス信号の出力を停止してもよい。このようにすれば、モータ２において連れ回り駆動時に流れる電流がダイオードで整流されるため、さらなるシステム損失の低減を図ることができる。

あるいは、以上説明した第１、第２の各実施形態において、インバータ３とモータ２の間に遮断器を設け、トルク指令Ｔ＊の絶対値が所定の閾値以下であり、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊がほぼ０とみなせる場合には、この遮断器をオフすることにより、インバータ３とモータ２の接続を遮断してもよい。このようにすれば、モータ２において連れ回り駆動時に電流が流れないようにして、システム損失を最小化することができる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。

図１７は、本発明の第３の実施形態におけるハイブリッドシステム７２の構成図である。

図１７に示すように、ハイブリッドシステム７２は、第１、第２の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１または１Ａ、モータ２、インバータ３、回転位置検出器４、高圧バッテリ５、電流検出部７）と、これと同様のモータ駆動システム１０１（モータ制御装置１または１Ａ、モータ２ａ、インバータ３ａ、回転位置検出器４ａ、高圧バッテリ５、電流検出部７ａ）とを含んで構成される。モータ駆動システム１００，１０１は、モータ制御装置１，１Ａと高圧バッテリ５を共有している。

モータ２ａには、回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ８ａが取り付けられている。回転位置検出器４ａは、回転位置センサ８ａの入力信号から回転位置θａを演算し、モータ制御装置１，１Ａに出力する。インバータ３ａとモータ２ａの間には、電流検出部７ａが配置されている。モータ２ａの回転子において発生したトルクは、回転子に固定された回転軸からモータ駆動システム１０１の外部へと伝達される。

インバータ３ａは、インバータ回路３１ａ、ゲート駆動回路３２ａおよび平滑キャパシタ３３ａを有する。ゲート駆動回路３２ａは、インバータ３のゲート駆動回路３２と共通のモータ制御装置１，１Ａに接続されており、モータ制御装置１，１Ａから入力されるＰＷＭパルス信号に基づいて、インバータ回路３１ａが有する各スイッチング素子を制御するためのゲート駆動信号を生成し、インバータ回路３１ａに出力する。インバータ回路３１ａおよび平滑キャパシタ３３ａは、インバータ回路３１および平滑キャパシタ３３と共通の高圧バッテリ５に接続されている。

モータ制御装置１，１Ａには、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊と、モータ２ａに対するトルク指令Ｔａ＊とが入力される。モータ制御装置１，１Ａは、これらのトルク指令に基づき、第１の実施形態または第２の実施形態で説明したような方法でモータ２，２ａの駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号をそれぞれ生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、モータ制御装置１，１Ａが有するキャリア周波数調整部１６により、モータ２，２ａが連れ回り駆動している場合には、連れ回り駆動していない場合よりもキャリア周波数ｆｃが高くなるように、キャリア周波数ｆｃを調整する。これにより、システム損失を低減する。なお、キャリア周波数調整部１６は、モータ２，２ａのそれぞれに対してキャリア周波数ｆｃを別々の値で設定してもよい。

モータ２には、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２が接続されている。エンジンシステム７２１は、エンジン制御部７２２の制御により駆動し、モータ２を回転駆動させる。モータ２は、エンジンシステム７２１により回転駆動されることで発電機として動作し、交流電力を発生する。モータ２が発生した交流電力は、インバータ３により直流電力に変換され、高圧バッテリ５に充電される。これにより、ハイブリッドシステム７２をシリーズハイブリッドシステムとして機能させることができる。なお、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２は、モータ２ａに接続可能としてもよい。

本実施形態によれば、第１、第２の実施形態でそれぞれ説明したモータ制御装置１またはモータ制御装置１Ａを用いて、図１７のハイブリッドシステム７２が実現されることで、第１、第２の実施形態と同様に、モータ駆動システム１００とモータ駆動システム１０１のそれぞれに対して、システム損失の低減という効果が得られる。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。

図１８は、本発明の第４の実施の形態における機電一体ユニット７１の外観斜視図である。機電一体ユニット７１は、第１、第２の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１または１Ａ、モータ２およびインバータ３）を含んで構成される。モータ２とインバータ３はバスバー７１２を介して結合部７１３で接続される。モータ２の出力がギア７１１を介し、図示省略したディファレンシャルギアへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図１８ではモータ制御装置１，１Ａの図示を省略しているが、モータ制御装置１，１Ａは任意の位置に配置することができる。

この機電一体ユニット７１の特徴は、モータ２とインバータ３とギア７１１とが一体となった構造である。機電一体ユニット７１では、モータ２とインバータ３を合わせたシステム損失の低減が要求される。そこで、第１、第２の実施形態でそれぞれ説明したモータ制御装置１またはモータ制御装置１Ａを用いることにより、システム損失を低減できるため、高効率な機電一体ユニットを実現できる。

（第５の実施形態）
次に、図１９を用いて、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００を車両に適用した実施形態を説明する。

図１９は、本発明の第５の実施形態に係るハイブリッド自動車システムの構成図である。本実施形態のハイブリッド自動車システムは、図１９に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。

図１９に示すハイブリッド自動車システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。

前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるディファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。

エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリーとモータ２の回転軸に設けられたプーリーとがベルトを介して機械的に連結されている。

これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、モータ制御装置１または１Ａの制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。

すなわち、モータ２は、モータ制御装置１，１Ａの制御によってインバータ３から出力される三相交流電力を用いて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。

インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置に従って、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。

モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、自動車の低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。

車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。

加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などの回生モードを行う。

第１、第２の実施形態で説明したモータ駆動システム１００を用いて実現される図１９のハイブリッド自動車システムでは、モータ制御装置１，１Ａにおいて、モータ２が連れ回り駆動している場合には、連れ回り駆動していない場合よりもキャリア周波数ｆｃが高くなるように、キャリア周波数ｆｃを調整する。これにより、システム損失を低減することが可能となる。

なお、以上説明した各実施形態において、モータ制御装置１，１Ａ内の各構成（図２、図１３など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。モータ制御装置１，１Ａ内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めインバータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをインバータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。

なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

１，１Ａ…モータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置検出器、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…回転位置センサ、１１…電流指令生成部、１１Ａ…指令補正部、１１Ｂ…切替部、１２…速度算出部、１３…電流変換部、１４…電流制御部、１５…三相電圧変換部、１６…キャリア周波数調整部、１７…搬送波生成部、１８…ＰＷＭ制御部、３１…インバータ回路、３２…ゲート駆動回路、３３…平滑キャパシタ、７１…機電一体ユニット、７２…ハイブリッドシステム、１００，１０１…モータ駆動システム、７１１…ギア、７１２…バスバー、７１３…結合部、８００…車体、８０１…前輪車軸、８０２…前輪、８０３…前輪、８０４…後輪車軸、８０５…後輪、８０６…後輪、８１０…エンジン、８１１…ディファレンシャルギア、８１２…変速機、８２３…低圧バッテリ、８２４…ＤＣ－ＤＣコンバータ、８２５…スタータ

Claims (15)

1. 直流電力を交流電力に変換してモータへ出力するインバータと接続され、トルク指令に応じて前記インバータの動作を制御することで前記インバータを用いて前記モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
   搬送波を生成する搬送波生成部と、
   前記搬送波の周波数であるキャリア周波数を調整するキャリア周波数調整部と、
   前記搬送波を用いて電圧指令をパルス幅変調し、前記インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部と、を備え、
   前記キャリア周波数調整部は、前記モータが連れ回り駆動しているときの前記キャリア周波数が、前記モータが連れ回り駆動していないときの前記キャリア周波数よりも高くなるように、前記キャリア周波数を調整するモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記キャリア周波数調整部は、前記トルク指令の絶対値を所定の閾値と比較し、前記トルク指令の絶対値が前記閾値以下である場合に、前記モータが連れ回り駆動していると判定するモータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記閾値は、事前に行われた電磁界解析シミュレーションもしくは実験の結果に基づいて決定されるモータ制御装置。
4. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記トルク指令の絶対値が前記閾値以下である場合に、前記インバータへの前記ＰＷＭパルス信号の出力を停止するモータ制御装置。
5. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記トルク指令の絶対値が前記閾値以下である場合に、前記インバータと前記モータの接続を遮断するモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータが連れ回り駆動しているときの前記キャリア周波数は、前記モータ制御装置の処理負荷と、前記インバータが有するゲート駆動回路に電源を供給するゲート電源の容量と、の少なくとも一方に基づいて決定されるモータ制御装置。
7. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータの回転により発生する誘起電圧が前記インバータのスイッチング素子の耐圧未満となるように、前記モータの駆動を制御するモータ制御装置。
8. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電圧指令を所定の演算周期ごとに演算する電流制御部を備え、
   前記キャリア周波数調整部は、前記搬送波の周期の半分よりも前記演算周期が長くなるように、前記モータが連れ回り駆動しているときの前記キャリア周波数を調整するモータ制御装置。
9. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記キャリア周波数調整部は、前記キャリア周波数の変化レートが所定値以下となるように、前記キャリア周波数を調整するモータ制御装置。
10. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記トルク指令に基づく電流指令を生成する電流指令生成部と、
    前記電流指令に基づいて前記電圧指令を演算する電流制御部と、
    前記モータに流れる電流において特定次数の高調波成分が重畳されるように、前記電流指令または前記電圧指令を補正する指令補正部と、を備え、
    前記ＰＷＭ制御部は、前記モータの磁束を弱めるように前記ＰＷＭパルス信号を生成する弱め界磁制御を実施可能であり、
    前記指令補正部は、前記モータが連れ回り駆動しており、かつ、前記ＰＷＭ制御部が前記弱め界磁制御を実施しているときに、前記電流指令または前記電圧指令の補正を実施し、
    前記キャリア周波数調整部は、前記ＰＷＭ制御部が前記弱め界磁制御を実施していない場合において、前記モータが連れ回り駆動しているときの前記キャリア周波数が、前記モータが連れ回り駆動していないときの前記キャリア周波数よりも高くなるように、前記キャリア周波数を調整するモータ制御装置。
11. 請求項１０に記載のモータ制御装置において、
    前記特定次数は、電気角で６の倍数の次数であるモータ制御装置。
12. 直流電力を交流電力に変換してモータへ出力するインバータと接続され、トルク指令に応じて前記インバータの動作を制御することで前記インバータを用いて前記モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
    前記トルク指令の絶対値が所定の閾値以下である場合に、前記モータの固定子と回転子の間におけるギャップ磁束密度の高調波脈動が抑制されるように、前記インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するモータ制御装置。
13. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記インバータと、
    前記インバータにより駆動される前記モータと、
    前記モータに接続されたエンジンシステムと、を備えるハイブリッドシステム。
14. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記インバータと、
    前記インバータにより駆動される前記モータと、
    前記モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、
    前記モータ、前記インバータおよび前記ギアが一体構造となった機電一体ユニット。
15. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記インバータと、
    前記インバータにより駆動される前記モータと、を備え、
    前記モータの回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。

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