DE3536380C3

DE3536380C3 - Umrichter

Info

Publication number: DE3536380C3
Application number: DE3536380A
Authority: DE
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-10-12
Filing date: 1985-10-11
Publication date: 1997-09-11
Anticipated expiration: 2005-10-12
Also published as: DE3536380A1; DE3536380C2; NZ213799A; AU4838785A; US4663702A; AU559405B2

Description

Die Erfindung betrifft einen Umrichter.

Als Lasten für Gleichspannugsquellen sind im allgemeinen durch Pulsbreitenmodulation (PBM) gesteuerte Wechselrichter in Verbindung mit einem Induktionsmotor, die Kombination aus Gleichstrom-Zerhacker und Gleichstrommotor und dergleichen bekannt. Verwendet man als Gleichspannungsquelle eine Batterie, so entstehen keine Probleme. Wird jedoch ein Gleichrichter verwendet, um aus einer Wechselstrom-Netzspannung eine Gleichspannung zu erhalten, so ist die Wechselstrom- Netzleitung durch den Betrieb des Stromrichters Blindleistung und/oder Harmonischen ausgesetzt. Dies stellt ein schwerwiegendes Problem dar, welches in jüngster Zeit stark in den Vordergrund gerückt ist.

Zur Lösung des Problems ist es bekannt, als Gleichrichter zwischen die Wechselstrom- Netzleitung und einen Gleichspannungspuffer (Kondensator) einen PBM-Stromrichter zu schalten (JP-A-59-61 475).

Fig. 1 zeigt einen Umrichter, in welchem durch die Parallelschaltung von PBM-Stromrichter eine große Leistung erzielt wird. Der grundsätzliche Aufbau dieses Umrichters ist aus IEEE Transactions on industry applications, VOL IA-16, No. 2, März/April 1980, Seiten 222-233, bekannt.

Die Anordnung nach Fig. 1 enthält eine Einphasen-Wechsel spannungsquelle SUP, einen Leistungstransformator TR, Wechselstrom- Drossel Ls1 und Ls2, PBM-Stromrichter CONV1 und CONV2, einen Filterkondensator Cd als scheinbarer Gleichspannungsquelle, oder -puffer, einen PBM-Wechselrichter INV, der eine Gleichspannung in eine spannungs- und frequenzveränderliche, dreiphasige Wechselspannung umsetzt, und einem 3phasigen Induktionsmotor IM. Der PBM-Wechselrichter INV und der Induktionsmotor IM bilden eine Last für die Gleichspannungsquelle Cd. Die Wechselstrom-Drosseln Ls1 und Ls2 dienen dazu, für die Stromrichter CONV1 und CONV 2 den Stromausgleich zu erreichen. Außerdem dienen sie zur Unterdrückung von pulsierenden Schwankungen der Eingangsströme Is1 und Is2.

Im folgenden wird der Betrieb zum Regeln der Drehzahl des Induktionsmotors beschrieben.

Die Drehzahl N des Induktionsmotors IM wird von einem Drehzahldetektor PG erfaßt. Die Ist-Drehzahl N wird mit einer Soll-Drehzahl N* verglichen. Die Drehzahl N wird geregelt von einem Drehzahlregler SPC in dem Sinne, daß die Ist- Drehzahl N etwa genauso groß wird die Soll-Drehzahl N*.

Das von dem Drehzahlregler SPC ausgegebene Signal IL* definiert einen Vorgabewert (Führungsgröße) für die dem Induktionsmotor IM zugeführten 3-Phasen-Ströme IL. Der Istwert der Ströme IL wird verglichen mit dem Strom-Sollwert IL*. Von einer Laststrom-Stellschaltung ALC werden dann die Ströme IL derart eingestellt, daß der Istwert der Ströme IL etwa genauso groß wird wie der Sollwert IL*. Eine wechselrichterseitige PBM-Steuerschaltung PWM1 steuert den Wechselrichter INV nach Maßgabe eines Ausgangssignals von der Laststrom-Stellschaltung ALC.

Mit Hilfe der Stromrichter CONV1 und CONV2 wird ein Strom Is, der von der Spannungsquelle SUP geliefert wird, so geregelt, daß der Wert der an dem Filterkondensator Cd erscheinenden Gleichspannung Vd etwa konstant ist. In anderen Worten: der festgestellte Istwert der Gleichspannung Vd wird mit einem Gleichspannungs- Vorgabewert (Führungsgröße) Vd* verglichen und von einem Spannungsregler AVC über den Strom Is so geregelt, daß der Istwert der Spannung Vd etwa so groß wird wie der Sollwert Vd*. Hierzu definiert ein von dem Spannungsregler AVC kommendes Ausgangssignal Is* den Vorgabewert (Führungsgröße) für den von der Spannungsquelle SUP gelieferten Wert Is. Der festgestellte Wert des Eingangsstroms Is wird mit dem Strom- Vorgabewert Is* verglichen, und der Strom Is wird von einem Stromregler ASC derart geregelt, daß der Istwert des Stromes Is etwa so groß wird wie der Vorgabewert Is*. Eine stromrichterseitige PBM-Steuerschaltung PWMc steuert die Stromrichter CONV1 und CONV2 nach Maßgabe eines Ausgangssignals von dem Stromregler ASC.

Bei dem oben beschriebenen herkömmlichen Umrichter wird von der Wechselspannungsquelle ein Strom Is geliefert, welcher derart geregelt wird, daß die Spannung Vd der Gleichspannungsquelle Cd etwa konstant ist. Der bekannte Stromrichter weist folgende Merkmale auf:

(1) Entsprechend dem Leistungsbedarf der Last ist ein Vier- Quadranten-Betrieb und somit eine Energierückgewinnung möglich.
(2) Die Phase des Eingangsstroms Is wird so geregelt, daß sie übereinstimmt mit der Phase der Versorgungsspannung Vs, damit der Eingangsleistungsfaktor auf "1" gehalten wird.
(3) Die Wellenform des Eingangsstroms Is wird so geregelt, daß sie sinusförmig ist, damit Oberschwingungen des Stroms Is wirksam reduziert werden können.

Der bekannte Umrichter weist folgende Nachteile auf:

(1) Ein PBM-Umrichter bewirkt ein Umschalten mit einer Schaltfrequenz von mehreren kHz. Aus diesem Grund werden häufig GTO-Thyristoren (Gate-Abschalt-Thyristoren) benötigt. Allgemein gesprochen, sind die maximalen Kennwerte eines GTO-Thyristors hinsichtlich Stehspannung und Stromkapazität niedriger als diejenigen eines einfachen Thyristors. Hieraus folgt, daß es schwierig ist, bei Verwendung von GTO-Thyristoren einen Hochleistungs-Umrichter zu erhalten.
Um die Leistung zu erhöhen, wird üblicherweise eine Parallelschaltung von Stromrichtern verwendet, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist. Bei einem solchen Stromrichteraufbau benötigt eine Hochleistungsvorrichtung eine große Anzahl von GTO- Thyristoren. Hierdurch vergrößern sich die Abmessungen der Vorrichtung, und es erhöhen sich die Herstellungskosten.

Außerdem besitzt der herkömmliche Umrichter folgende Nachteile:

(2) Häufig werden die PBM-Stromrichter mit GTO-Thyristoren aufgebaut. Diese GTO-Thyristoren bringen unvermeidlich unwirksame Betriebsabschnitte (Erholzeiten) mit sich, d. h. eine minimale Einschaltzeit und eine minimale Ausschaltzeit. Hieraus folgt, daß, wenn einmal ein Einschaltsignal erzeugt ist, die Erzeugung eines Ausschaltsignals für eine Zeitspanne von 100 bis 300 µs verhindert ist. In ähnlicher Weise wird, wenn einmal das Ausschaltsignal erzeugt ist, die Erzeugung des Einschaltsignals ebenso für eine Zeitspanne von 100 bis 300 µs verhindert. Hieraus folgt, daß der Umrichter-Wirkungsgrad schlechter wird, wenn die Trägerfrequenz der PBM- Steuerung (die Schaltfrequenz der Schaltelemente) hoch wird. Dies erfordert die Herabsetzung der Versorgungsspannung (Sekundärspannung des Transformators). Wenn die Ausgangsleistung festgelegt ist, verursacht die Herabsetzung der Sekundärspannung des Transformators eine Erhöhung des Eingangsstroms. Dementsprechend muß dann die Strombelastbarkeit der Schaltelemente entsprechend heraufgesetzt werden.
Selbstabschaltende Bauelemente wie z. B. GTO-Thyristoren mit einer Stehspannung von 4500 Volt und einem Sperrstrom von 2000 A werden derzeit hergestellt. Derartig hoch belastbare GTO-Thyristoren werden vornehmlich in Hochleistungs-PBM-Stromrichter eingesetzt. In der Praxis jedoch wird aufgrund der unwirksamen Betriebsabschnitte die maximale Trägerfrequenz des PWM-Betriebs höchstens bei 500 Hz bis 1 kHz liegen.
(3) Wenn zur Erhöhung der Leistung mehrere Stromrichter parallel geschaltet werden, müssen genauso viele Wechselstrom- Drosseln wie parallel geschaltete Stromrichter in dem Sekundärkreis des Leistungstransformators vorhanden sein, um einen Eingangsstromausgleich zu erreichen. Die jeweiligen Wechselstrom-Drosseln dienen dazu, Oberschwingungen in der Wechsel-Ausgangsspannung zu unterdrücken. Solche Oberschwingungen werden durch den Schaltbetrieb des PWM-Stromrichters verursacht. Die jeweiligen Drosseln dienen außerdem dazu, pulsierende Schwankungen des von der Spannungsquelle gelieferten Eingangsstroms zu beseitigen. Da, wie oben erwähnt, die Schaltfrequenz (Trägerfrequenz) der jeweiligen Stromrichter höchstens 500 Hz bis 1 kHz beträgt, ist für jede Stromrichter-Drossel eine hohe Induktivität erforderlich.
(4) Bei der herkömmlichen Vorrichtung müssen für die jeweiligen Stromrichter umfangreiche und leistungsstarke Wechselstrom- Drosseln vorgesehen werden. Deshalb ist es schwierig, eine kompakte und leichtgewichtige Vorrichtung zu erhalten. In vielen Fällen läßt sich der herkömmliche Umrichter deshalb nicht einsetzen, weil kein genügender Platz vorhanden ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Umrichter zu schaffen, der eine Verringerung des Mindest-Leistungsvermögens der Wechselstrom-Drosseln ermöglicht, so daß eine kompakte, leichtgewichtige und billige Vorrichtung erhalten werden kann, wobei gleichzeitig eine Verbesserung des Leistungsvermögens der Vorrichtung gewährleistet ist.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Summe der an den jeweiligen Primärwicklungen der Leistungstransformatoren erscheinenden Spannungen ergibt nur eine geringe Welligkeit, und die pulsierenden Schwankungen des Eingangsstroms werden klein. Das Leistungsvermögen der Wechselstrom-Drosseln kann daher klein gemacht werden, und es läßt sich eine kompakte und leichtgewichtige Vorrichtung herstellen. Weiterhin läßt sich die Schaltfrequenz der selbstlöschenden Elemente der PBM-Stromrichter senken und dadurch der Wirkungsgrad der Stromsrichter verbessern.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Schaltungsskizze einer Anordnung mit einem herkömmlichen Umrichter,

Fig. 2 eine Skizze einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Umrichters,

Fig. 3 eine Regelschaltung für die Ausführungsform nach Fig. 2,

Fig. 4A und 4B Spannungs/Strom-Zeigerdiagramme zur Veranschaulichung des Betriebs der Ausführungsform nach Fig. 2,

Fig. 5A bis 5D Impulsdiagramme zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 6 eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Umrichters,

Fig. 7 eine Regelschaltung für die Schaltung nach Fig. 6,

Fig. 8A bis 8D Impulsdiagramme zum Veranschaulichen des Betriebs der Schaltung nach Fig. 7,

Fig. 9 eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Umrichters,

Fig. 10 eine weitere Regelschaltung, die bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 2, 6 oder 9 eingesetzt werden kann, und

Fig. 11 eine weitere mögliche Regelschaltung für die Ausführungsformen nach den Fig. 2, 6 oder 9.

In der folgenden Beschreibung bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder funktionell äquivalente Teile.

Die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform der Erfindung besitzt eine Wechselstrom-Drossel Ls, Leistungstransformatoren TR1 und TR2, selbstgeführte Stromrichter CONV1 und CONV2, einen Gleichstrom-Filterkondensator Cd, einen durch Pulsbreitenmodulation gesteuerten Wechselrichter INV und einen Induktionsmotor IM, wobei dieser mit dem Wechselrichter zusammen eine Last LOAD bildet. Die Drehzahl kann durch die die Elemente SPC, ALC und PWM1 in Fig. 1 enthaltende Schaltung geregelt werden.

Die Gleichstromseiten der beiden Stromrichter CONV1 und CONV2 sind parallel an den Kondensator Cd geschaltet. Die Wechselstromseiten der Stromrichter CONV1 und CONV2 sind über die Transformatoren TR1 und TR2 getrennt. Deren Primärwicklungen sind in Reihe geschaltet. Diese Reihenschaltung der Primärwicklungen ist über die Wechselstrom-Drossel Ls an eine Wechselspannungsquelle SUP gekoppelt.

Fig. 3 zeigt eine Regelschaltung für die Ausführungsform nach Fig. 2. Im folgenden soll der Betrieb der in Fig. 2 dargestellten Vorrichtung unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert werden.

Die Regelschaltung nach Fig. 3 ist an einen Strom-Wandler CTs gekoppelt, um einen Netzstrom Is zu erfassen. Sie enthält ein Gleichspannungs-Einstellpotentiometer VR, Vergleicher C1-C3, einen Spannungsregler G_V(s), einen Multiplizierer ML, einen Stromregler G_I(s), einen Addierer AD, einen Pegeldetektor SH, einen Operationsverstärker OAK, einen Trägergenerator TRG, und auch als Gate-Steuerschaltungen bezeichnete Zündsteuersätze GC1 und GC2.

Die Gleichspannung Vd des Filterkondensators Cd wird in herkömmlicher Weise festgestellt, z. B. mittels eines nicht gezeigten Trennverstärkers. Die festgestellte Spannung Vd wird an den Vergleicher C1 gegeben, welcher die Spannung Vd mit einer Vorgabespannung (Führungsgröße) Vd*, die von dem Potentiometer VR erhalten wird, vergleicht. Der Vergleicher C1 liefert ein Fehlersignal ε_V=Vd*-Vd. Der Fehler ε_V wird in den Spannungsregler G_V(s) eingegeben und dort linear oder integrierend verstärkt. Vom Regler G_V(s) wird dann ein Spitzenvorgabewert (Führungsgröße) Im für den Eingangsstrom Is erhalten.

Der Spitzenvorgabewert Im wird auf den Multiplizierer ML gegeben, welcher den Wert mit einem Eingabewert sin ω t multipliziert. Die Eingabegröße sin ω t ist eine Einheits-Sinuswelle, welche mit der Netzspannung Vs=Vm · sin ω t synchronisiert ist. Eine solche Einheits-Sinuswelle kann man dadurch erhalten, daß man die festgestellte Spannung Vs mit einer gegebenen Konstanten multipliziert.

Das Ausgangssignal Is*=Im · sin ω t des Multiplizierers ML wird als Führungsgröße genutzt, um die Stärke des Stroms Is zu definieren, der von der Spannungsversorgung SUP kommt. Das Signal Is* wird auf den Vergleicher C 2 gegeben, der den Wert mit dem Istwert des Netzstoms Is vergleicht und ein Fehlersignal ε_I=Is-Is* an den Stromregler G_I(s) liefert. Im folgenden wird davon ausgegangen, daß es sich bei der Schaltung G_I(s) um einen herkömmlichen linearen Verstärker handelt.

Das Ausgangssignal e1 des Reglers G_I(s) wird auf den Addierer AD gegeben, außerdem auf den Pegeldetektor SH, welcher dann ein Signal "+1" (e2) erzeugt, wenn das Potential des Eingangssignals e1 einen positiven, voreingestellten Pegel +eb übersteigt. Ein "-1"-Signal (e2) wird immer dann erzeugt, wenn das Potential des Eingangssignals e1 kleiner ist als ein negativer, voreingestellter Pegel -eb. Bewegt sich das Potential des Eingangssignals e1 zwischen +eb und -eb (-eb<e1<+eb), erzeugt der Detektor SH ein "0"-Signal (e2). Der Detektor SH ist also ein Dreipunktglied. Dieses Signal e2 wird in die Gate-Steuerschaltung GC2 eingegeben.

Die Gate-Steuerschaltung GC2 liefert nach Maßgabe des Signals e2 des Pegeldetektors SH an den Stromrichter CONV2 Ein/Aus-Signale. Die Wechselspannung Vc2 des Stromrichters CONV2 kann entsprechend dem Inhalt des Signals e2 folgende Werte annehmen:

Vc2 = +Vd für e2 = "+1"
Vc2 = 0 für e2 = 0
Vc2 = -Vd für e2 = "-1" (1)

Wenn das Windungsverhältnis von Primärwicklung zu Sekundärwicklung des Leistungstransformators TR2 2 : 1 beträgt, wird die Primärspannung Vc2′ des Transformators TR2 · Vc2.

Das Ausgangssignal e2 des Pegeldetektors SH wird auch über den ein Proportionalglied darstellenden Operationsverstärker OAK auf den Addierer AD gegeben. Der Operationsverstärker OAK multipliziert den Wert des Signals e2 mit einer gegebenen Proprotionalkonstanten K und liefert ein Ausgangssignal e3=K · e2 an den Addierer AD.

In dem Addierer AD wird das bezüglich des Signals e3 phasengedrehte Signal (-e3) des Operationsverstärkers OAK zu dem Signal e1 des Stromreglers G_I(s) addiert. Der Addierer AD gibt dann ein Signal ei=e1-e3 ab. Dieses Signal ei wird als Eingangssignal für die Puls breitenmodulations-Steuerung verwendet.

Das Eingangssignal ei wird von dem Vergleicher C3 mit dem Ausgangssignal eT (z. B. einer Dreieckwelle mit der Frequenz 1 kHz) von dem Trägergenerator TRG verglichen. Als Vergleichsergebnis liefert der Vergleicher C3 ein Fehlersignal ε_T=ei-eT an die Gate-Steuerschaltung GC1. Letztere steuert durch Impulsbreite nach Maßgabe des Fehlers ε_T den Stromrichter CONV1. Dann ist die Wechselspannung Vc1 des Stromrichters CONV1 proportional zum Eingangssignal ei.

Wenn das Windungsverhältnis von Primärwicklung zur Sekundärwicklung des Leistungstransformators TR1 den Wert 1 : 1 hat, gleicht die Primärspannung Vc1′, des Transformators TR1 dem Wert Vc1 (Vc1′ =Vc1).

Die Spannung VL an der Drossel Ls ergibt sich aus der Netzspannung Vs und der Summe der Primärspannungen der Transformatoren TR1 und TR2 wie folgt:

VL = Vs - (Vc1′ + Vc2′) = Vs - (Vc1 + 2 · Vc2) (2)

Wenn der Eingangsstrom Is in die durch Pfeil in Fig. 2 angedeutete Richtung fließt, ist es möglich, die Stromstärke Is in Pfeilrichtung zu erhöhen, indem man VL<0 macht. Bei VL<0 nimmt der Strom Is in Pfeilrichtung ab.

Wenn andererseits der Eingangsstrom Is entgegen der Pfeilrichtung fließt, kann man die Stromstärke von Is entgegen der Pfeilrichtung vergrößern durch VL<0. Bei VL<0 wird der Strom Is entgegen der Pfeilrichtung verringert.

Fig. 4A und 4B zeigen Spannungs/Strom-Zeigerdiagramme betreffend die Wechselstromseite der Anordnung nach Fig. 2. Wie aus den Zeigerdiagrammen ersichtlich, ist der Zeiger der Netzspannung die Vektorsumme des Zeigers der Spannung der Drossel und des Zeigers der Ausgangsspannung des Stromrichters:

Der Zeiger des Eingangsstroms steht zu dem Zeiger der Drossel-Spannung in einem rechten Winkel, da:

wobei ω=2 π fs und fs die Netzfrequenz ist.

Gleichungen (3) und (4) zeigen, daß der Eingangsstrom Is gesteuert werden kann durch Ändern der Summe (Vc=Vc1′+ Vc2′) der Stromrichter-Wechselspannungen, so daß der Wert der Drossel-Spannung VL sich entsprechend ändert.

Das Zeigerdiagramm nach Fig. 4A erhält man, wenn die Vorrichtung im Speisebetrieb arbeitet. In diese Betriebsart gelangt Leistung von der Wechselspannungsquelle SUP zur Last LOAD, und die Phase der Drosselspannung eilt derjenigen der Netzspannung um 90° voraus. Folglich ist der Eingangsstrom in Phase mit der Netzspannung , so daß man den Leistungsfaktor 1 erhält.

Das Zeigerdiagramm nach 4B erhält man, wenn von der Last LOAD Energie in das Netz SUP eingespeist wird. Die Phase der Drossel-Spannung ist im Vergleich zu der Spannung um 90° verzögert. Folglich ist der Eingangsstrom gegenphasig bezüglich der Netzspannung , so daß man ebenfalls den Leistungsfaktor 1 erhält.

Aus der obigen Diskussion geht hervor, daß zum Erhalt eines Leistungsfaktors 1 der Zeiger der Drossel-Spannung stets senkrecht auf dem Zeiger der Netzspannung stehen sollte. Die rechtwinklige Beziehung läßt sich dadurch erhalten, daß man auf der Grundlage des Zeigers der Wechsel-Ausgangsspannung steuert.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 3 erläutert. Der Betrieb dieser Schaltung erfolgt nach Maßgabe des Zeigers der Wechsel-Ausgangsspannung .

Fig. 5A bis 5D sind Impulsdiagramme, welche die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 3 veranschaulichen.

Bei der Schaltung nach Fig. 3 wird angenommen, daß der Maximalwert des Ausgangssignals e1 vom Stromregler ei(s) emax beträgt, während der Maximalwert des Einstellpegels eb des Pegeldetektors SH (¹/₃) · emax beträgt.

Wenn unter der obigen Annahme die Beziehung e1<(¹/₃) · emax gilt, ist das Ausgangssignal e2 des Detektors SH "+1" (Fig. 5A und 5B). Dann wird die Spannung Vc2 des Stromrichters CONV2+Vd. Jetzt beträgt das Eingangssignal ei zum Steuern des PBM- Stromrichters CONV1 ei=e1-e3=e1-K · e2. Mithin erzeugt die Wechselstromseite des Stromrichters CONV1 die Spannung Vc1, die proportional zu dem Steuer-Eingangssignal ei ist. Wenn hier die Proportionalkonstante K des Operationsverstärkers OAK zu (²/₃) · emax gewählt wird, erhält man mit e2=+1 folgende Beziehung:

ei = e1 - (²/₃) · emax · e2 = e1 - (²/₃) · emax (5)

Ähnlich erhält man mit e1=-1(¹/₃) · emax und e2="-1" die Beziehung ei=e1+(²/₃) · emax. Wenn -(¹/₃) · emax≦e1≦(¹/₃) · emax und e2="0", erhält ei=e1.

Der PBM-Stromrichter CONV1 (Fig. 2) erzeugt im Verhältnis zum Steuer-Eingangssignal ei (Fig. 5C) eine Spannung Vc1. Der Maximalwert der Spannung Vc1 ist gleich der am Filterkondensator Cd auftretenden Spannung Vd. Hieraus erhält man mit ei (¹/₃) · emax die Beziehung Vc1=+Vd.

Bei ei=-(¹/₃) · emax erhält man Vc1=-Vd. Wenn der Bereich der Potentialschwankungen des Eingangssignals ei zwischen -(¹/₃) · emax und (¹/₃) · emax fällt, schwankt die Ausgangsspannung Vc1 des Stromrichters CONV1 proportional zu ei innerhalb des Bereichs von -Vd bis +Vd.

Die Ausgangsspannung Vc2 des Stromrichters CONV2 kann entsprechend den Werten des Eingangssignals e2 folgende Werte annehmen: (Fig. 5B)

Vc2 = +Vd für e2 = "+1"
Vc2 = 0 für e2 =0
Vc2 = -Vd für e2 = "-1" (6)

Folglich beträgt die Stromrichterspannung Vc an der Primärseite des Leistungstransformators:

Vc = Vc1′ + Vc2′ = Vc1 + 2 · Vc2
= {Vd/(¹/₃) · emax} · ei + 2 · Vd · e2 (7)

Wenn eine gegebene Beziehung e3=(²/₃) · emax · e2 (Fig. 5D) in die obige Beziehung eingesetzt wird, erhält man:

Vc = {Vd/(¹/₃) · emax} · ei + {2 Vd/(²/₃) · emax} · e3
= (3 Vd/emax) (ei + e3) = (3 Vd/emax) · e1 (8)

Mithin ist die Spannung Vc des Stromrichters proportional zum Ausgangssignal e1 des Stromreglers G_I(s) (Fig. 5A).

Wenn der Soll-Strom Is* größer ist als der Ist-Strom Is (Is*<Is), wird das Potential des Signals e1 negativ, so daß der Wert Vc=Vc1′+Vc2′ negativ wird, was zu einer Erhöhung des Eingangsstroms Is führt.

Wenn hingegen die Beziehung Is*<Is gilt, wird das Potential des Signals e1 positiv, so daß der Wert Vc=Vc1′+ Vc2′ positiv wird, was zu einer Abnahme des Eingangsstroms Is führt. Schließlich stabilisiert sich die Regelung bei Is=Is*. Dies bedeutet, daß, wenn der Vorgabewert Is* eine sinusförmige Wellenform hat, die Regelung derart durchgeführt wird, daß der Ist-Strom Is der sinusförmigen Änderung von Is* folgt.

Die Regelung der Gleichspannung Vd kann wie folgt vor sich gehen: Ein von dem Multiplizierer ML kommendes Ausgangssignal Is* dient als Vorgabewert für den Strom, der von dem Netz geliefert werden soll. Er wird wie folgt dargestellt:

Is* = Im · sin ω t (9)

Die Steuerung mittels Pulsbreitenmodulation ist eine herkömmliche Methode. Entsprechend einer herkömmlichen Methode wird die Steuerung durch Pulsbreitenmodulation erreicht durch einen Trägergenerator TRG, einen Vergleicher C3 und Gate-Steuerschaltungen GC1 und GC2.

Der Trägergenerator TRG erzeugt eine Dreieckwelle eT mit einer Frequenz von etwa 1 kHz. Das Steuer-Eingangssignal ei wird im Vergleicher C3 mit der Dreieckwelle eT verglichen. Der Vergleicher liefert ein Fehlersignal ε_T=ei-eT. Die GTO-Thyristoren der Stromrichter CONV1 und CONV2 empfangen von den Gate-Steuerschaltungen GC1 und GC2 entsprechend dem Fehlersignal ε_T Ein/Aus-Signale.

Wenn ei<eT oder wenn der Fehler ε_T positiv ist, werden die GTO-Thyristoren derart ein/aus-geschaltet, daß die Wechselspannung Vc des Stromrichters +Vd wird. Bei ei<eT oder, wenn der Fehler ε_T negativ ist, werden die GTO-Thyristoren derart ein/aus-geschaltet, daß die Wechselspannung Vc des Stromrichters -Vd wird. Somit wird die Spannung Vc des Stromrichters proportional zum Eingangssignal ei gesteuert.

Im folgenden soll beschrieben werden, wie die am Gleichspannungs- Kondensator Cd erscheinende Spannung Vd geregelt wird.

Der Vergleicher C1 vergleicht die ermittelte Gleichspannung Vd mit dem Vorgabewert Vd*. Gilt Vd*<Vd ist der Fehler ε_V positiv. Dieser positive Fehler erhöht den Eingangsstrom- Spitzenwert Im über den Regler G_V(s). Wie aus Gleichung (9) hervorgeht, ist der Eingangsstrom-Vorgabewert Is* eine Sinuswelle, die in Phase mit der Netzspannung ist. Deshalb empfängt, wenn der Ist-Eingangsstrom Is auf Is= Is* eingeregelt wird und der Spitzenwert Im positiv ist, der Kondensator Cd über die Stromrichter CONV1 und CONV2 die folgende Wirkleistung Ps von der Einphasen-Versorgungsquelle SUP:

PS = Vs × Is = Vm · Im · (sin ω t)²
= Vm · Im · (1 - cos 2 ω t)/2 (10)

wobei Vm die Amplitude (Spitzenwert) der Netzspannung Vs, Im die Amplitude des Eingangsstroms Is und t die Zeit ist.

Die Energie Ps · t entsprechend (½)Cd · Vd² wird in dem Kondensator Cd gespeichert, wodurch die Gleichspannung Vd erhöht wird. Gilt hingegen Vd*<Vd, so ist der Fehler ε_V negativ. Dieser negative Fehler verringert den Eingangsstromspitzenwert Im über den Regler G_V(s), so daß Im<0 gilt. Dann ist die Wirkleistung Ps negativ, d. h. die Energie Ps · t wird von dem Kondensator Cd in das Netz eingespeist. Deshalb nimmt die Gleichspannung Vd ab, so daß die Beziehung Vd=Vd* durch die Regelung der Vorrichtung erhalten wird.

Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Diese Ausführungsform besitzt drei selbstgeführte Stromrichter CONV1 bis CONV3. Die Wechselspannungsseiten der Stromrichter sind an die Sekundärwicklungen dreier Transformatoren TR1 bis TR3 geschaltet. Deren Primärwicklungen liegen in Reihe. Diese Reihenschaltung ist über eine Drossel Ls an die Wechselspannungsquelle SUP geschaltet. Die Gleichspannungsseiten der Stromrichter CONV1 bis CONV3 liegen parallel zu dem Filterkondensator Cd. Ein PBM-Wechselrichter zum Treiben eines Induktionsmotors M wird von der von dem Kondensator Cd gelieferten Gleichspannung gespeist. Der Stromrichter CONV1 wird so gesteuert, daß eine Pulsbreitenmodulation erzielt wird. Zwei weitere Stromrichter erzeugen Rechteckspannungen, die Abschnitte mit Null-Potential enthalten.

Fig. 7 zeigt eine Steuerschaltung für die Ausführungsform nach Fig. 6. Diese Schaltung besitzt zwei Pegeldetektoren oder Dreipunktglieder SH1 und SH2. Ein Ausgangssignal e1 von einem Stromregler G_I(s) wird in jeden der Pegeldetektoren SH1 und SH2 eingegeben. Der Detektor SH1 bestitzt vorgegebene Schwellenwerte ±eb1. Der Detektor SH2 besitzt unterschiedliche gegebene Schwellenwerte ±eb2. Das Ausgangssignal e2 vom Detektor SH1 wird in die Gate-Steuerschaltung GC2 und außerdem in den Addierer ADX eingegeben. Das Ausgangssignal e4 des Detektors SH2 wird in eine Gate-Steuerschaltung GC3 und außerdem in den Addierer ADX gegeben. Das Summensignal e5 (=e2+e4) vom Addierer ADX wird von einem Operationsverstärker OAK mit einer gegebenen Konstanten K multipliziert. Das Signal e1 von dem Stromregler G_I(s) und das in der Phase umgedrehte Signal e3 (=-(e2+e4) · K) vom Verstärker OAK werden in den Addierer AD gegeben. Das Summensignal ei (=e1-e3) vom Addierer AD wird als PBM-Steuereingangssignal verwendet und über einen Vergleicher C3 der Gate-Steuerschatung CG1 zugeführt. Im Vergleicher C3 moduliert das Signal ei ein Dreieck- Trägersignal eT, das von dem Trägergenerator TRG erzeugt wird. Die Stromrichter CONV1 bis CONV3 in Fig. 6 werden von den Gate-Steuerschaltungen GC1 bis GC3 gesteuert.

Wenn man annimmt, daß das Windungsverhältnis von Primärwicklung zur Sekundärwicklung des Transformators TR1 den Wert 1 : 1 hat, dasjenige des Transformators TR2 den Wert 2 : 1 hat, und dasjenige des Transformators TR3 den Wert 2 : 1 hat, erhält man als Wechselspannung Vc der Stromrichter aus der Serien schaltung der Primärwicklungen der Transformatoren TR1 bis TR3:

Vc = Vc1′ + Vc2′ + Vc3′ = Vc1 + 2 · Vc2 + 2 · Vc3 (11)

wobei Vc1′, Vc2′ und Vc3′ Wechselspannungen sind, die an den jeweiligen Primärwicklungen der Transformatoren TR1, TR2 und TR3 auftreten, während Vc1, Vc2 und Vc3 die jeweiligen Sekundärspannungen dieser Transformatoren sind.

Außerdem sei angenommen, daß der Maximalwert des Ausgangssignals e1 des Stromreglers G_I(s) emax sei, daß der voreingestellte Pegel eb1 des Pegeldetektors SH1 (¹/₅) · emax ist, und daß der voreingestellte Pegel eb2 des Pegeldetektors SH2 (³/₅) · emax ist.

Unter dieser Voraussetzung wird an der Wechselspannungsseite des Stromrichters CONV2 entsprechend dem Eingangssignal e2 folgende Spannung Vc2 erzeugt:

Vc2 = +Vd für e2 = "+1" wenn e1 < +(¹/₅) · emax
Vc2 = -Vd für e2 = "-1" wenn e1 < -(¹/₅) · emax
Vc2 = 0 für e2 = 0 wenn -(¹/₅) · emax ≦ e1 ≦ +(¹/₅) · emax (12)

Ähnlich wird die folgende Spannung Vc3 an der Wechselstromseite des Stromrichters CONV3 nach Maßgabe eines Eingangssignals e4 erzeugt:

Vc3 = +Vd für e4 = "+1" wenn e1 < +(³/₅) · emax
Vc3 = -Vd für e4 = "-1" wenn e1 < -(³/₅) · emax
Vc3 = 0 für e4 = 0 wenn -(³/₅) · emax ≦ e1 ≦ +(³/₅) · emax (13)

Das Steuer-Eingangssignal ei des PBM-Stromrichters CONV1 läßt sich wie folgt darstellen:

ei = e1 - e3 = e1 - K · (e2 + e4) (14)

wobei die Proportionalitätskonstante K zu (²/₅) · emax gewählt wird.

Fig. 8A bis 8D sind Impulsdiagramme, die die Beziehung unter den Signalen e1, e2, e4 und ei veranschaulichen. Das Eingangssignal ei der PBM-Steuerung wird innerhalb eines Bereichs von ±(¹/₅) · emax bezüglich des Maximalwertes emax des Eingangssignals e1 geregelt.

Die gesamte Primärspannung Vc der Transformatoren TR1 bis TR3 in der in Fig. 6 gezeigten Vorrichtung beträgt:

Vc = Vc1′ + Vc2′ + Vc3′ = Vc1 + 2 · Vc2 + 2 · Vc3
= {Vd/(¹/₅) · emax} · ei + 2 · Vd · (e2 + e4)
= {Vd/(¹/₅) · emax} · ei + 2 · Vd · e3/{(²/₅) · emax}
= (5 Vd/emax) (ei + e3) = (5 Vd/emax) · e1 (15)

Mithin ist die Spannung Vc proportional zu dem Signalpegel von e1.

Die Regelung der Gleichspannung Vd und die des Eingangsstroms Is kann genauso erfolgen, wie es bereits anhand der Fig. 2 und 3 beschrieben wurde.

Obschon jede Ausführungsform nach den Fig. 2 und 6 sich auf eine Vorrichtung für eine Ein-Phasen-Netz-Wechselspannung bezieht, läßt sich die Erfindung auch anwenden bei einer Vorrichtung für eine 3-Phasen- oder eine Mehrphasen-Wechsel spannungsquelle.

Der Aufbau nach Fig. 1 kann mit dem nach Fig. 6 kombiniert werden. Beispielsweise können die Wechselstromseiten der Stromrichter CONV2 und CONV3 nach Fig. 6 gemäß Fig. 1 parallel geschaltet werden, so daß die parallelen Primärwicklungen der Transformatoren TR2 und TR3 in Serie zu der Primärwicklung des Transformators TR1 liegen.

Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, reicht nur ein selbstgeführter Stromrichter, der in Pulsbreitenmodulation zu steuern ist, zur Ausführung der Erfindung aus. In diesem Fall wird jeder der anderen selbstgeführten Stromrichter so gesteuert, daß er innerhalb einer Zykluszeit der Netzfrequenz eine Rechteckspannung erzeugt, die Nullpotential- Abschnitte enthält, wie in Fig. 5B, 8C oder 8D gezeigt ist.

Obschon ein PBM-gesteuerter, selbstgeführter Stromrichter im allgemeinen GTO-Thyristoren benötigt, kann ein herkömmlicher Thyristor-Stromrichter mit einer Fremdkommutierschaltung oder dergleichen für den anderen selbstgeführten Stromrichter verwendet werden. Hierdurch erreicht man ein hohes Leistungsvermögen mit geringen Schaltverlusten.

Außerdem sind bei dem Ausführungsbeispiel nach der Erfindung sämtliche Primärwicklungen der Transformatoren in Reihe geschaltet, und die Reihenschaltung ist über eine einzige Drossel Ls an die Spannungsquelle gekoppelt. Die Anzahl der Wechselstrom-Drosseln beträgt also eins. Da außerdem die Summe der jeweiligen Ausgangsspannungen der anderen Stromrichter, einschließlich des PBM-Stromrichters, verwendet wird, können Spannungswelligkeiten klein gehalten werden, so daß eine Verringerung der Induktivität der Drossel möglich ist.

Wenn das Windungsverhältnis zwischen Primärwicklung und Sekundärwicklung des an den PBM-Stromrichter angepaßten Leistungstransformators auf n : 1 eingestellt ist und wenn die Windungsverhältnisse von Primärwicklungen und Sekundärwicklungen der Transformatoren der anderen Stromrichter auf 2n : 1 eingestellt sind, beträgt erfindungsgemäß die von dem PBM-Stromrichter benötigte Leistung 1 : 3 des gesamten Leistungsbe darfs der in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung. Andererseits wird bei der Vorrichtung nach Fig. 6 die von dem PWM-Umsetzer benötigte Leistung ¹/₅ der Gesamtleistung der Vorrichtung nach Fig. 1 betragen. Wenn also einer der n Stromrichter ein PBM-Stromrichter ist, beträgt die von dem PBM-Stromrichter benötigte Leistung 1/(2n-1) der erforderlichen Gesamtleistung.

Demzufolge ist der Anteil des PBM-Stromrichters (hohe Leistung ist schwierig bei PBM-Stromrichtern) klein, was zu einer Reduzierung von Leistungsverlusten und zu einer Verbesserung des Wirkungsgrads des Umrichters führt.

Fig. 9 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Umrichters. Die Schaltung nach Fig. 9 enthält PBM- Stromrichter CONV1 und CONV2, deren Gleichstromseiten parallel geschaltet sind und deren Wechselstromseiten durch Lei stungstranformatoren TR1 und TR2 getrennt sind. Die jeweiligen Primärwicklungen dieser Transformatoren sind in Reihe geschaltet, und die Reihenschaltung ist über eine Drossel Ls an die Netzspannung SUP gekoppelt. Der PBM-Stromrichter CONV1 ist mit Selbstabschalt-Bauelementen ausgestattet, z. B. mit GTO-Thyristoren S11-S14 in Verbindung mit dazu antiparallel geschalteten Dioden D11-D14. Der PBM-Stromrichter CONV2 kann denselben Aufbau haben wie der Stromrichter CONV1.

Obschon bei der Ausführungsform nach Fig. 9 ein Ein-Phasen-Netz verwendet wird, läßt sich in ähnlicher Weise zur Ausführung der Erfindung ein Drei-Phasen-Netz oder ein Netz mit noch mehr Phasen verwenden.

Fig. 10 zeigt eine weitere Regelschaltung, die an das Ausführungsbeispiel nach Fig. 2, 6 oder 9 angepaßt werden kann. Ein von dem Vergleicher C1 kommendes Fehlersignal ε_V = (Vd* -Vd) wird über den Spannungsregler G_V(s) in einen Stromspitzen-Vorgabewert Ism umgesetzt. Der Vorgabewert Ism definiert die Amplitude des Netzstroms Is (Ism · sin ω t). Der Vorgabewert Ism wird von einer Wandlerschaltung ωLs in einen Spannungs-Vorgabewert VLm (=jωLs · Ism) umgesetzt. Der Vorgabewert VLm entspricht der an die Drossel Ls anliegenden Spannung VL (Fig. 2, 6 oder 9). Der Wert VLm wird als Eingangssignal y einer Quadrierschaltung y² und einem Teiler DIV zugeführt.

Der Teiler DIV empfängt als weiteres Eingangssignal das Signal x, bei dem es sich um einen Spannungs-Spitzenvorgabewert Vs handelt, der die Amplitude der Netzspannung Vs definiert (= Vsm · sin ω t). Die Phase des Spannungszeigers unterscheidet sich von derjenigen des Spannungszeigers um 90°, wie in Fig. 4A oder 4B gezeigt ist.

Der Teiler DIV liefert an eine Arctan-Schaltung TA ein Quotientensignal y/x, welches den Wert VLm/Vsm darstellt. Die Schaltung TA setzt das Signal y/x in einen Phasenwinkelbefehl Θ* = tan^-1 (VLm/Vsm) um.

Das Eingangssignal x (= Vsm) gelangt an eine Quadrierschaltung x², welche ein quadriertes Signal Vsm² an einen Addierer ADY gibt. Eine Quadrierschaltung y² liefert an den Addierer ADY das quadrierte Signal VLm². Der Addierer liefert an eine Quadratwurzelschaltung SR das Summensignal Vsm² + VLm². Dann erzeugt die Schaltung SR einen Spannungsamplituden- Vorgabewert Vcm* = (Vsm² + VLm²)^½.

Der Spannungsamplituden-Vorgabewert Vcm* und der Phasenwinkelbefehl Θ* werden einer Arithmetikschaltung AR zugeführt, wo folgende Berechnung durchgeführt wird:

e1 = Vcm* sin (ω t - Θ*) (26)

Das auf diese Weise von der Schaltung AR erhaltene Signal e1 wird dem Addierer (Fig. 3) zugeführt.

Fig. 11 zeigt eine Modifizierung der Schaltung nach Fig. 10. In der Schaltung nach Fig. 10 läßt sich der Leistungsfaktor 1 deshalb nicht erzielen, weil der Spannungszeiger nicht in Phase (oder in Gegenphase) mit dem Stromzeiger ist. Die Schaltung nach Fig. 11 jedoch läßt einen Leistungsfaktor 1 durch folgende Maßnahme zu:

Die Netzspannung Vs wird über einen Spannungswandler VTs erfaßt. Der Netzstrom Is wird über einen Stromwandler CTs erfaßt.

Die ermittelten Werte der Spannung Vs und des Stroms Is werden in eine Blindleistungs-Arithmetikschaltung VAR gegeben. In dieser Schaltung VAR wird aus Vs ein um 90° phasenverschobenes Signal Vs′ (nicht gezeigt) zusammengesetzt und mit Is multipliziert. Eine solche Blindleistungs-Berechnungsschaltung ist dem Fachmann bekannt. Die Schaltung VAR erzeugt ein Blindleistungssignal Qs (= Vs′ · Is). Das Signal Qs wird in einem Vergleicher CO mit einem gegebenen Blindleistungs- Vorgabewert Qs* verglichen. Der Vergleicher CO liefert ein Fehlersignal ε_Q = Qs*-Qs an eine Regelschaltung HQ(s), die aus einer linearen und/oder integrierenden Schaltung bestehen kann und ein dem Fehler ε_Q entsprechendes Spannungssignal VQm an einen Addierer ADZ gibt. Dieser empfängt außerdem den Spannungsspitzen- Vorgabewert Vsm und erzeugt einen kompensierten Spannungsspitzen- Vorgabewert Vsm* (= Vsm + VQm). Dieser Vorgabewert Vsm* enspricht dem Eingangssignal x in der Schaltung nach Fig. 10.

Im übrigen entspricht der Schaltungsaufbau nach Fig. 11 dem nach Fig. 10.

Durch den oben beschriebenen erfindungsgemäßen Aufbau des Umrichters lassen sich folgende Vorteile erzielen:

(1) Es ist möglich, die Wellenform des Eingangsstroms Is einer Spannungsversorgung so zu steuern, daß er Sinusform annimmt, und es ist möglich, die Phase des Eingangsstroms Is so zu steuern, daß sie gleichphasig ist mit der Versorgungsspannung Vs. Daraus ergibt sich, daß sich der Leistungsfaktor stets auf "1" halten läßt, während Oberschwingungen des Eingangsstroms Is sehr klein gehalten werden.
(2) Es ist möglich, Wechselleistung in Gleichleistung bei konstanter Spannung Vd umzusetzen. Hierdurch läßt sich eine stabile Gleichspannungsquelle für eine Last erreichen. Außerdem spricht die Regelung sehr stark auf rasche Änderungen der Lastamplituden an. Ferner ist eine Energierückgewinnung möglich.
(3) Es besteht die Möglichkeit, die Schaltfrequenz der selbstabschaltenden Bauelemente des PBM-Stromrichters zu senken. Dies gewährleistet eine Verringerung der Leistungsverluste einer Snubberschaltung (Schaltentlastung) und/oder der Schaltverluste der selbstabschaltenden Bauelemente, was insgesamt zu einer Verbesserung des Arbeitswirkungsgrads des Umrichters führt.
(4) Die abgesenkte Schaltfrequenz der Elemente dient zur Minimierung der Ein/Aus-Zeit von GTO-Thyristoren und dergleichen, wodurch die Wirksamkeit der Stromrichter erhöht wird. Eine Verringerung der benötigten Transformatorleistungen und/oder Stromrichterleistungen ist möglich.
(5) Die Steuerfrequenz der PBM-Stromrichter wird groß, wenn die Anzahl der in Reihe geschalteten Stromrichter groß wird. Eine hohe Steuerfrequenz verbessert das Ansprechverhalten der Eingangsstrom-Regelung.
(6) Welligkeits-Komponenten des Eingangsstroms können klein gehalten und dadurch die Oberschwingungen des Eingangsstroms reduziert werden.
(7) Die erhöhte Steuerfrequenz für die PBM-Stromrichter- Ausgangsspannung ermöglicht die Herabsetzung der Induktivitäten der Drosseln. Hierdurch läßt sich die Vorrichtung kompakter aufbauen.

Claims

1. Umrichter mit mindestens zwei selbstgeführten Stromrichtern (CONV1, CONV2), von denen mindestens einer ein durch Pulsbreitenmodulation gesteuerter Strom richter ist, die wechselstromseitig transformatorisch mit einer Wechselstromquelle (SUP) verbunden sind und gleichstromseitig parallel an einen Filterkondensator (Cd) und eine Last (INV, IM) angeschlossen sind, um Energie von der Wechselstromquelle (SUP) zur Last (INV, IM) oder von der Last zur Wechselstromquelle zu übertragen,
wobei jeder Stromrichter (CONV1, CONV2) wechselstromseitig einen eigenen Leistungstransformator (TR1, TR2) aufweist, deren Primärwicklungen in Reihe geschaltet sind und über eine einzige Wechselstromdrossel (Ls) an die Wechselstromquelle (SUP) angeschlossen sind, eine Regelschaltung einen Stromregelkreis für den Primär strom (IS) der Leistungstransformatoren (TR1, TR2) mit einem Stromregler (G1(s)) zur Erzeugung von Steuersignalen für die Zündsteuersätze (GC1, GC2) der Stromrichter (CONV1, CONV2), und einen Spannungsregelkreis für die Gleichspannung (Vd) am Fil terkondensator (Cd), welcher die Führungsgröße (Is*) für den Stromregelkreis erzeugt, aufweist,
wobei der Ausgang des Stromreglers (G1(s)) mit einem ersten Addierer (AD) verbunden ist, dessen Ausgangssignal einen Pulsbreitenmodulator (TRG, C3) beaufschlagt, welcher dem Zündsteuersatz (GC1) eines ersten durch Pulsbreitenmodulation gesteuerten Stromrichters (CONV1) vorgeschaltet ist, und
wobei der Ausgang des Stromreglers (G1(s)) außerdem mit einem Pegeldetektor (SH) verbunden ist, dessen Ausgang einerseits mit dem Zündsteuersatz (GC2) eines zweiten Stromrichters (CONV2) und andererseits mit dem ersten Addierer (AD) verbunden ist, welcher die Differenz zwischen seinen beiden Eingangssignalen erzeugt,
wobei der Pegeldetektor (SH) dann ein Signal "+1" erzeugt, wenn das Potential des Eingangssignals (e1) einen positiven, voreingestellten Pegel +eb übersteigt und ein "-1"-Signal (e2) immer dann erzeugt, wenn das Potential des Eingangssignals (e1) kleiner ist als ein negativer, voreingestellter Pegel -eb, und der ein "0"-Signal erzeugt, wenn sich das Potential des Eingangssignals (e1) zwischen +eb und -eb bewegt.

2. Umrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang des Pegeldetektors (SH) und den einen Eingang des ersten Addierers (AD) ein Proportionalglied (OAK) geschaltet ist.

3. Umrichter nach Anspruch 1 oder 2 mit wenigstens drei Stromrichtern (CONV1, CONV2, CONV3), dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Stromreglers (G1(s)) über einen weiteren Pegeldetektor (SH2) mit dem Zündsteuersatz (GC3) eines dritten der Stromrichter (CONV3) verbunden ist, daß ein zweiter Addierer (ADX) die Ausgangssignale der beiden Pegeldetektoren (SH1, SH2) addiert und die Summe dem ersten Addierer (AD) zuführt (Fig. 6, 7).

4. Umrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Windungsverhältnis von Primärwicklung zur Sekundärwicklung des an den zweiten Stromrichter (CONV2) gekoppelten Leistungstransformators (TR2) 2n : 1 beträgt, während, das Windungsverhältnis von Primärwicklung zu Sekundärwicklung des an den ersten Stromrichter (CONV1) gekoppelten Leistungstransformators (TR1) n : 1 beträgt, wobei n eine natürliche Zahl ist.

5. Umrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch mehrere durch Pulsbreitenmodulation gesteuerte, selbstgeführte Stromrichter (CONV1, CONV2).