JPS6192173A

JPS6192173A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPS6192173A
Application number: JP59212559A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-10-12
Filing date: 1984-10-12
Publication date: 1986-05-10
Anticipated expiration: 2009-08-24
Also published as: ZA857793B; JPH0667198B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制卸（ＰＷＭ）インバータ＋訪導電動機、あるいは直
流チョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧
源としで、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、
商用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直
流電圧を得るとき、４；Ｆ１填＃芦し６発５Ｔる草効眉
刀十憂ｐｌしが近年零題になっている。

この問題を解決するため｛こ、交直電力変換器としてパ
ルス幅変調側ｌ９ｌ］（ＰＷＭ）コンバータを商用電源
と直流電圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式が提
案されている。

第６〜図は、交直電力変換器としてＰＷＭコンバータを
用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、Ｌｓは交流リアクトル、
ＣＯＮｖは交直電力変換器（コンバータ）、Ｃｄは直流
平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。コンバー
タＣＯＮＶは、自己消弧能力のある素子（例えばゲート
ターンオフサイリスタ）Ｓ．〜Ｓ４、ホイーリングダイ
オードＤ１〜Ｄ４及び直流リアクトルＬｌｌ”！から構
成され上記素子Ｓ，−Ｓ，は交流側電圧Ｖｏの値を制卸
するため、公知のパルス幅変調制御されている。すな、
わち、コンバータＣＯＮＶは直流電圧源ｃｄから見た場
合、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータとなり、そ
の場合交流電源ＳＵＰ側は一種の負荷と見ることができ
る。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源ｃｄの電圧Ｖ
ｄがほぼ一定Ｉこなるように交流電源から供給される電
流工６を制御するもので、 ■　負荷装置ＬＯＡＤからの電力需要に応じて４象限動
作が可能なこと。

■　上記入力電流工８は電源室Ｅ　Ｖｓと常に同相ｔこ
制御され入力力率がＩＩこなること。

■　まだ、入力・電流Ｉ，は正弦波状に制卸されるため
高調波がきわめて小さくなること。

が特徴としてあげられる。

以下、この装置の制卸動作を簡単に説明する。

側脚回路としては、次のものが用意されている。

ＣＴｃは交流電流検出器、Ｒ，、几，は直流電圧を検出
するだめの分圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、ＶＲは直流
電圧設定器、ＣＩ〜Ｏｓは比較器、ａｖ（ｓ＞は電圧制
卸補償回路、ＭＬは乗算器、ＯＡは反転演算増幅器、Ｇ
ｔ（Ｓ）は電流制卸補償回路、ＴＲＧは搬送波（三角波
）発生器、ＧＣはゲート制御回路である。

まず、絶縁増幅器ＩＳＯを介して検出された直流電圧ｖ
ｄと電圧設定器ＶＲからの電圧指令値Ｖ　ｄ＋を比較器
Ｃ１に入力し、偏差ε▼＝＝ｖｄ−ｖｄ　　を求める。

当該偏差εＶは制御補償回路Ｇ．（ｓ）　に入力され、
積分増幅あるいは比例増幅されて入力電流Ｉｓの波高値
指令Ｉ＋ｍ　　となる。

当該波高値指令Ｉｍは乗算器ＭＩ．に入力され、もう一
方の入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。当該入力信号
ｓｉｎωｔは電源室Ｅ　Ｖ　＠＝Ｖｒａ−Ｓｌｎ　ａ）
Ｌに同期した単位正弦波で、当該電源電圧Ｖ，を検出し
、定数倍（　１／Ｖ．倍）することによって求められる
。

乗算器ＭＬの出力信号Ｉｓ　　は電源から供給されるべ
き電流の指令値を与えるもので、次式のようになる。

Ｉ，　＝Ｉｍ−ｓｉｎωｔ・・・・・・・・・（１）当
該入力電流指令値Ｉｓ　　は反転増幅器０人で反転され
、コンバータＣＯＮＶから電源ＳＵＰへ供給される交流
電流ＩＯの指令値工ｏ　　となる。以下、ここでは、Ｉ
ｏ　　をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流ＩＯは交流電流検出器ＣＴ，　によ
って検出され、比較器Ｃ，に入力される。比較器Ｃ，に
よって、上記指令値工０　が比較され偏差εＩ＝ＩＯ−
Ｉ．が求められる。当該偏差ε！は次の制御補償回路Ｇ
ｒ（ｓ）に入力され、比例増幅されてパルス幅変調制御
のための制御入力信号もどなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器Ｔ几Ｇ
１比較器Ｃ３及びゲート制御回路ＧＣＩこよって当該制
卸を行っている。

すなわち搬送波発生器ＴＲＧは周波数１　ｋＨｚ　　程
度の三角波ｅｙを発生し、比較器Ｃ８は当該三角波ｅ７
と前記入力信号ｅＩを比較し、その偏差ε７：ｅｌ　−
ｅｔに応じで、ゲート制御回路ＧＣからゲートターンオ
フサイリスタＳ、’−８，ｔこオン、オフ信号を与えて
いる。

ｅＩ＞ｅＴのとき、すなわち偏差εＴが正のときサイリ
スタＳ１と８４がオンされ（このときＳ、、Ｓ、はオフ
）コンバータの交流出力室Ｅ　Ｖａは＋Ｖｄとなる。

また、ｅＩ＜６丁のとき、すなわち偏差ε↑が負のとき
、サイリスタＳ、と８３がオンされ（このとき、ＳＩ＃
Ｓａハオ７　）、Ｖｏ＝−Ｖｄ　トｈ　ル。

しかも、ｅＩが正の値で大きければ上記Ｓ１と８４のオ
ン期間は長くなり、Ｓ、とＳｓのオン期間は短くなって
、Ｖｏの平均値は入力信号ｅＩに比例した電圧で正の値
となる。逆にｅｌが負の値のときはＳＩと８４のオン期
間よりＳ、と８．のオン期間のほうが長くなって、コン
バータの出力型Ｅ　Ｖｏの平均値は入力信号ｅ４ｉこ比
例した値で負の値となる。

すなわち入力信号引に比例した値］こ、コンバータの出
力電圧ＶＯが制御されることになる。

コンバータの出力電流Ｉｏ（ｍ源から供給される入力電
流Ｉ、の反転値）は上記コンバータの出力型　　′圧Ｖ
。ｔ−調整することにより制御される。

交流リアクトルＬ、には電源電圧ｖ８と上記コンバータ
の出力電圧Ｖｏとの差電圧ＶＬ＝＝　Ｖｓ−Ｖｏ　　が
印加される。

Ｖａ　＞　Ｖｏのとき、電源電流Ｉａは図の矢印の方向
に増加する。言いかえると、コンバータ出力電流１゜は
図の矢印方向へは減少するように働らく。逆にＶｓ　＜
　Ｖａのとき、コンバータ出力電流Ｉｏは図の矢印の方
向ｌζ増加しようと働ら〈。

コンバータの出力電流指令値工０　　に対して実電流Ｉ
Ｏが、Ｉ、）Ｉ□の関係にあるとき、偏差εｒ＝ＩＯ”
−Ｌ＋は正の値となり制御補償回路ＧＸ（ｓ）を介して
ｐ　ｗ　Ｍ　ＦＩｔｌｌ　＆］の入力信号ｅｌを増加さ
せる。故に、コンバータ出力電圧Ｖ、も入力信号ｅｌに
比例して太きくなり、Ｖｏ＞Ｖ３となり、コンバータ出
力電流Ｉｏを図の矢印方向に増加させる。逆に１６　＜
　ＩＯとなった場合、偏差ε■は負の値と々す、ｅＩす
なわちｖＯを減少させて、Ｖｏ＜Ｖｓとなり、出力電流
Ｉｏを減少させる。故にコンバータの出力電流工０はそ
の指令値Ｉｏ　　１ζ一致するように制御される。当該
指令値１ｏ”を正弦波状に変化させれば、それに追従し
て実電流Ｉｏも正弦波状に制御される。

コンバータの出力電流ＩＯは電源からの入力電流工８の
反転値であり、また、コンバータ出力電流の指令値ＩＣ
は電源からの入力電流の指令値工、の反転値である。故
に、入力電流Ｉ、はその指令値ｒ、＋に追従して制卸さ
れることになる。

次Ｉこ直流コンデンサＣｄの電圧ｖｄの制御動作を説明
する。

比較器Ｃ，Ｈこよって直流電圧検出値ｖｄとその指令値
Ｖｄ　　を比較する。Ｖａ　）　Ｖｄの場合、偏差εＶ
は正の値となり、制御補償回路Ｇｖ（ｓ＞を介して、入
力電流波高値Ｉｍ　　を増加させる。入力電流指令値Ｉ
　、＋は、（１）式で示したように電源電圧と同相の正
弦波で与えられる。故に、実入力電流工８が前述の如く
、Ｉｓ”Ｉｓ　に制卸されるものとすれば、上記波高値
ｌｆｆ１が正の値のとき、次式で示される有効電力Ｐ、
が単相電源ＳＵＰから、コンバータＣ０ＮＶを介して直
流コンデンサＣａＩこ供給される。

Ｐ、　＝＝　Ｖ、　Ｘ　ＩＩ＋＝Ｖｍ　＊　Ｉｎ−（ｓｉｎａ＋ｔ）＝　Ｖｒｎ　＠Ｉｍ−（Ｊ−ｃｏｓ２ωｔ）／２　−・
・・・・・・・（２）従って、エネルギーＰ、・ｔが直
流コンデンサＣｄに−Ｌ　Ｃａ　ｖｄ’としで蓄積され
、その結果、直流電圧Ｖｄが上昇する。

逆にＶａ　（Ｖａとなった場合、偏差εＶは負の値とな
り、制御補償回路Ｇｙ（Ｓ）を介して上記波高値１ｒ＝
を減少させついにはＩ＋、、　＜　０　　とする。故に
、有効電力Ｐｓも負の値となり、今度は、エネルギーＰ
、ｉが直流コンデンサＣａから電源に回生される。その
結果、直流電圧Ｖａは低下し、最終的にＶｄ＝　Ｖｄ　
　制御される。

負荷装置ＬＯＡＤは例えば、公知のＰＷＭインバータ駆
動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサ
Ｃｄ　　に対して、電力のやりとりを行う。負荷装置Ｌ
ＯＡＤが゛電力を消費すれば、直流電圧Ｖｄが低下する
が、上記制御によって電源から有効電力Ｐｓを供給して
常にＶｄ；Ｖｄ　に制御される。

逆に負荷装置ＬＯＡＤから電力回生（誘導電動機を回生
運転した場合）が行われると、ｖｄが一旦上昇するが、
その分電源８０Ｐに有効電力Ｐ８を回生ずることにより
、やはりＶｄキＶｄ　　となる。すなわち負荷装置ＬＯ
ＡＤの電力消費あるいは電力回生に応じて、電源ＳＵＰ
から供給する電力Ｐ、が自動的に調整されているのであ
る。

このとき、入力電流工８は電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波Ｅこ制卸されるので、当然入力力率
＝１で高調波成分はきわめて小さい値となる。

第７図は従来の電力変換装置の別の例を示す構成図であ
る。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＴＲは電源トラフ　’　
％　Ｌ！＋＋　Ｌｓｔ　Ｌｔ　交流リアクトル、ＣＱＮ
Ｖｌ、Ｃ０ＮＶ２はパルス幅変調制御コンバータ、ｃｄ
は直流平滑コンデンサ、ＩＮＶは直流電圧を可変電圧可
変周波数の３相電田に変換するパルス幅変調側脚インバ
ータ、ＩＭは３相誘導電動機である。

ＰＷＭインバータＩＮＶと誘導電動ＭＩＭは直流電圧源
Ｃａの負荷装置となる。当該負荷装置の制卸動作を簡単
に説明すると次のようになる。

誘導電動機ＩＭの回転速度Ｎを速度検出°器ＰＧで検出
し、当該検出値Ｎと速度指令値Ｎ４Ｆを比較し、速度制
卸回路ＳＰＣによって、Ｎ−Ｎ　　となるように制卸す
る。ＳＰＣの出力信号工Ｌ　　は誘導電動機ＩＭに供給
される３相電流！、の指令値を与える。

当該電流指令値ＩＬ　　と実電流Ｉ、を比較し、負荷電
流制御回路ＡＬＣによって、■ＬｋｑＩＬ　　となるよ
うに制卸する。インバータ側ＰＷＭ制卸回路ＰＷＭには
当該負荷電流制御回路人ＬＣからの出力信号に応じて、
インバータＩＮＶをＰＷＭ制佃する。

一方、ニア　ｙ　ハｐ　ｃｏｒ’ｉｖ１１　Ｃ０ＮＶ２
　　ハ第６図の装置でも説明したように、平滑コンデン
サｃｄの直流電圧Ｖｄがほぼ一定になるように電源ＳＵ
Ｐから供給される電流１．を制御している。

すなわち、直流電圧指令値Ｖｄ　　と直流電圧検出値ｖ
ｄを比較し、電圧制御回路ＡＶＣによって、Ｖｄ脣４ｖｄ　　となるように制卸している。人ｖＣの出力信
号工８　　は電源ＳＵＰから供給きれる電流工、と指令
値を与えている。当該電流指令値Ｉｓ　　と入力電流検
出値Ｉ８を比較し、入力電流制卸回路Ａ３ＣによってＩ
　１”ｖＩ　Ｈとなるように制卸する。コンバータ側Ｐ
　Ｗ　Ｍ　ｆＩｉｌｌ　旬回路ＦＷＭｏは当該入力電流
制卸回路ＡＢＣの出力信号に応じて、コンバータＣ０ｒ
ｆｆ１　。

Ｃ０ＮＶ２を制御している。

ここで、コンバータＣ０ＮＶ１及びＣ０ＮＶ２を並列接
続しているのは、コンバータ容量を増加させるためで、
一般的な手法である。

この場合、交流リアクトルＬｓ＋、Ｌｓｔは両コンバー
タの電流バランスをとるためと、当該入力電流１１１１
１Ｌ２の脈動をおさえる役目をはたしている。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の電力変換装置では、次のような問題点
があった。

すなわち、パルス幅変調制御コンバータは、その変調周
波数（数キロヘルツ）でスイッチング動作を行う必要が
あり、通常ＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリスタ等を
用いなければならない。

ＧＴＯサイリスタ等は一般のサイリスタに比較すると耐
電圧あるいは許容電流の最大定格値が小さいため、コン
バータの大容量化が困難である。

そこで、第７図Ｓこ示したようにコンバータを並列接続
し、容量の増加を図る方法が採用されるが、各コンバー
タの容量に限界があるため、大容量になればなるほど、
ＧＴＯサイリスタの数が多くなってくる。このため装置
の寸法、形状が大きくなることは言うまでもなく、装置
の値段が高くなるという欠点がでてくる。

また、コンバータの容量増加のだめの並列運転では各コ
ンバータの入力電流のバランスをとる必要があり、その
ため、交流リアクトルを電源トランスの２次側にコンバ
ータ数だけ挿入することが必要であった。このとき、当
該交流リアクトルはＰＷＭコンバータのスイッチング動
作に伴なう交流側出力電圧に含まれる高調波成分を吸収
し、磁源から供給される入力電流の脈動をおさえる役目
をはだす。しかし、各コンバータのスイッチング周波数
（変調周波数）は高々数キロヘルツであるため、上記交
流リアクトルのインダクタンス値としてかなり大きいも
のを用意しなければならない。

すなわち、従来の装置では並列運転される各コンバータ
毎ｔこ、相当大きな容量の交流リアクトルが不可欠であ
った。このだめ装置の小形軽量化を図ることができず、
設置場所の制限を受ける用途には適用できないという欠
点があった。

し発明の目的〕本発明は以上に鑑みてなされたもので、装置の大容量化
を容易ｔこし、前記交流リアクトルの容量の低減を図り
、装置の小形軽量化及び低廉化を図った電力変換装置を
提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によれば、この目的は、交流電源と、該交流電源
Ｉこ交流リアクトルを介して１次巻線が直列接続された
複数台の電源トランスと、当該電源トランスの２次巻線
に接続された複数台の自励コンバータと、当該自励コン
バータの直流側（こ接続された共通の平滑コンデンサと
、当該平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置で構
成することによって達成出来る。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
である。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、Ｌｓは交流リアク）＃、
ＴＲ１，ＴＲ，６４電源トランス、ＣＯＩ’ｆｆｌ　、
Ｃ０ＮＶ２は自励コンバータ、Ｃｔｔは直流平滑コンデ
ンサ、５０人りは負荷装置である。ここでは負荷装置　
ＬＯＡＤとして、ノζルス幅変調制卸インバータＩＮＶ
と誘導電動機ＩＭを用意している。

２台の自励コンバータＣ０ＮＶＩ　、Ｃ０ＮＶ２は直流
側で並列接続されており、交流側は電源トランスＴＲ，
。

Ｔ８雪によって絶縁されている。当該電源トランスＴＲ
，及びＴＲ，の１次巻線は直列接続されて、交流リアク
トルＬ、を介して交流電源８ＵＰｉこつながれている。

負荷装置ＬＯＡＤの制御は第７図の装置で説明したもの
と同様であり、また、本発明の目的とするところではな
いので説明を省略する。

以下、平滑コンデンサｃｄを含む、自励コンバータＣ０
ＮＶＩ及びＣ０ＮＶ２の制御動作を説明する。

制卸回路を構成するものとして、電源電流工８を検出す
るための変流器ＣＴ、　、直流電圧設定器Ｖ几、比較器
Ｃ，，Ｃ，、電圧制御補償回路Ｇ、（ｓ）、乗算器ＭＬ
１電流制御補償回路］ｔ（ｓ）、加算器ＡＤ、レベル検
出器ＳＨ，演算増幅器ＯＡＫ、搬送波発生器ＴＲＧ、ゲ
ート制御回路ＧＣ，、ＧＣ，が用意されている。

まず、平滑コンデンサＣａの直流電圧７ｄを検出し、比
較器Ｃ８に入力する。比較器Ｃ１は直流電圧設定器ｖＢ
からの電圧指令値ｖｄ　　と上記検出値Ｖｄを比較し、
偏差εｙ：Ｖｄ−％’ｄを出力する。描該偏差εマは次
の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力され比例増幅ある
いは積分増幅されて、電源からの入力電流Ｉｓの波高値
指令ｌｌ１１となる。

波高値指令工ｍは乗算器ＭＬに入力されて、もう一方の
入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。入力信号ｓｉｎω
ｔは電源電圧Ｖｓ＝：ｖｍ−３ｉｎωｔに同期した単位
正弦波で、当該電圧Ｖ、を検出し、定数倍（１／Ｖ、、
倍）することによって求められる。

乗算器ＭＬの出力信号Ｉｓ＝Ｉｍ−ｓｉｎωｔは電源か
ら供給されるべき電流Ｉ８の指令値を与えるもので、比
較器Ｃ１にはその反転値工８　　が入力される。比較器
Ｃ２は電源電流の検出値Ｉ、と上記指令値Ｉｓ　　の比
較を行って偏差ε■＝Ｉ、−Ｉ、を次の電流制御補償回
路ＧＸ（ｓ）に送る。ここでは説明を簡単にするためＧ
ｔ（ｓ）は単なる比例増幅器であるとして説明する。

Ｇｒ（ｓ）の出力信号ｅ、は１つは加算器ＡＤに、もう
１つはレベル検出器ＳＨに入力される。

レベル検出器８Ｈは入力ｅ、が正側設定レベル値＋ｅｂ
より大きくなったとき１＋１”の信号を出力し、負側設
定レベル値−ｅｂより小さく々ったとき′°−１”の信
号を出力し、−ｅｂ（ｅ、　（＋８１．の領域では゛°
０″信号を出力する。

ゲート制御回路ＧＣ，は上記レベル検出器ＳＨの出力信
号ｅ！Ｉこ応じて、自励コンバータＣＯへＶ２１ζオン
、オフ信号を寿える。す々わち、自励コンバータＣ０Ｎ
Ｖ２の交流側出力電圧ｖｏ、は、上記信号ｅ、によって
次の値になる。

ｅ、　＝”＋ｌ　”　ノア！：き　Ｖｏ、＝＋Ｖｄｅ、
　：＝＝：　ｌ　Ｏ＠のとき　Ｖ、＝　　Ｑｅｔ＝”　
　１’　ノトキＶＯ，＝　　Ｖｄここで、電源トランス
ＴＲ，の１次／２次の巻数比を２対１とした場合、ＴＲ
，の１次側の電圧は、Ｖｏ２’＝２・ｖａ２となる。

一方、レベル検出器８Ｈの出力信号４は演算増幅器ＯＡ
Ｋを介して加算器ＡＤに入力される。演算増幅器ＯＡＫ
は入力ｅ、をに倍して、信号ｅ、＝Ｋ・ｅ、を出力する
ものである。

加算器ＡＤは電流制御補償回路Ｇｔ（ｓ）の出力信号ｅ
、と上記演算増幅器ＯＡＫの出力信号ｅ３の反転値−ｅ
ｓとの加算を行い、パルス幅変調制御の入力信号ｅ１＝
６．−ｅ、を与えている。

入力信号ｅＩと搬送波発生器ＴＲＧからの出力信号（周
波数１　ｋＨｚ　程度の三角波）　ｅｔを比較器Ｃ１に
よって比較し、その偏差８丁＝ｅ１−ｅ、　に応じて、
ゲート制御回路ＧＣ，によって、自励コンバータＣ０Ｎ
ＶＩをパルス幅変調制御している。

自励コンバータＣ０ＮＶＩの交流側出力電圧ｖｏＩは上
記入力信号ｅ１に比例した値となることは前に説明した
通りである。

ここで、電源トランスＴＲ，の１次／２次の巻数比を１
対１とした場合、Ｔもの１次側の屯田Ｖ○１′はＶｏ、
／＝＝Ｖｃ、と々る。

従って、交流リアクトルＬＬ＋には、電源電圧Ｖ、と２
台のトランスＴＲ，、Ｔ几、の１次電圧の和ｖｏ、ｌ、
４−Ｖｏ、／と（こよって、次式で示される電圧Ｖ、が
印加される。

Ｖｓ、　＝　Ｖｅｒ　−（ｖ（１１’　＋　Ｖｏｗ’　
）＝　Ｖｓ　　（”ａｌ　＋２ｖｏ２）入力電流Ｉ、が図の矢印の向きに流れていた場合、ｖＬ
〉０とすることにより、１口を矢印の向きに増加させる
ことができ、逆に、ｖしくＯとすることにより、Ｉ８を
減少させることができる。

反対に、入力電流Ｉ、が図の矢印と反対向きに流れでい
た場合、ｖしくＯとすることＩこより、ｌｓを矢印と反
対向きに増加させることができ、逆にｖＬ〉Ｏとするこ
とにより、Ｉｓを減少させることができるＯ第２図は、第１図の装置の交流側の磁圧電流ベクトル図
を表わしたもので、電源電圧Ｖ、は、リアクトル印加電
圧ｖＬとコンバータ出力電圧の和Ｖｏとのベクトル和と
なる。

Ｖ、　＝　ｖＬ＋ｖ。

おり、次の関係が成り立つ。

ｖｔ、　”　ｊωＬ、Ｉ。

ω＝２πｆ、　：　′電源の角周波数いいかえると、入力電流Ｉ、を制御するには、コンバー
タ出力電圧の和Ｖｏ＝　ｖｏ、’　＋　ｖａ、’を増減
させることにより、リアクトル印加電圧Ｖ、を変えて制
御している。

第２図（ａ）はカ行運転時のベクトル図で、交流電源Ｓ
ＵＰから負荷ＬＯＡＤ側へ電力を供給している相になる
。すなわち、入力力率は１となる。

第２図（ｂ）は、回生運転時のベクトル図で、負荷側か
ら電源側に電力が回生されるモードである。

Ｖ、はり−より位相が９０°遅れており、その結果、入
場合も入力力率は１となっている。

すなわち、入力力率を常に１に保つには、上記直交関係
を保つ必要があり、それを制約するのが、コンバータの
交流側出力電圧Ｖｏである。

次に、本発明装置の上記コンバータ出力電圧Ｖ。

の制御動作を説明する。

第１図の装置Ｉこおいて、電流制御補償回路Ｇｒ（ｓ）
の出力信号ｅ、の最大値をｅ　＋ｙ＋ａｘとした場合、
レベル検出器８Ｈの設定レベル値ｅｌ、をｅｂ＝＋ｅｍ
ａｚとする。

故に、ｅ、　）　Ｔｅｍａｘのとき、（！、＝　”＋１
”となり、自励コンバータＣ０ＮＶ２の出力電圧ｖｏ、
は、＋Ｖｄとなる。

このとき、パルス幅変調側ｉ１１１（ＰＷＭ）コンバー
タＣ０ＮＶＩを制御する入力信号ｅＩは前述のようにｅ
ｌ＝ｅ＋　’５＝ｅＩ−Ｋｅ２となり、当該制御入力信
号ｅＩに比例した電圧ｖｏＩをコンバータＣ０ＮＶ１の
交流側に発生する。ここで、演算増幅器ＯＡＫの比例定
数Ｋを（２／３）・ｅＩＩＩａｘに選べば、ｅｌ　＝　ｅｓ　−（２／３）　”ｅｍａｘ　Ｘ　ｅ。

”　ｅＩ　−（２／３　）　ｅｅｍ＊ｘとなる。

同様（こ、ｅＩ＜−去ｅｍａｘのとき、ｅ、＝Ｉ　−１
ｍ　　となす、ｅＩ”ｅＩ　”（２／３）　”ｅＩｎａ
ｘとなる。

さら（こ、　　”　ｅｒａ＊ｘ　＜　ｅｌ　（’　ｅｒ
ｒｌ、Ｈの領域では、ｅ２＝１０１となり、ｅＩ＝ｅＩ
となる。

第３図に上記関係を表わすタイムチャート図を示す。

ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶＩは、第３図のｅＩに比例し
た電圧ｖ０．を発生する。電圧ｖｏ、の最大値は直流平
滑コンデンサｃｄの電圧Ｖｄである。従って、ｅ１＋−
！−ｅ、、ｘの間で変化すれば、＝ｘ　７　バー　１；
Ｉ　Ｃ０ＮＶ１〕出力電圧ｖｏ１はｅｌに比例して、−
Ｖｄ〜＋Ｖａの間で変化する。パルス幅変調制御につい
ては公知なので省略する。

また、自励コンバータＣ０ＮＶ２の出力電圧ｖｏ、は入
力信号ｅ、ｌζ応じで、ｅ、＝”ｌ”　ノとき　ＶＣ，＝＝　＋ｖｄｅ、　＝＠
　０　＠のとき　Ｖａｔ　＝　Ｏｅ、　＝＠−１１のと
き　Ｖｏ、＝−Ｖｄとなる。

従って、電源トランスの１次側に発生する、コンバータ
電圧Ｖｏは、Ｖ０＝　Ｖｏ、メ＋Ｖｏ、／＝Ｖｏ、　＋２・ＶｏｔｌＩとなり、の関係を代入すると、ｅｍ＆Ｘとなって、ｖｏは電流制御補償回路ＧＩ（ｓ）の出力信
号ｅ、に比例した値となる。

電流指令値■３　　が実電流Ｉ、より大きい場合、ｅｌ
は負の値となり、Ｖｏ＝Ｖｏ、’　＋Ｖｏｌ’を負の値
にして、入力電流工８を増加させる。

逆に、Ｉｌｌ＜Ｉｓとなった場合、ｅ、は正の値となっ
て、Ｖｏ＝Ｖｏ、Ｉ　＋Ｖｏ、’を正の値にし、電流工
、を減少させる。最終的Ｉζ、Ｉｓ＝Ｉｇとなって落ち
着く。

■、を正弦波状に変化させればそれに追従って実電流Ｉ
８も正弦波状に制御される。

直流電圧Ｖａの制御は前に述べたものと同じであるので
省略する。

第４図は本発明装置の別の実施例を示す構成図である。

７３台の自励コンバータＣ０ＮＶＩ〜Ｃ０ＮＶ３で構成さ
れており、コンバータＣ０ＮＶ１はパルス幅変調制御さ
れ、他の２つのコンバータは、零電圧を含む矩形波電圧
を発生する。

トランスＴＲ，の１次／２次巻数比は１：１になってお
り、トランスＴＦｔ、とＴＲ，の１次／２次巻数比は２
：１になっている。

故にコンバータの交流側出力＊　Ｅ　Ｖａは、ｖ（＋＝
ｖ（１１’　＋　ｖＱｔ’　＋　ｖＱｌｔ’＝ｖｃ、　
＋　２Ｖｏ２　＋　２　Ｖ３となる。

電流制卸補償回Ｑ　Ｇｔ（ｓ）の出力信号ｅ、の最大値
をｅｍｏとした場合、レベル検出器ＳＨ，の設定レベル
値ｅｂＩは（ｔ／ｓ）　ｅｍａｘとし、レベル検出器８
Ｈ，ｃ７）設定レベル値は（３１５）ｅ□工とする。

自励コンバータＣ０ＮＶ２は入力信号ｅｔによって、次
の電圧ｖｃ、を交流側に発生する。

ｅｌ　＞　（１１５）ｅｍａｘのときｅ、　＝＠　１１
　　となり、ＶＣ，＝−１−ｖｄとなる。

ｅｌ　＜−（ｔ／ｓ）ｅｍａｘのときｅ、＝１−１″と
なり、Ｖｏ、＝＝−Ｖｄとなる。

（１１５）ｅｍａｘ　＜ｅＩ＜（１１５）ｅｍｍｚのと
き　ｅ、　＝９０１　となり、Ｖｏ、＝Ｑとなる。

まだ、自励コンバータＣ０ＮＶ３は入力信号ｅ、によっ
て次の磁圧ｖｏ３を交流側に発生する。

ｅＩ　＞　（３１５）ｅｍｍｘのときｅ、　＝＠　１１
　　となり、ｖＯ，＝−１−Ｖｄとなる。

Ｊ　＜　（３１５）ｅｍａｘのとさｅ、　＝　ｌ−１１
となり、ｖｏ３＝−Ｖｄとなる。

−（３１５）ｅｍａｘ　＜ｅ、　＜（３１５）ｅｒｎａ
ｘのときｅ４−ＩＯ“　　となり、Ｖ２Ｖ５”０　　と
々る。

ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ１の制御入力信号ｅ１）まｅ
ｌ　＝　ｅ、−８３＝：ｅ、−Ｋ（ｅ、＋ｅ、）の関係にあり、演算増幅器ＯＡＫの比例定数にはに＝　
（２１５）　・ｅｍａｘ　に設定する。

第５図は、第４図の装置の制御入力信号ｅ＋ｔｅｌ＋ｅ
４及びｅＩの関係を表わしたものである。すなわち、Ｐ
ＷＭ制−の入力信号ｅ１は、全体の入力信号ｅ、の最大
値ｅ。。；こ対して、±（１１５）　ｅＩｙａｘの転圧
で制御される。

ここで、第６図のｂ＝のコンバータ全体のトランス１次
側屯圧Ｖｏを求めると次のようになる。

ｖｏ”　ｖｏＩ’　＋　ｖ０２’　＋　ｖＯＢ’＝　ｖ
ｏ、　＋　２・Ｖａｔ＋　２・ＶＱｓ＝　−ｅｌ　＋　
２Ｖｄ　（ｅ、＋　ｅ、）（ｔ／ｓ）ｅｍ工となって、ｖｏはｅ、ｔこ比例した電圧となることがわ
かる。

直流電圧ｖｄの制御及び入力電流Ｉ、の制御は前に述ぺ
たものと同様である。

第１図及び第４図では単相電、源について説明したが、
三相電源あるいは他の多相峨源でも同様に実施できるこ
とは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上詳述したように本発明によれば、パルス幅変調制御
される自励コンバータは１台ですみ、他の自励コンバー
タは、電源周波数の１サイクル期間に、零電圧を含む交
流矩形波電圧を１回だけ発生させるように制御すればよ
い。

従って、パルス幅変調制卸自励コンバータｌζはＧＴＯ
サイリスクを用いる必要があるが、他の自励コンバータ
には、例えば、強制）転流回路を有するサイリスタコン
バータでも十分制卸が可能となる。従って大容量化も容
易になり、しかもスイッチング損失の低減を図ることが
できるようになる。

また、本発明装置によれば、電源トランスの１次側を直
列接続し、交流リアクトルＬ、を介して電源に接続して
いる。このため当該交流リアクトルＬ、は１台で足り、
しかもＰＷＭコンバータを含めた他の自励コンバータの
各出力電圧の和が、印加されるため、電圧リップルが小
さくなり、上記交流リアクトルＬＩＩの容量を低減でき
る。

さらに、本発明装置では、ＰＷＭコンバータの電源トラ
ンスの１次／２次巻数比を、ｎ：１とした場合、他の自
励コンバーセの１次／２次巻数比を２ｎ：１にすること
により、例えば第１図の装置では、全体容量に対しでＰ
ＷＭコンバータの容量は１／３で済み、また、第４図の
装置では全体容量の１１５の容量のＰＷＭコンバータを
用意すればよいことになる。すなわち、Ｎ台の自励コン
バータのうち１台をＰＷＭコンバータとすれば、その容
量は、全体容量の１／（２Ｎ−１）　　で済むことにな
る。故に大容量化が困難なＰＷＭコンバータの割合を小
さくすることができ、それに伴なってスイッチング損失
の低減が図れ、効率の良い磁力変換装置を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
、第２図は第１図の動作を説明するための電圧電流ベク
トル図、第３図は第１図の制（社）動作を説明するだめ
のタイムチャート図、第４図は本発明装置の別の実施例
を示す構成図、４ｇ５図は第４図の制御動作を説明する
だめのタイムチャート図、第６図及び第７図は従来の電
力変換装置を示す構成図である。Ｓ［ＪＰ・・・交流電源Ｌ８　　・・・交流リアクトルＴｌｌ、、Ｔ為、ＴＲ，・・・電源トランスＣ０ＮＶＩ
　、Ｃ０ＮＶ２．Ｃ０ＮＶ３　、＠　励コア　バー　タ
Ｃａ・・・直流平滑コンデンサＬＯＡＤ　・・・負荷ＶＦＬ・・・直流電圧設定器０１〜Ｃ３・・・比較器ＡＤ・・・加算器Ｇ叡Ｓ）・・・電圧制御補償回路Ｇｒ（ｓ）・・・電流側副補償回路ＭＬ・・・乗算器８Ｈ、ＳＨ，、ＳＨ，、、、レベル検出器ＯＡＫ・・・
演算増幅器ＴＲＹ・・・搬送波発生器ＧＣＩ、ＧＣ２，ＧＣ３１，・ゲート制卸回路（７３１
７）　　代理人　弁理士　則　近　憲　佑　（ほか１名
）第２図Ｖ５７７ｃｍ、１ｗＬｓ１．ｓ第３図すｅｍｘ−一−− ｅｍａ−ｙ　　　　　　　　　　　　　　　　　　−−
−−−一−−−−−−−−−−第４図Ｈｚ第５図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介し
て１次巻線が直列接続された複数台の電源トランスと、
該電源トランスの２次巻線に接続された複数台の自励コ
ンバータと、該自励コンバータの直流側に接続された共
通の平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電源と
する負荷装置とから成る電力変換装置。
（２）交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介し
て１次巻線が直列接続された複数台の電源トランスと、
該電源トランスの２次巻線に接続された複数台の自励コ
ンバータと、該自励コンバータの直流側に接続された共
通の平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電源と
する負荷装置を具備し、前記複数台の自励コンバータの
うち１台だけをパルス幅変調制御コンバータとし、他の
自励コンバータは前記交流電源の周波数の１サイクル期
間に零電圧を含む交流矩形波電圧を交流側に発生させる
制御手段と、上記複数台の自励コンバータ全体で所望の
交流側出力電圧を発生させる制御手段を備えた電力変換
装置。
（３）前記パルス幅変調制御コンバータに接続された電
源トランスの１次／２次の巻数比をｎ：１とした場合、
他の自励コンバータに接続された電源トランスの１次／
２次の巻数比を２ｎ：１にしたことを特徴とする前記特
許請求の範囲第２項記載の電力変換装置。
（４）交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介し
て１次巻線が直列接続された複数台の電源トランスと該
電源トランスの２次巻線に接続された複数台の自励コン
バータと、該自励コンバータの直流側に接続された共通
の平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電源とす
る負荷装置を具備し、前記複数台の自励コンバータのう
ち少なくとも１台をパルス幅変調制御コンバータとし、
前記平滑コンデンサの直流電圧がほぼ一定になるように
前記交流電源から供給する電流を上記パルス幅変調制御
コンバータで制御する手段を備えた電力変換装置。
（５）前記交流電源から供給する電流は有効電流とした
ことを特徴とする前記特許請求の範囲第４項記載の電力
変換装置。