CN115699562A - 电动机控制装置、机电一体组件、发电机系统、升压转换系统以及电动车辆系统 - Google Patents

电动机控制装置、机电一体组件、发电机系统、升压转换系统以及电动车辆系统 Download PDF

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Abstract

电动机控制装置与进行从直流电力向交流电力的电力变换的电力变换器连接，控制使用所述交流电力驱动的交流电动机的驱动，具备：载波生成部，其生成载波；载波频率调整部，其调整所述载波的频率；和门控信号生成部，其使用所述载波来对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述电力变换器的动作的门控信号，所述载波频率调整部调整所述电压指令与所述载波的相位差，以使得减少对应于在所述交流电动机通电的d轴电流和所述交流电动机的旋转速度而在所述交流电动机的转子的磁铁产生的涡电流损失。

Description

电动机控制装置、机电一体组件、发电机系统、升压转换系统 以及电动车辆系统
技术领域
本发明涉及电动机控制装置、机电一体组件、发电机系统、升压转换系统以及电动车辆系统。
背景技术
电动汽车、混合动力汽车中所用的驱动用的电动机谋求大输出以及高转矩响应。因此，一般用逆变器驱动利用了保持强力的能量的稀土类的烧结磁铁的永磁铁式旋转电机(以下称作电动机)。逆变器通过PWM(脉冲宽度调制)控制将来自直流电源的直流电压变换为任意的电压/频率的线间电压(交流电压)，对电动机进行可变速驱动。例如，在考虑电动汽车中的使用的情况下，在市区行驶中，电动机集中在比较小的负载侧，在超车、汇流时的加速以及高速道路的行驶中，需要在大的负载侧进行高输出，进而，在坡度急的上坡，需要低速且大转矩。如此地，在电动汽车用的电动机中，由于电动机的负载对应于行驶状态频繁变化，电动机的发热量也发生变化，因此，电动机持续进行温度变化。而且，若电动机的磁铁温度为高温且在电动机以弱磁通电流为给定的电流以上进行通电，就会发生永磁铁不再产生原本的磁通的不可逆减磁。其结果，电动机的转矩特性发生变化，行驶的控制变得困难。
在专利文献1中提出了一种电动机驱动系统，检测遵循PWM控制控制的电动机电流的脉动电流宽度，并设定脉动电流宽度的基准值，基于这些比较来控制PWM控制中所用的载波的频率，由此实现用于将脉动电流宽度维持在适合水平的载波频率的反馈控制。由此，防止开关次数增大所导致的电力损失的增大，且防止交流电动机中的磁铁温度上升所导致的减磁发生。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2009-11028号公报
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1记载的技术中，存在在伴随开关频率的提升等变更的情况下逆变器的开关损失增大的课题。
用于解决课题的手段
本发明的电动机控制装置与进行从直流电力向交流电力的电力变换的电力变换器连接，控制使用所述交流电力进行驱动的交流电动机的驱动，具备：载波生成部，其生成载波；载波频率调整部，其调整所述载波的频率；和门控信号生成部，其使用所述载波来对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述电力变换器的动作的门控信号，所述载波频率调整部调整所述电压指令与所述载波的相位差，以使得减少对应于在所述交流电动机通电的d轴电流和所述交流电动机的旋转速度而在所述交流电动机的转子的磁铁产生的涡电流损失。
本发明的机电一体组件具备：电动机控制装置；所述电力变换器，其与所述电动机控制装置连接；所述交流电动机，其通过所述电力变换器驱动；和齿轮，其传递所述交流电动机的旋转驱动力，所述交流电动机、所述电力变换器以及所述齿轮成为一体构造。
本发明的发电机系统具备：电动机控制装置；所述电力变换器，其与所述电动机控制装置连接；所述交流电动机，其通过所述电力变换器驱动；和引擎系统，其与所述交流电动机连接。
本发明的升压转换系统具备：电动机控制装置；所述电力变换器，其与所述电动机控制装置连接；所述交流电动机，其通过所述电力变换器驱动；和升压转换器，其将所述直流电力的电压升压。
本发明的电动车辆系统具备：电动机控制装置；所述电力变换器，其与所述电动机控制装置连接；和所述交流电动机，其通过所述电力变换器驱动，所述电动车辆系统使用所述交流电动机的旋转驱动力来行驶。
发明的效果
根据本发明，能抑制逆变器的开关损失，且能防止电动机的不可逆减磁的产生。
附图说明
图1是具备本发明的一实施方式所涉及的电动机控制装置的电动机驱动系统的整体结构图。
图2是表示本发明的第1实施方式所涉及的电动机控制装置的功能结构的框图。
图3是本发明的第1实施方式所涉及的载波频率调整部的框图。
图4是本发明的第1实施方式所涉及的电压相位误差运算部的框图。
图5是本发明的基准电压相位运算的概念图。
图6是表示使调制波与载波的相位差变化的情况下的电压波形的关系的图。
图7是表示使调制波与载波的相位差变化的情况下的U相交流电压的谐波分量的图。
图8是表示调制波/载波相位差与d轴电流和的关系的图。
图9是表示d轴电流和的运算过程的流程图。
图10是表示调制波/载波相位差与d轴电流和、q轴电流和以及相电流和的关系的图。
图11是表示本发明的第3实施方式所涉及的电动机控制装置的功能结构的框图。
图12是本发明的第3实施方式所涉及的电流指令生成部的框图。
图13是表示调制波/载波相位差与d轴电流和、q轴电流和以及相电流和的关系的图。
图14是本发明的第4实施方式中的机电一体组件的外观立体图。
图15是本发明的第5实施方式中的发电机系统的结构图。
图16是本发明的第6实施方式中的升压转换系统的结构图。
图17是本发明的第7实施方式中的混合动力车辆系统的结构图。
具体实施方式
[第1实施方式]
以下使用附图来说明本发明的第1实施方式。
图1是具有本发明的一实施方式所涉及的电动机控制装置的电动机驱动系统的结构图。电动机驱动系统100具有电动机控制装置1、电动机2、逆变器3、高压蓄电池5、电流检测部7、旋转位置检测器8。
对电动机控制装置1从旋转位置检测器8输入电动机2的旋转位置θ。此外，从安装于电动机2的温度传感器52输入表征电动机2的转子中的磁铁的温度的磁铁温度Tmag。进而，从电流检测部7输入分别表征流过电动机2的三相的交流电流的Iu、Iv、Iw，由图示省略的上位控制装置输入转矩指令T*。电动机控制装置1根据这些输入信息来生成用于控制电动机2的驱动的门控(gate)信号，并输出到逆变器3。由此，控制逆变器3的动作，控制电动机2的驱动。另外，关于电动机控制装置1的细节，之后进行说明。
逆变器3具有逆变器电路31、PWM信号驱动电路32以及平滑电容器33。PWM信号驱动电路32基于从电动机控制装置1输入的门控信号来生成用于控制逆变器电路31所具有的各开关元件的PWM信号，并输出到逆变器电路31。逆变器电路31具有与U相、V相、W相的上臂以及下臂分别对应的开关元件。通过遵循从PWM信号驱动电路32输入的PWM信号分别控制这些开关元件，来将从高压蓄电池5供给的直流电力变换为交流电力，并输出到电动机2。平滑电容器33将从高压蓄电池5供给到逆变器电路31的直流电力平滑化。
高压蓄电池5是电动机驱动系统100的直流电压源，向逆变器3输出电源电压Hvdc。将高压蓄电池5的电源电压Hvdc通过逆变器3的逆变器电路31和PWM信号驱动电路32变换为可变电压、可变频率的脉冲状的三相交流电压，作为线间电压而对电动机2施加。由此，根据高压蓄电池5的直流电力来从逆变器3向电动机2供给交流电力。另外，高压蓄电池5的电源电压Hvdc对应于其充电状态而变动。
电动机2是通过从逆变器3供给的交流电力旋转驱动的三相同步电动机，具有定子(stator)以及转子(rotor)。在本实施方式中，将在转子的表面安装有钕磁铁、铁氧体磁铁等永磁铁的表面磁铁型的永磁铁同步电动机(SPMSM：Surface Permanent MagnetSynchronous Motor，表面永磁同步电动机)用作电动机2。若将从逆变器3输入的交流电力对设于定子的三相的线圈Lu、Lv、Lw施加，则在电动机2中三相交流电流Iu、Iv、Iw导通，在各线圈产生磁通。通过在该各线圈的磁通与配置于转子的永磁铁的磁铁磁通之间产生吸引力/排斥力，来在转子产生转矩，将电动机2旋转驱动。
在电动机2安装有用于检测转子的旋转位置θ的旋转位置传感器51。旋转位置检测器8根据旋转位置传感器51的输入信号来运算旋转位置θ。将旋转位置检测器8对旋转位置θ的运算结果输入到电动机控制装置1，在交流电力的相位控制中利用，其中，该交流电力的相位控制通过电动机控制装置1配合电动机2的感应电压的相位生成门控信号来进行。
在此，对于旋转位置传感器51，由铁芯和绕组构成的旋转变压器更适合，但即使是GMR传感器等利用了磁阻元件、霍尔元件的传感器，也没有问题。此外，旋转位置检测器8也可以不使用来自旋转位置传感器51的输入信号，而是使用流过电动机2的三相交流电流Iu、Iv、Iw、从逆变器3对电动机2施加的三相交流电压Vu、Vv、Vw来推定旋转位置θ。
出于抑制安装于转子的磁铁的减磁的观点，在电动机2设有检测磁铁温度Tmag的温度传感器52。另外，可以在电动机驱动系统100内设置磁铁温度推定部，由该磁铁温度推定部使用通过电动机2旋转而感应的感应电压的温度依赖性来推定磁铁温度Tmag，也可以使用热网络来推定。
以下使用式(1)～(3)来说明磁铁温度Tmag的推定手法的一例。式(1)式(2)表示电动机的dq轴电压方程式。在式(1)、式(2)中，绕组电阻R、电角频率ω、dq轴电感Ld以及Lq可视作相对于温度大致不变。另一方面，dq轴电压Vd以及Vq、dq轴电流Id以及Iq是变动参数。dq轴电压Vd、Vq能根据电动机2的三相交流电流Iu、Iv、Iw使用旋转位置θ来导出，dq轴电流Id、Iq能通过根据后述的dq轴电压指令Vd*、Vq*分别进行运算来导出。
Vd＝R*Id-ω*Lq*Iq…(1)
Vq＝R*Iq+ω*Ld*Id+ω*Ke…(2)
在此，Vd、Vq是dq轴电压，Id、Iq是dq轴电流，Ld、Lq是dq轴电感，ω是电角频率，Ke是感应电压常数，R是绕组电阻。
式(3)表示感应电压的温度依赖性。可知，若转子的温度从通常温度T_nomi变动，则与此相伴，感应电压线性地变动。
Ke＝Ke_nomi+(T-T_nomi)*K…(3)
在此，Ke_nomi是通常温度的感应电压常数，T是转子温度，T_nomi是转子的通常温度，K是感应电压的温度依赖斜率。
在式(2)的q轴电压Vq的方程式中，能根据已知参数来导出感应电压常数Ke。该感应电压常数Ke具有温度依赖性，和通常温度的感应电压常数Ke_nomi不一定一致。另一方面，在式(3)中，通常温度的感应电压常数Ke_nomi、转子的通常温度T_nomi分别为已知。因此，能使用式(2)中求得的感应电压常数Ke，根据式(3)来推定转子温度T。能如此地推定转子温度T，使用该推定结果来推定磁铁温度Tmag。
在逆变器3与电动机2之间的电流路径配置电流检测部7。电流检测部7检测在电动机2通电的三相交流电流Iu、Iv、Iw(U相交流电流Iu、V相交流电流Iv以及W相交流电流Iw)。电流检测部7例如使用霍尔电流传感器等构成。将电流检测部7的三相交流电流Iu、Iv、Iw的检测结果输入到电动机控制装置1，利用在电动机控制装置1所进行的门控信号的生成中。另外，在图1中示出电流检测部7由3个电流检测器构成的示例，但也可以将电流检测器设为2个，剩下1相的交流电流根据三相交流电流Iu、Iv、Iw之和为零这一情况来算出。此外，也可以通过插入平滑电容器33与逆变器3之间的旁路电阻等来检测从高压蓄电池5流入逆变器3的脉冲状的直流电流，基于该直流电流和从逆变器3对电动机2施加的三相交流电压Vu、Vv、Vw来求取三相交流电流Iu、Iv、Iw。
接下来，说明电动机控制装置1的细节。图2是表示本发明的第1实施方式所涉及的电动机控制装置1的功能结构的框图。
如图2所示那样，电动机控制装置1具有电流指令生成部11、速度算出部12、三相/dq变换部13、电流控制部14、dq/三相电压变换部15、载波频率调整部16、三角波生成部17、门控信号生成部18的各功能块。电动机控制装置1例如由微型计算机构成，通过在微型计算机中执行给定的程序，能实现这些功能块。或者，也可以使用逻辑IC、FPGA等硬件电路来实现这些功能块的一部分或全部。
电流指令生成部11基于所输入的转矩指令T*和电源电压Hvdc来运算d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*。在此，例如使用表征预先设定的电流指令MAP、d轴电流Id、q轴电流Iq与电动机转矩的关系的数式等，来求取与转矩指令T*相应的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*。
速度算出部12根据旋转位置θ的时间变化来运算表征电动机2的旋转速度(转速)的电动机旋转速度ωr。另外，电动机旋转速度ωr可以是以角速度(rad/s)或转速(rpm)的任一者表征的值。此外，可以将这些值相互变换来使用。
三相/dq变换部13对电流检测部7检测到的三相交流电流Iu、Iv、1w进行基于旋转位置检测器8所求得的旋转位置θ的dq变换，运算d轴电流值Id以及q轴电流值Iq。
电流控制部14基于从电流指令生成部11输出的d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*与从三相/dq变换部13输出的d轴电流值Id以及q轴电流值Iq的偏差，来运算与转矩指令T*相应的d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*，以使得这些值分别一致。在此，例如通过PI控制等控制方式，来求取与d轴电流指令Id*与d轴电流值Id的偏差相应的d轴电压指令Vd*、和与q轴电流指令Iq*与q轴电流值Iq的偏差相应的q轴电压指令Vq*。
dq/三相电压变换部15对电流控制部14所运算的d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*进行基于旋转位置检测器8所求得的旋转位置θ的三相变换，来运算三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*(U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*以及W相电压指令值Vw*)。由此，生成与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。
载波频率调整部16基于电流指令生成部11所生成的d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*、旋转位置检测器8所求得的旋转位置θ、速度算出部12所求得的旋转速度ωr、d轴电流值Id、磁铁温度Tmag，来运算表征门控信号的生成中所用的载波的频率的载波频率fc。通过三角波生成部17遵循该载波频率fc生成载波，来调整载波的频率，以使得能抑制在电动机2产生的磁铁涡电流损失、交流铜损。另外，关于载波频率调整部16的载波频率fc的运算方法的细节，之后叙述。
三角波生成部17基于载波频率调整部16所运算的载波频率fc来生成三角波信号(载波信号)Tr。
门控信号生成部18使用从三角波生成部17输出的三角波信号Tr来对从dq/三相电压变换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*分别进行脉冲宽度调制，生成用于控制逆变器3的动作的门控信号。具体地，基于从dq/三相电压变换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与从三角波生成部17输出的三角波信号Tr的比较结果，来对U相、V相、W相的各相生成脉冲状的电压。然后，基于生成的脉冲状的电压来生成针对逆变器3的各相的开关元件的门控信号。这时，使各相的上臂的门控信号Gup、Gvp、Gwp分别逻辑翻转，生成下臂的门控信号Gun、Gvn、Gwn。将门控信号生成部18所生成的门控信号从电动机控制装置1输出到逆变器3的PWM信号驱动电路32，通过PWM信号驱动电路32变换为PWM信号。由此，将逆变器电路31的各开关元件进行接通/断开控制，调整逆变器3的输出电压。
接下来，说明电动机控制装置1中的载波频率调整部16的动作。载波频率调整部16如前述那样，基于d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*、旋转位置θ、旋转速度ωr、d轴电流值Id和磁铁温度Tmag，来运算载波频率fc。通过逐次地控制三角波生成部17遵循该载波频率fc生成的三角波信号Tr的频率，进行调整，以使得相对于与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的电压波形，作为载波的三角波信号Tr的周期和相位分别成为所期望的关系。另外，这里所谓的所期望的关系，例如是指使得在安装于电动机2的转子的磁铁产生的涡电流损失成为最小的关系。
图3是本发明的第1实施方式所涉及的载波频率调整部16的框图。载波频率调整部16具有同步PWM载波数选择部161、电压相位运算部162、电压相位误差运算部163、同步载波频率运算部164、载波频率设定部165。
同步PWM载波数选择部161基于旋转速度ωr来选择表征针对同步PWM控制中的电压波形的1周期的载波的数量的同步PWM载波数Nc。同步PWM载波数选择部161例如将3的倍数当中的满足Nc＝3×(2×n-1)的条件式的数选择为同步PWM载波数Nc。在该条件式中，n表征任意的自然数，例如大多选择n＝1(Nc＝3)、n＝2(Nc＝9)、n＝3(Nc＝15)等。此外，通过使用特殊的载波，还能将例如Nc＝6、Nc＝12等即使是3的倍数却并不满足上述的条件式的数选定为同步PWM载波数Nc。另外，同步PWM载波数选择部161也可以不仅基于旋转速度ωr，还基于转矩指令T*来进行同步PWM载波数Nc的选择。此外，例如也可以设定磁滞(hysteresis)等，在旋转速度ωr上升时和下降时使同步PWM载波数Nc的选择基准变化。
电压相位运算部162基于d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*、旋转位置θ、旋转速度ωr和载波频率fc，通过以下的式(4)～(7)来运算电压相位θv。
Figure BDA0003991452200000091
Figure BDA0003991452200000092
Tc＝1/fc…(6)
Figure BDA0003991452200000093
在此，
Figure BDA0003991452200000094
表征电压相位的运算滞后补偿值，Tc表征载波周期，
Figure BDA0003991452200000095
表征来自d轴的电压相位。运算滞后补偿值
Figure BDA0003991452200000096
是在从旋转位置检测器8取得旋转位置θ起到电动机控制装置1对逆变器3输出门控信号为止的期间对产生1.5控制周期的相应量的运算滞后这一情况进行补偿的值。另外，在本实施方式中，在式(4)右边的第4项加上0.5π。这是用于由于在式(4)右边的第1项～第3项中运算的电压相位为cos波，因而将其视点变换成sin波的运算。
电压相位误差运算部163基于由同步PWM载波数选择部161选择的同步PWM载波数Nc、由电压相位运算部162运算出的电压相位θv、旋转速度ωr、磁铁温度Tmag和d轴电流Id，来运算电压相位误差Δ0v。电压相位误差Δθv表征作为针对逆变器3的电压指令的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与作为脉冲宽度调制中所用的载波的三角波信号Tr的相位差。通过电压相位误差运算部163按每个给定的运算周期运算电压相位误差Δθv，能在载波频率调整部16中进行三角波信号Tr的频率调整，以使针对逆变器3的电压指令与脉冲宽度调制中所用的载波的相位差变化。另外，如前述那样，基准电压相位θvb是同步PWM控制中的载波的相位的基准值。
同步载波频率运算部164遵循以下的式(8)，基于由电压相位误差运算部163运算出的电压相位误差Δθv、旋转速度ωr和由同步PWM载波数选择部161选择的同步PWM载波数Nc，来运算同步载波频率fcs。
fcs＝ωr·Nc·(1+Δθv·K)/(2π)…(8)
同步载波频率运算部164例如能通过PLL(Phase Locked Loop，锁相环)控制来运算基于式(8)的同步载波频率fcs。另外，在式(8)中将增益K设为固定值，但也可以根据条件设为可变。
载波频率设定部165基于旋转速度ωr来选择由同步载波频率运算部164运算出的同步载波频率fcs和非同步载波频率fcns的任一者，作为载波频率fc输出。非同步载波频率fcns是在载波频率设定部165中预先设定的恒定值。另外，也可以预先准备多个非同步载波频率fcns，对应于旋转速度ωr在其中选择任一者。例如，能在载波频率设定部165中选择非同步载波频率fcns，作为载波频率fc进行输出，以使得旋转速度ωr的值越大则非同步载波频率fcns的值越大。
接下来，说明载波频率调整部16当中的电压相位误差运算部163中的电压相位误差Δθv的运算方法的细节。
图4是本发明的第1实施方式所涉及的电压相位误差运算部163的框图。电压相位误差运算部163具有基准电压相位运算部1631、d轴电流和运算部1632、固定三角波相位决定部1633、加法运算部1634、减法运算部1635。
基准电压相位运算部1631基于同步PWM载波数Nc和电压相位θv，来运算用于固定同步PWM控制中的载波的相位的基准电压相位θvb。
图5是基准电压相位运算部1631所实施的基准电压相位运算的概念图。例如如图5所示那样，基准电压相位运算部1631运算在0到2π之间以与同步PWM载波数Nc相应的级数阶梯状变化的基准电压相位θvb。另外，在图5中，为了使说明易于理解，示出了同步PWM载波数Nc为3时的示例，但实际上，同步PWM载波数Nc如前述那样优选设为Nc＝3、9或15。或者，也可以设为Nc＝6或12。
在本实施方式中，由于处理负载减少，因此，例如如图5所示那样，设为仅在三角载波从最小值(谷)上升至最大值(峰)的区间即谷分割区间，载波频率调整部16能调整载波的频率。在该情况下，在同步载波频率运算部164中，如后述那样，通过在载波的谷分割区间根据电压相位误差Δθv逐次地运算同步载波频率fcs，来实施同步PWM控制。基准电压相位运算部1631将该电压相位误差Δθv的运算中所用的基准电压相位θvb如图5所示那样作为以π/3间隔变化的离散值而算出。另外，该基准电压相位θvb的间隔对应于同步PWM载波数Nc而变化。同步PWM载波数Nc越大，基准电压相位θvb的间隔越小。
具体地，基准电压相位运算部1631遵循以下的式(9)～(10)，基于电压相位θv、同步PWM载波数Nc来运算基准电压相位θvb。
θvb＝int(θv/θs)·θs+0.5θs…(9)
θs＝2π/Nc…(10)
在此，θs表征每1个载波的电压相位θv的变化幅度，int表征小数点以下舍去运算。
另外，在本实施方式中，在基准电压相位运算部1631中遵循式(9)～(10)运算基准电压相位θvb，以使得在三角载波从最大值(峰)下降至最小值(谷)的区间即峰分割区间中，基准电压相位θvb成为0rad。但基准电压相位θvb成为rad的期间并不限于峰分割区间。只要能使用电压相位θv运算出在0到2π之间以与同步PWM载波数Nc相应的级数阶梯状变化的基准电压相位θvb，基准电压相位运算部1631也可以通过式(9)～(10)以外的运算方法来进行基准电压相位θvb的运算。
d轴电流和运算部1632基于由三相/dq变换部13求得的d轴电流值Id和电动机旋转速度ωr，来运算用于抑制电动机2中产生的磁铁的涡电流损失的d轴电流和sum。另外，关于d轴电流和sum的细节，之后叙述。
固定三角波相位决定部1633基于由d轴电流和运算部1632运算出的d轴电流和sum和磁铁温度Tmag，来决定电压相位误差Δθv的运算中所用的载波相位差Δθcarr。在此，对应于磁铁温度Tmag的值来选择载波的生成方法，遵循该选择结果来决定载波相位差Δθcarr。另外，关于固定三角波相位决定部1633的细节，之后叙述。
加法运算部1634在基准电压相位运算部1631中运算出的基准电压相位0vb上加上固定三角波相位决定部1633中决定的载波相位差Δθcarr，来运算补正基准电压相位θvb2。
减法运算部1635从电压相位θv减去补正基准电压相位θvb2，来运算电压相位误差Δθv。
接下来，关于作为本实施方式的特征的d轴电流和运算部1632以及固定三角波相位决定部1633的细节，以下进行说明。
首先，以下参考图6、图7来说明本实施方式的载波相位差Δθcarr的决定方法的基本的思路。图6是表示使作为调制波的U相电压指令Vu*与作为载波的三角波信号Tr之间的相位差(以下称作“调制波/载波相位差”)变化的情况下的、这些电压波形的关系的图。图6的(a)表示将调制波/载波相位差设为-90deg的情况下的载波和调制波的电压波形，图6的(b)表示将调制波/载波相位差设为0deg的情况下的载波和调制波的电压波形，图6的(c)表示将调制波/载波相位差设为90deg的情况下的载波和调制波的电压波形。在图6的(a)的情况下，在调制波的过零上升沿时，作为载波的三角波成为谷，在图6的(b)的情况下，在调制波的过零上升沿时，三角波成为过零下降沿，在图6的(c)的情况下，在调制波的过零上升沿时，三角波成为峰。如此地，通过使调制波/载波相位差变化，如以下说明的那样，能将通过PWM控制得到的U相交流电压Vu的振幅保持不变地使基波分量以外的谐波分量的相位自由变化。
另外，在图6的(a)～图6的(c)中，为了说明方便，将调制波与载波的频率比设为15，但本发明并不限定于此。此外，在图6的(a)～图6的(c)中，作为调制波的示例而示出U相电压指令Vu*，但关于其他相的电压指令、即V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*，也能通过与图6同样地设定调制波/载波相位差，来使基波分量以外的谐波分量的相位自由变化。
图7是表示在使作为调制波的U相电压指令Vu*与作为载波的三角波信号Tr的相位差变化的情况下从逆变器3向电动机2输出的U相交流电压Vu的谐波分量的图。在图7的(a)中，示出图6的(a)～图6的(c)所示的调制波/载波相位差即-90deg、0deg、90deg的各相位差下的U相交流电压Vu的每个谐波分量的振幅，在图7的(b)中，示出这些各相位差下的U相交流电压Vu的每个谐波分量的相位。另外，在图7的(a)、图7的(b)中，作为U相交流电压Vu的1阶分量，分别示出基波分量的振幅和相位。此外，在图7的(b)中，关于在图7的(a)中振幅比较大的11阶、13阶、17阶、19阶、29阶、31阶的各谐波分量，分别示出将基波分量的相位设为-135deg时的相位。
通过图7的(a)确认到，即使变更调制波/载波相位差，在从逆变器3输出的U相交流电压Vu中，包含1阶(基波)的各阶数分量的振幅也不发生变化。即，可知，即使使调制波/载波相位差变化，电动机2的转矩输出值也不改变。另一方面，从图7的(b)可知，U相交流电压Vu的1阶(基波)分量以外的各谐波分量的相位对应于调制波/载波相位差而变化。即，使调制波/载波相位差变化可以说等价于使U相交流电压Vu的基波分量以外的谐波分量的相位变化。
另外，在图7的(a)、图7的(b)中，示出从逆变器3输出的三相交流电压当中的U相交流电压Vu的频率解析结果，但关于其他相的交流电压、即V相交流电压Vv、W相交流电压Vw，也能得到与图7的(a)、图7的(b)同样的频率解析结果。因此，通过使调制波/载波相位差变化，能使从逆变器3输出的三相交流电压的基波分量以外的谐波分量的相位任意变化。
如上述所示那样，若调制波/载波相位差发生变化，从逆变器3输出的三相交流电压的基波分量以外的谐波分量的相位发生变化。由此，将三相交流电压进行dq轴变换而得到的d轴电压Vd以及q轴电压Vq发生变化，与此对应，d轴电流Id、q轴电流Iq也发生变化。在此，所谓的设置于电动机2的转子的磁铁的涡电流损失，是以下那样产生的焦耳热：由于从逆变器3对电动机2的各线圈施加三相交流电压而产生的磁化力的变动而在磁铁的内部产生感应电动势，由此在磁铁流过涡电流，从而产生该焦耳热。该涡电流损失We以以下的式(11)所示的比例关系表征。
We∝B^2*f^2…(11)
在此，B是线圈的最大磁通密度，f是流过线圈的电流的频率。
从式(11)可知，关于涡电流损失We，线圈的磁通密度的变化量的平方和线圈电流的频率的平方处于支配地位。磁通密度的变化量若从磁铁来看，则与d轴电流Id的变化量成正比，线圈电流的频率与从逆变器3对电动机2输出的三相交流电压的频率成正比。此外，若对d轴电流Id进行频率分析，则在d轴电流Id中，相对于对应于三相交流电压的频率确定的基波的频率，包含各阶数的谐波分量。因此，式(11)能置换成以下的式(12)所示的比例关系来表征。
We∝∑(Id_n^2*n^2)…(12)
在此，n表征d轴电流Id的谐波分量的阶数，Id_n表征d轴电流Id的n阶谐波分量的大小。但阶数n并不限于整数，能包含任意的正的数。以下，将式(12)的右边所表征的值、即d轴谐波电流Id_n的平方与阶数n的平方之积的和称作“d轴电流和”。另外，在Id_n中设为n＝1的情况下，Id_n表征d轴电流Id的基波分量，其频率与三相交流电压的频率一致。
图8是表示将调制率设为1.15、将载波与调制波的频率比设为9时的、调制波/载波相位差与d轴电流和的关系的图。在图8中，在调制波/载波相位差为135deg时，d轴电流和的值成为最小。因此，根据式(12)的比例关系，若将调制波/载波相位差设定为135deg，则预测为磁铁温度Tmag成为最小。
实际上，作为测定在调制率1.15近旁使电动机2驱动时的磁铁温度Tmag的基准温度起的温度上升的结果，在调制波/载波相位差为135deg的情况下，温度上升为63.5℃。另一方面，在调制波/载波相位差为90deg的情况下，温度上升为67℃，确认到比135deg的情况高3.5℃。
如以上说明的那样，通过变更调制波/载波相位差，来维持电动机2的转矩输出值，且使从逆变器3输出的三相交流电压的各谐波分量的相位变化，与此对应，能使d轴电流和的值变化。因此，能基于式(12)的比例关系来调整涡电流损失We。其结果，可知，能不使电动机2的输出转矩、效率变差地减少设置于电动机2的转子的磁铁的涡电流损失。
在本实施方式中，基于上述的思路，在d轴电流和运算部1632以及固定三角波相位决定部1633中决定载波相位差Δθcarr的值，以使得能设定实现能抑制电动机2的磁铁的涡电流损失的调制波/载波相位差的电压相位误差Δθv。其具体的手法在以下参考图9进行说明。
图9是表示d轴电流和运算部1632的d轴电流和sum的运算过程的流程图。d轴电流和运算部1632基于d轴电流值Id和电动机旋转速度ωr遵循图9的流程图来算出d轴电流和sum。
首先，在步骤S901，d轴电流和运算部1632基于电动机旋转速度ωr，来提取所输入的d轴电流Id当中的电角1周期相应量。接着，在步骤S902，对步骤S901中提取的电角1周期的d轴电流Id进行频率解析，按每个阶数提取n阶的d轴谐波电流Id_n。最后，在步骤S903，基于步骤S902中提取的每个阶数的d轴谐波电流Id_n以及阶数n，通过下述的式(13)来计算d轴电流和sum。
sum＝∑(Id_n^2*n^2)…(13)
另外，也可以取代式(13)，使用以下的式(14)、式(15)、式(16)的任一者来简易地计算d轴电流和sum。通过使用这些计算方法，能针对与调制波/载波相位差相应的涡电流损失We的变化，容易地计算成为某种程度的目标的d轴电流和sum。或者，也可以取代阶数n，使用基于电动机旋转速度ωr、电动机旋转速度ωr求得的电动机旋转频率或电动机电角频率等，来计算d轴电流和sum。除此以外，只要反映了涡电流损失We的变化，就也能将用任意的方法计算出的数值用作d轴电流和sum。
sum＝∑(Id_n*n)…(14)
sum＝∑(Id_n^2)…(15)
sum＝∑(Id_n)…(16)
固定三角波相位决定部1633基于由d轴电流和运算部1632计算出的d轴电流和sum来决定载波相位差Δθcarr的值。在此，决定载波相位差Δθcarr的值，以使得d轴电流和sum的值成为最小。例如，使载波相位差Δθcarr的值在给定的范围内变化来取得d轴电流和sum的值，将得到最小的d轴电流和sum时的载波相位差Δθcarr的值决定为最终的载波相位差Δθcarr的值。
或者，也可以如前述的图8所示那样，将调制波/载波相位差与d轴电流和sum的关系预先存储于固定三角波相位决定部1633所具有的给定的存储区域，基于该关系来决定d轴电流和sum的值成为最小的载波相位差Δθcarr的值。在该情况下，也可以将电动机旋转速度ωr、转矩指令T*等作为参数，按这些参数的每个值预先通过解析等取得最佳的载波相位差Δθcarr的值，作为MAP(映射)信息存储在固定三角波相位决定部1633。这样一来，由于能对应于电动机2的动作状态使载波相位差Δθcarr的值变化，因此能在固定三角波相位决定部1633中得到最佳的载波相位差Δθcarr的值。另外，在这样的情况下，在电压相位误差运算部163中不设置d轴电流和运算部1632而省略d轴电流和sum的计算也没问题。
进而，也可以在固定三角波相位决定部1633中，基于磁铁温度Tmag来使载波相位差Δθcarr的决定方法变化。例如，若磁铁温度Tmag为给定温度以下，就将载波相位差Δθcarr设定为预先确定的给定的值，不进行用于减少磁铁的涡电流损失的调制波/载波相位差的调整。另一方面，在磁铁温度Tmag超过给定温度时，在固定三角波相位决定部1633中决定载波相位差Δθcarr，以使得d轴电流和sum的值成为最小。这样一来，能对应于磁铁温度Tmag来合适地判断是否需要磁铁的涡电流损失的抑制，对应于该判断结果来有效果地切换载波相位差Δθcarr的值。在该情况下，在磁铁温度Tmag夹着上述的给定温度变化时，为了避免在其前后载波相位差Δθcarr急剧变化从而在从逆变器3输出的三相交流电压中产生过大的变动，优选使载波相位差Δθcarr斜坡状变化。
另外，如上述那样，在基于磁铁温度Tmag使载波相位差Δθcarr的决定方法变化的情况下，也可以在磁铁温度Tmag为给定温度以下时，在固定三角波相位决定部1633中以其他方法决定载波相位差Δθcarr。例如，能通过使用JP特愿2019-165772(2019年9月11日申请)记载的方法，决定载波相位差Δθcarr，以使得减少起因于电动机2的电磁设计而产生的转矩脉动、圆环振动。此外，也可以决定载波相位差Δθcarr，以使得能兼顾磁铁温度Tmag的抑制和电动机2的低振动化、低噪声化。除此以外，还能用任意的方法决定载波相位差Δθcarr。
在电压相位误差运算部163中，如以上说明的那样决定载波相位差Δθcarr，运算电压相位误差Δθv。由此，能对应于d轴电流Id和电动机旋转速度ωr来决定电压相位误差Δθv，以使得d轴电流和sum成为最小。其结果，能使针对逆变器3的电压指令与脉冲宽度调制中所用的载波的相位差变化，来设定载波频率fc，以使在电动机2的转子的磁铁中产生的涡电流损失减少。其结果，能抑制磁铁温度Tmag的上升，防止不可逆减磁的产生。
根据以上说明的本发明的第1实施方式，起到以下的作用效果。
(1)电动机控制装置1与进行从直流电力向交流电力的电力变换的逆变器3连接，控制使用其交流电力驱动的电动机2的驱动，具备：三角波生成部17，其生成作为载波的三角波信号Tr；载波频率调整部16，其调整表征三角波信号Tr的频率的载波频率fc；和门控信号生成部18，其使用三角波信号Tr来对与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行脉冲宽度调制，生成用于控制逆变器3的动作的门控信号。载波频率调整部16调整三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差，以使得减少对应于在电动机2通电的d轴电流Id和表征电动机2的旋转速度的电动机旋转速度ωr而在电动机2的转子的磁铁产生的涡电流损失We。如此一来，能抑制逆变器3的开关损失，且能防止电动机2的不可逆减磁的发生。
(2)载波频率调整部16的电压相位误差运算部163通过d轴电流和运算部1632以及固定三角波相位决定部1633，基于d轴电流Id和电动机旋转速度ωr来决定用于减少涡电流损失We的载波相位差Δθcarr。然后，使用所决定的载波相位差Δθcarr，通过基准电压相位运算部1631、加法运算部1634以及减法运算部1635运算电压相位误差Δθv，调整三角波信号Tr的相位。由此，调整三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差。如此一来，能确实地调整三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差，以使得减少在电动机2的转子的磁铁产生的涡电流损失We。
(3)载波频率调整部16的电压相位误差运算部163通过d轴电流和运算部1632，基于电动机旋转速度ωr提取电角1周期相应量的d轴电流Id(步骤S901)，对所提取的电角1周期相应量的d轴电流Id使用式(13)～式(16)的任一者来计算d轴电流和sum。即，计算式(13)所表征的d轴电流的各谐波Id_n的平方与其阶数n的平方之积的合计值、或者式(14)所表征的d轴电流的各谐波Id_n与其阶数n之积的合计值、或者式(15)所表征的d轴电流的各谐波Id_n的平方的合计值、或者式(16)所表征的d轴电流的各谐波Id_n的合计值的任一者，作为d轴电流和sum(步骤S903)。于是，通过固定三角波相位决定部1633基于该合计值来决定载波相位差Δθcarr。如此一来，能确实地决定用于减少在电动机2的转子的磁铁产生的涡电流损失We的载波相位差Δθcarr。
(4)在载波频率调整部16中，固定三角波相位决定部1633具有预先存储用于减少涡电流损失We的载波相位差Δθcarr的存储区域，能通过使用存储于该存储区域的载波相位差Δθcarr调整三角波信号Tr的相位，来调整三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差。这样一来，能容易且确实地决定用于减少涡电流损失We的载波相位差Δθcarr，从而进行三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的调整。
(5)电动机控制装置1通过从检测磁铁温度Tmag的温度传感器52取得磁铁温度Tmag的检测结果，或基于电动机2的感应电压的温度依赖性推定磁铁温度Tmag，来取得磁铁温度Tmag。载波频率调整部16也可以在磁铁温度Tmag超过给定温度时，进行三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差的调整。这样一来，不管温度传感器52的有无，都能确实地取得磁铁温度Tmag。此外，能对应于磁铁温度Tmag来合适地判断是否需要磁铁的涡电流损失的抑制，遵循其判断结果来在合适的定时进行三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差的调整。
(6)关于电动机控制装置1，在载波频率调整部16中，在磁铁温度Tmag比给定温度低的情况下，也可以通过用任意的方法决定载波相位差Δθcarr，来将三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差设定为预先确定的给定的值。这样一来，在不需要磁铁的涡电流损失的抑制的情况下，能削减不需要的处理，谋求处理负载的减轻。
[第2实施方式]
接下来，使用附图来说明本发明的第2实施方式。在本实施方式中，说明电动机2为埋入磁铁型的永磁铁同步电动机(IPMSM：Interior Permanent Magnet SynchronousMotor，内部永磁铁同步电动机)的情况的示例。另外，本实施方式中的电动机控制装置、电动机驱动系统的结构与第1实施方式分别相同。因此，以下使用第1实施方式中说明的电动机控制装置1以及电动机驱动系统100的结构来进行本实施方式的说明。
埋入磁铁型的永磁铁同步电动机大量使用在混合动力汽车、电动汽车等电动车、电气铁路中。其构造上的大的特征在于，安装于转子的磁铁埋入转子芯体内这点。由此，具备逆凸极性，在该逆凸极性中，在有磁铁的d轴和没有磁铁的q轴，电感不同，与d轴电感Ld比较而q轴电感Lq变大。
在本实施方式中，在电动机2中采用埋入磁铁型的永磁铁同步电动机的电动机驱动系统100中，通过电动机控制装置1，与第1实施方式同样地，使针对逆变器3的电压指令与脉冲宽度调制中所用的载波的相位差变化来设定载波频率fc，以使在电动机2的转子的磁铁产生的涡电流损失减少。因此，在本实施方式的电动机控制装置1中，载波频率调整部16的电压相位误差运算部163具有与第1实施方式中说明的图4同样的结构。而且，通过d轴电流和运算部1632以及固定三角波相位决定部1633计算以前述的式(13)～式(16)的任一者表征的d轴电流和sum，决定载波相位差Δθcarr的值，以使得该d轴电流和sum的值成为最小。
在埋入磁铁型的永磁铁同步电动机的情况下，与d轴电感Ld比较，q轴电感Lq大多是大2～3倍程度。在这样的情况下，将dq轴的谐波电压Vd_n、Vq_n对电动机2施加的情况下的过渡状态的电压方程式在以下的式(17)和式(18)中给出。
Vd_n＝Ld*(dId_n/dt)…(17)
Vq_n＝Lq*(dIq_n/dt)…(18)
在此，Id_n表征n阶的d轴谐波电流，Iq_n表征n阶的q轴谐波电流。
如上述那样，在作为埋入磁铁型的永磁铁同步电动机的电动机2中由于与d轴电感Ld比较而q轴电感Lq大2～3倍程度，因此，在以相同大小施加了d轴谐波电压Vd_n和q轴谐波电压Vq_n的情况下，d轴谐波电流Id_n与q轴谐波电流Iq_n比较，大2～3倍程度。因此，若使d轴谐波电流Id_n的电流脉动最小，则流过电动机2的三相交流电流Iu、Iv、Iw的谐波电流脉动也成为最小，作为结果，起因于三相交流电流的谐波电流脉动而在方线等中较多产生的交流铜损也能为最小。
图10是表示将调制率设为1.15、将载波与调制波的频率比设为9时的调制波/载波相位差与d轴电流和、q轴电流和以及相电流和的关系的图。另外，在图10中，通过前述的式(13)计算d轴电流和。此外，通过∑(Iq_n^2*n^2)计算q轴电流和，通过∑(I_n^2*n^2)计算相电流和。在此，Iq_n表征q轴电流Iq的各阶数的谐波分量，I_n表征U相电流Iu(或V相电流Iv、或W相电流Iw)的各阶数的谐波分量。
在图10中，在调制波/载波相位差为135deg时d轴电流和的值成为最小，在这时，相电流和的值也成为最小。因此，若将调制波/载波相位差设定为135deg，则预测为磁铁温度Tmag和线圈温度分别成为最小。
实际上，作为分别测定在调制率1.15近旁驱动电动机2时的磁铁温度Tmag以及线圈温度的基准温度起的温度上升的结果，在调制波/载波相位差为135deg的情况下，分别是磁铁温度Tmag上升63.5℃，线圈温度上升79.0℃。另一方面，在调制波/载波相位差为90deg的空闲，分别是磁铁温度Tmag上升67℃，线圈温度上升80.4℃，确认到，与135deg的情况相比，磁铁温度Tmag高3.5℃，线圈温度高1.4℃。
如以上说明的那样，通过变更调制波/载波相位差，来维持电动机2的转矩输出值且使从逆变器3输出的三相交流电压的各谐波分量的相位变化，与此对应，能使d轴电流和和相电流和的值分别变化来调整涡电流损失We。其结果，可知，能不使电动机2的输出转矩、效率变差地减少设置于电动机2的转子的磁铁的涡电流损失，除此以外，进而还能减少线圈的交流铜损，能抑制电动机2的温度上升。
在本实施方式中，基于上述的思路，在d轴电流和运算部1632以及固定三角波相位决定部1633中，决定载波相位差Δθcarr的值，以使得能设定实现能抑制电动机2的磁铁的涡电流损失和线圈的交流铜损的调制波/载波相位差的电压相位误差Δθv。另外，其具体的手法与第1实施方式中说明的同样。
根据以上说明的本发明的第2实施方式，在使用了埋入磁铁型的永磁铁同步电动机的情况下，能起到与第1实施方式中说明的同样作用效果。
[第3实施方式]
接下来，使用附图来说明本发明的第3实施方式。在本实施方式中，说明对应于电池温度Tmag的值来使d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*的值变化的情况的示例。另外，本实施方式中的电动机驱动系统的结构除了电动机控制装置1以外，和第1实施方式相同。因此，以下使用第1实施方式中说明过的电动机驱动系统100的结构来进行本实施方式的说明。
图11是表示本发明的第3实施方式所涉及的电动机控制装置1’的功能结构的框图。图11所示的电动机控制装置1’与第1实施方式中说明的图2的电动机控制装置1比较，相异点在于，取代电流指令生成部11而具有电流指令生成部11’。另外，这以外的点与第1实施方式相同，因此以下省略其说明。
图12是本发明的第3实施方式所涉及的电流指令生成部11’的框图。如图12所示那样，电流指令生成部11’由通常动作用的第1电流指令生成部111、磁铁温度减少用的第2电流指令生成部112、和电流指令选择部113构成。
对第1电流指令生成部111输入高压蓄电池5的电源电压Hvdc和转矩指令T*。对第2电流指令生成部112输入电源电压Hvdc、转矩指令T*和调制率H。另外，调制率H表征从高压蓄电池5供给到逆变器3的直流电力与从逆变器3输出到电动机2的交流电力的电压振幅比，在电动机控制装置1’中基于以下的式(19)来算出。
H＝√(Vd^2+Vq^2)/(Hvdc/2)…(19)
对电流指令选择部113输入磁铁温度Tmag。电流指令选择部113在磁铁温度Tmag不足给定值的通常动作下选择从第1电流指令生成部111输出的电流指令，另一方面，在磁铁温度Tmag超过给定的值的情况下，选择从第2电流指令生成部112输出的电流指令。在此，第1电流指令生成部111与第1实施方式中说明过的电流指令生成部11同样地，基于所输入的转矩T*指令和电源电压Hvdc，使用预先设定的电流指令MAP、数式等来生成与转矩指令T*相应的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*。另一方面，通过第2电流指令生成部112如以下说明的那样生成电流指令，使得调制率H成为给定的范围内。
在本实施方式的电流指令生成部11’中，第2电流指令生成部112将相对于转矩的电压绝对值|V|(＝√(Vd^2+Vq^2))调整成与调制率H的目标范围对应的给定的电压范围。另外，电压绝对值|V|的计算例如根据从三相/dq变换电流控制部13输出的d轴电流值Id以及q轴电流值Iq，使用前述的式(1)、式(2)来进行计算即可。
具体地，第2电流指令生成部112按照下述的式(20)来决定与转矩指令T*对应的d轴电流指令Id*与q轴电流指令Iq*的组合。这时，决定d轴电流指令Id*与q轴电流指令Iq*的组合，以使得与这些电流指令相应的电压绝对值|V|成为给定的范围内。由此，导出本实施方式中使用的电流动作点。
T＝p*Ke*Iq+p*(Ld-Lq)*Id*Iq…(20)
在此，Id、Iq是dq轴电流，Ld、Lq是dq轴电感，p是极对数，Ke是感应电压常数。
如以上说明的那样，关于本实施方式的电动机控制装置1’，若磁铁温度Tmag超过给定的值，在电流指令生成部11’中，就取代第1电流指令生成部111所生成的通常动作用的电流指令而选择第2电流指令生成部112所生成的电流指令。由此，起因于d轴电流(弱激磁电流)Id的通电，d轴干扰电压ω*Ld*Id增加，与此对应，通过q轴电压Vq减少，使得电压绝对值|V|成为给定的范围内。其结果，能将式(19)中算出的调制率H调整成所期望的范围内，例如以1.15为中心的给定范围内。即，电动机控制装置1’在转子的磁铁温度Tmag超过给定温度的情况下，通过基于调制率H控制d轴电流Id，不使电动机2的输出转矩变化地使从逆变器3输出的交流电压变化，进行调整，以使得电压绝对值|V|成为给定范围内，其结果，使调制率H变化。由此，使得调制率H成为给定的范围内。
图13是表示将调制率设为0.8、将载波与调制波的频率比设为9时的调制波/载波相位差与d轴电流和、q轴电流和以及相电流和的关系的图。另外，在图13中，也与前述的图10同样，通过式(13)来计算d轴电流和，通过∑(Iq_n^2*h^2)来计算q轴电流和，通过∑(I_n^2*h^2)来计算相电流和。
在图13中，也与图10同样，在调制波/载波相位差为135deg时d轴电流和的值成为最小，在这时，相电流和的值也成为最小。因此，通过将调制波/载波相位差设定为135deg，预测为磁铁温度Tmag成为最小。
实际上，作为分别测定在调制率0.8近旁使电动机2驱动时的磁铁温度Tmag以及线圈温度的从基准温度起的温度上升的结果，在调制波/载波相位差为135deg的情况下，分别是磁铁温度Tmag上升97.2℃，线圈温度上升88.6℃。另一方面，在调制波/载波相位差为90deg的情况下，分别是磁铁温度Tmag上升99.3℃，线圈温度上升90.0℃，确认到，与135deg的情况相比，磁铁温度Tmag高2.1℃，线圈温度高1.4℃。
此外，若比较图13的情况(调制率0.8)和图10的情况(调制率1.15)，则在调制波/载波相位差为135deg的情况下，磁铁温度Tmag和线圈温度分别成为最小，但在调制率0.8，磁铁温度Tmag为97.2℃，与调制率1.15的情况(磁铁温度Tmag63.5℃)相比还高33.7℃。此外，在调制率0.8，线圈温度为79.0℃，比调制率1.15的情况(线圈温度88.6℃)还高9.6℃。如此地，确认到，与调制率为1.15的情况相比，在调制率为0.8时，磁铁温度Tmag、线圈温度都大幅增加。
如以上说明的那样，通过变更成为弱激磁电流的d轴电流，来维持电动机2的转矩输出值且使从逆变器3输出的交流电压的电压绝对值|V|变化，与此对应，能使调制率H变化来调整涡电流损失We。其结果，可知，能不使电动机2的输出转矩、效率变差，减少设置于电动机2的转子的磁铁的涡电流损失和线圈的交流铜损，抑制电动机2的温度上升。
在本实施方式中，基于上述的思路，在电流指令生成部11’中，在磁铁温度Tmag为给定值以上时，选择从第2电流指令生成部112输出的电流指令，以使得成为能抑制电动机2的磁铁的涡电流损失和线圈的交流铜损的给定的调制率H的值，例如1.15附近。通过除了第1、第2各实施方式中说明过的调制波/载波相位差的调整以外进一步进行这样的控制，能不使电动机2的输出转矩、效率变差地大幅减少设置于电动机2的转子的磁铁的涡电流损失和线圈的交流铜损，进而抑制电动机2的温度上升。
另外，在本实施方式中，通过d轴电流(弱激磁电流)的通电来调整交流电压与直流电压的比即调制率，将其保持在1.15近旁。但使调制率变化的示例存在若干个，使用哪个示例都可以。以下说明该示例。
首先，对变更直流电压进行应对的示例进行叙述。本例适合将高压蓄电池5的电源电压Hvdc升压来作为直流电源的系统，通过使直流电压变化，来使交流电压与直流电压的比即调制率变化为所期望的值。即，控制从高压蓄电池5向逆变器3输出的电源电压Hvdc，以使得调制率成为1.15近旁。另外，也可以不是将高压蓄电池5的电源电压Hvdc升压，而是通过对其进行降压来使调制率变化。
接着，对变更电动机转速进行应对的示例进行叙述。本例适合通过引擎得到所期望的电力的引擎发电机系统，自由地控制发电机用电动机的转速，来使交流电压与直流电压的比即调制率变化为所期望的值。即，通过变更电动机的转速，来使前述的式(1)、式(2)中的非干扰项(ω*Ld*Id、ω*Lq*Iq)和感应电压项(ω*Ke)分别变化，使dq轴电压Vd、Vq变化。由此，使以式(19)表征的调制率H变化为所期望的值。
另外，上述中说明的用于使调制率变化的各种手法可以单独使用，也可以组合多个使用。在本实施方式中，能采用任意的手法来达成所期望的调制率。
此外，在本实施方式中，在第2电流指令生成部112中，进行调整以便将调制率保持在1.15近旁，但也可以将调制率调整成其他值。例如，能调整调制率，以使其保持在1以上且1.27以下的任一者的值。除此以外，只要能减少设置于电动机2的转子的磁铁的涡电流损失和线圈的交流铜损，就能将调制率调整成任意的值。
根据以上说明的本发明的第3实施方式，电动机控制装置1’在磁铁温度Tmag比给定温度高的情况下，基于交流电力的电压|V|相对于直流电力的电压Hvdc的比，来使从逆变器3输出的交流电力的电压变化。具体地，电动机控制装置1’具备：生成与转矩指令T*相应的d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*的电流指令生成部11’；和基于d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*来运算三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的电流控制部14以及dq/三相电压变换部15。电流指令生成部11’生成d轴电流指令Id*来控制d轴电流Id，或者，控制直流电力的电压Hvdc或电动机2的旋转速度ωr，以使得与直流电力与交流电力的电压振幅比相应的调制率H成为给定的值，例如1以上且1.27以下的给定的值。如此一来，能大幅减少设置于电动机2的转子的磁铁的涡电流损失和线圈的交流铜损，进而抑制电动机2的温度上升。因此，能抑制逆变器3的开关损失，且更进一步有效果地防止电动机2的不可逆减磁的发生。
[第4实施方式]
接下来，使用附图来说明本发明的第4实施方式。
图14是第4实施方式中的机电一体组件71的外观立体图。
机电一体组件71包含第1～第3实施方式中说明过的电动机驱动系统100(电动机控制装置1或1’、电动机2以及逆变器3)来构成。电动机2和逆变器3经由汇流条712在结合部713连接。电动机2的输出经由齿轮711传递到图示省略的差动齿轮，传递到车轴。另外，在图14中，省略电动机控制装置1、1’的图示，但电动机控制装置1、1’能配置在任意的位置。
该机电一体组件71的特征在于，电动机2、逆变器3和齿轮711成为一体的构造。在机电一体组件71中，通过这样的一体构造，由于在电动机2、逆变器3、齿轮711产生的热，电动机2的转子的磁铁温度、电动机2的定子的线圈温度变差。但通过使用第1～第3实施方式中说明过的电动机控制装置1、1’来控制电动机2的驱动，能防止转子的磁铁温度的上升且提升连续额定转矩，因此，能实现小型且高效率的机电一体组件。进而，若采用作为电动机2而使用了埋入磁铁型的永磁铁同步电动机的第2实施方式，则除了能防止转子的磁铁温度的上升以外，还能防止线圈温度的上升。因此，能提升连续额定转矩，进而，能实现小型且高效率的机电一体组件。
[第5实施方式]
接下来，使用附图来说明本发明的第5实施方式。
图15是第5实施方式中的发电机系统72的结构图。
如图15所示那样，发电机系统72由电动机驱动系统100、与电动机2连接的引擎系统721、和引擎控制部722构成。电动机驱动系统100的结构与第1实施方式所示的图1同样，对相同部位标注相同的附图标记并省略其说明。
引擎系统721被引擎控制部722给予指令，在通常时，以引擎系统721效率最佳的转速来恒定旋转。但在该直流电压下的调制率不是1.15的情况下，dq轴的谐波电流、相电流的谐波分量增大，磁铁涡电流损失以及交流铜损增大。
因此，在本实施方式中，通过使用第1实施方式到第3实施方式中叙述的电动机控制装置1，防止转子的磁铁温度的上升，即使是磁铁温度为高温的情况，也变更引擎转速。
根据本实施方式，通过防止转子的磁铁温度的上升，即使是磁铁温度为高温的情况也变更升压转换器74的升压电压，能维持所期望的输出，能提升混合动力汽车、电动汽车等环境应对车中使用的电动机的连续额定。即，能提升高速下的坡道行驶等连续行驶中所需的转矩，能使混合动力汽车等环境应对车的驱动电力稳定地产生。在本实施方式中，以电动机控制装置1为代表进行了说明，但使用电动机控制装置1’(第3实施方式)也能得到效果。
[第6实施方式]
接下来，使用附图来说明本发明的第6实施方式。
图16是第6实施方式中的升压转换系统73的结构图。
如图16所示那样，升压转换系统73包含电动机驱动系统100，通过升压转换器74将高压蓄电池5等的直流电压升压到所期望的电压。电动机驱动系统100的结构与第1实施方式所示的图1同样，对相同部位标注相同的附图标记并省略其说明。
升压转换器74将开关元件743、744串联连接，在串联连接的开关元件743、744的中间连接点经由电抗器742连接高压蓄电池5。此外，电容器741与高压蓄电池5并联地连接。将各开关元件743、744进行二极管连接。
升压转换器74被电动机控制装置1给予指令，升压至升压转换系统73效率最佳的直流电压。但在该直流电压下的调制率不是1.15的情况下，dq轴的谐波电流、相电流的谐波分量增大，磁铁涡电流损失以及交流铜损增大。
因此，在本实施方式中，与第3实施方式中说明过的变更直流电压进行应对的示例同样，通过升压转换器74使直流电压变化，来将调制率保持在1.15近旁。这样做的话，在磁铁涡电流损失和交流铜损小的区域，将调制率设为1.15近旁或1.15以上来自由控制，从而大幅减少磁铁涡电流损失以及交流铜损。进而，在这时，如第1实施方式中说明过的那样，通过决定电压相位误差Δθv，以使得d轴电流和sum成为最小，还能得到磁铁温度的减少效果。此外，如第2实施方式中说明过的那样，在将埋入磁铁型的永磁铁同步电动机用作电动机2的情况下，还能得到线圈温度的减少效果。
根据本实施方式，通过防止转子的磁铁温度的上升，即使是磁铁温度为高温的情况也变更升压转换器74的升压电压，能维持所期望的输出，能持续进行混合动力汽车、电动汽车等环境应对车的驱动。在本实施方式中，以电动机控制装置1为代表进行了说明，但使用电动机控制装置1’(第3实施方式)也能得到效果。此外，介绍了使用升压转换器74使直流电压变化，但通过使用了发电机的直流电压生成，也能得到相同的效果。
[第7实施方式]
接下来，使用图17来说明将电动机驱动系统100运用于车辆的实施方式。
图17是本发明的第7实施方式中的混合动力车辆系统的结构图。如图17所示那样，混合动力车辆系统具有将电动机2作为电动机/发电机来运用的动力总成，使用电动机2的旋转驱动力行驶。另外，并不限于混合动力车辆系统，也可以是电动车辆系统。电动机2、逆变器3、高压蓄电池5等与第1实施方式～第3实施方式中的电动机驱动系统100同样。
在图17所示的混合动力车辆系统中，在车体800的前部，能旋转地轴支承前轮车轴801，在前轮车轴801的两端设置前轮802、803。在车体800的后部，能旋转地轴支承后轮车轴804，在后轮车轴804的两端设置后轮805、806。
在前轮车轴801的中央部设置作为动力分配机构的差动齿轮811，将从引擎810经由变速器812传递的旋转驱动力分配到左右的前轮车轴801。
设于引擎810的曲柄轴的皮带轮和设于电动机2的旋转轴的皮带轮经由皮带机械地连结。由此，能将电动机2的旋转驱动力传递到引擎810，将引擎810的旋转驱动力传递到电动机2。电动机2通过将对应于电动机控制装置1的控制从逆变器3输出的三相交流电力供给到定子的线圈，转子旋转，产生与三相交流电力相应的旋转驱动力。
即，电动机2对应于电动机控制装置1的控制而被逆变器3控制，作为电动机动作，另一方面，通过接受引擎810的旋转驱动力而转子旋转，从而在定子的定子线圈感应电动势，作为产生三相交流电力的发电机动作。
逆变器3是将从作为高电压(42V或300V)系统电源的高压蓄电池5供给的直流电力变换为三相交流电力的电力变换装置，遵循驾驶指令值和转子的磁极位置来控制流过电动机2的定子线圈的三相交流电流。
由电动机2发电的三相交流电力通过逆变器3变换成直流电力，来对高压蓄电池5进行充电。在高压蓄电池5经由DC-DC转换器824电连接到低压蓄电池823。低压蓄电池823构成汽车的低电压(14V)系统电源，用在使引擎810初始起动(冷起动)的起动器(starter)825、收音机、灯等的电源中。
在车辆处于等红绿灯等停车时(怠速停止模式)时，使引擎810停止，在再发车时使引擎810再起动(热起动)时，用逆变器3驱动电动机2，来使引擎810再起动。此外，在怠速停止模式下，在高压蓄电池5的充电量不足的情况、引擎810未充分变暧的情况下等，不使引擎810而继续驱动。此外，在怠速停止模式中，需要确保空调的压缩机等以引擎810为驱动源的辅机类的驱动源。在该情况下，使电动机2驱动来驱动辅机类。
在加速模式时、处于高负载驾驶模式时，也使电动机2驱动来辅助引擎810的驱动。反之，在处于需要高压蓄电池5的充电的充电模式时，通过引擎810使电动机2发电，来将高压蓄电池5充电。即，在车辆的制动时、减速时等进行再生。
根据本实施方式，使用第1～第3实施方式中说明过的电动机驱动系统100来实现图17的混合动力车辆系统。在该混合动力车辆系统中，如第1实施方式中说明过的那样，通过决定电压相位误差Δθv，以使得d轴电流和sum成为最小，能得到磁铁温度的减少效果。此外，如第2实施方式中说明过的那样，在将埋入磁铁型的永磁铁同步电动机用作电动机2的情况下，还能得到线圈温度的减少效果。进而，如第4实施方式中说明过的那样，通过将直流电压升压来将调制率设为1.15近旁或1.15以上，还能在维持电动机2的输出的同时进一步减少磁铁涡电流损失和交流铜损。其结果，能减少转子磁铁的涡电流损失，能提升在电动汽车、混合动力汽车等环境应对车中使用的电动机的连续额定转矩。即，能提升高速下的坡道行驶等连续行驶中所需的转矩。在本实施方式中，以电动机控制装置1为代表进行了说明，但使用电动机控制装置1’(第3实施方式)也能得到效果。
另外，在上述的各实施方式中，电动机控制装置1、1’内的各结构(图2～图4等)也可以不依赖于基于硬件的结构而通过CPU和程序来实现各结构的功能。在通过CPU和程序实现电动机控制装置1、1’内的各结构的情况下，由于硬件的个数减少，因此有能实现低成本化这样的优点。此外，该程序能预先存放于电动机控制装置的存储介质来进行提供。或者，还能在独立的存储介质中存放程序来进行提供，或者通过网络线路将程序记录并存放在电动机控制装置的存储介质。也可以作为数据信号(载波)等种种形态的计算机可读的计算机程序产品来供给。
本发明并不限定于上述的实施方式，只要不损害本发明的特征，则关于在本发明的技术思想的范围内想到的其他形态，也含在本发明的范围内中。此外，也可以设为将上述的多个实施方式组合的结构。
附图标记的说明
1、1’...电动机控制装置、2...永磁铁同步电动机(电动机)、3...逆变器、5...高压蓄电池、7...电流检测部、8...旋转位置检测器、11、11’...电流指令生成部、12...速度算出部、13...三相/dq变换部、14...电流控制部、15...dq/三相电压变换部、16...载波频率调整部、17...三角波生成部、18...门控信号生成部、31...逆变器电路、32...PWM信号驱动电路、33...平滑电容器、51...旋转位置传感器、52...温度传感器、71...机电一体组件、72...发电机系统、73...升压转换系统、74...升压转换器、100...电动机驱动系统、111...第1电流指令生成部、112...第2电流指令生成部、113...电流指令选择部、161...同步PWM载波数选择部、162...电压相位运算部、163...电压相位误差运算部、164...同步载波频率运算部、165...载波频率设定部、711...齿轮、712...汇流条、713...结合部、721...引擎系统、722...引擎控制部、741...电容器、742...电抗器、743、744...开关元件、800...车体、801...前轮车轴、802...前轮、803...前轮、804...后轮车轴、805...后轮、806...后轮、810...引擎、811...差动齿轮、812...变速器、823...低压蓄电池、824...DC-DC转换器、825...起动器、1631...基准电压相位运算部、1632...d轴电流和运算部、1633...固定三角波相位决定部、1634...加法运算部、1635...减法运算部。

Claims (17)

1.一种电动机控制装置，与进行从直流电力向交流电力的电力变换的电力变换器连接，控制使用所述交流电力进行驱动的交流电动机的驱动，
所述电动机控制装置的特征在于，具备：
载波生成部，其生成载波；
载波频率调整部，其调整所述载波的频率；
门控信号生成部，其使用所述载波来对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述电力变换器的动作的门控信号，
所述载波频率调整部调整所述电压指令与所述载波的相位差，以使得减少对应于在所述交流电动机通电的d轴电流和所述交流电动机的旋转速度而在所述交流电动机的转子的磁铁产生的涡电流损失。
2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述载波频率调整部基于所述d轴电流和所述交流电动机的旋转速度来决定用于减少所述涡电流损失的载波相位差，使用所决定的所述载波相位差来调整所述载波的相位，由此调整所述相位差。
3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述载波频率调整部基于所述交流电动机的旋转速度来提取电角1周期相应量的所述d轴电流，对于所提取的电角1周期相应量的所述d轴电流计算所述d轴电流的各谐波的平方与其阶数的平方之积的合计值、或所述d轴电流的各谐波与其阶数之积的合计值、或所述d轴电流的各谐波的平方的合计值、或所述d轴电流的各谐波的合计值的任一者，并基于该合计值来决定所述载波相位差。
4.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述载波频率调整部具有预先存储用于减少所述涡电流损失的载波相位差的存储区域，通过使用存储于所述存储区域的所述载波相位差调整所述载波的相位，来调整所述相位差。
5.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述电动机控制装置通过从检测所述磁铁的温度的温度传感器取得所述磁铁的温度的检测结果，或基于所述交流电动机的感应电压的温度依赖性推定所述磁铁的温度，来取得所述磁铁的温度，
所述载波频率调整部在所述磁铁的温度超过给定温度时进行所述相位差的调整。
6.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，
在所述磁铁的温度比所述给定温度低的情况下，将所述相位差设定为预先确定的给定的值。
7.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，
在所述磁铁的温度比所述给定温度高的情况下，基于所述交流电力的电压相对于所述直流电力的电压的比来使所述交流电力的电压变化。
8.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述电动机控制装置具备：
电流指令生成部，其生成与所述转矩指令相应的d轴电流指令以及q轴电流指令；和
电流控制部，其基于所述d轴电流指令以及所述q轴电流指令来运算所述电压指令，
所述电流指令生成部生成所述d轴电流指令来控制所述d轴电流，以使得与所述直流电力与所述交流电力的电压振幅比相应的调制率成为给定的值。
9.根据权利要求8所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调制率的所述给定的值为1以上且1.27以下。
10.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述电动机控制装置控制所述直流电力的电压或所述交流电动机的旋转速度，以使得与所述直流电力与所述交流电力的电压振幅比相应的调制率成为给定的值。
11.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述载波频率调整部调整所述载波的频率，以使得所述载波的频率成为所述电压指令的频率的整数倍。
12.根据权利要求11所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述整数倍是3的倍数。
13.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述交流电动机是在所述转子的表面安装了所述磁铁的表面磁铁型的永磁铁同步电动机、或在所述转子埋入了所述磁铁的埋入磁铁型的永磁铁同步电动机。
14.一种机电一体组件，其特征在于，具备：
权利要求1～13中任一项所述的电动机控制装置；
所述电力变换器，其与所述电动机控制装置连接；
所述交流电动机，其通过所述电力变换器驱动；和
齿轮，其传递所述交流电动机的旋转驱动力，
所述交流电动机、所述电力变换器以及所述齿轮成为一体构造。
15.一种发电机系统，其特征在于，具备：
权利要求1～13中任一项所述的电动机控制装置；
所述电力变换器，其与所述电动机控制装置连接；
所述交流电动机，其通过所述电力变换器驱动；和
引擎系统，其与所述交流电动机连接。
16.一种升压转换系统，其特征在于，具备：
权利要求1～13中任一项所述的电动机控制装置；
所述电力变换器，其与所述电动机控制装置连接；
所述交流电动机，其通过所述电力变换器驱动；和
升压转换器，其将所述直流电力的电压升压。
17.一种电动车辆系统，其特征在于，具备：
权利要求1～13中任一项所述的电动机控制装置；
所述电力变换器，其与所述电动机控制装置连接；和
所述交流电动机，其通过所述电力变换器驱动，
所述电动车辆系统使用所述交流电动机的旋转驱动力来行驶。
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