KR101719393B1 - 하이브리드 2-레벨 및 멀티레벨 ｈｖｄｃ 컨버터 - Google Patents

하이브리드 2-레벨 및 멀티레벨 ｈｖｄｃ 컨버터 Download PDF

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제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하
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Abstract

전압원 컨버터(10a)는 고전압 직류 전력 전송 및 무효전력 보상에 사용된다. 전압원 컨버터(10a)는 사용 시에 DC 네트워크(20)에 접속하기 위한 제1 및 제2 DC 단자(12, 14) 및, 제1 및 제2 DC 단자(12, 14) 사이에 접속되는 3개의 위상 소자(16) 및 적어도 하나의 보조 컨버터(18)를 포함하고, 각각의 위상 소자(16)는 사용 시에, 다상 AC 네트워크(26)의 각 위상에 접속하기 위한 복수의 1차 스위칭 소자(22) 및 적어도 하나의 AC 단자(24)를 포함하고, 복수의 1차 스위칭 소자(22)는 사용 시에 AC 및 DC 네트워크(26, 20) 간의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 제어 가능하며, 상기 보조 컨버터(18) 또는 각각의 보조 컨버터(18)는 사용 시에, DC 전압의 리플을 최소화하기 위해 DC 네트워크(20)에 제공되는 제1 DC 전압을 변경하는 파형 합성기로서 작용하도록 동작 가능하다.

Description

하이브리드 2-레벨 및 멀티레벨 ＨＶＤＣ 컨버터{HYBRID 2-LEVEL AND MULTILEVEL HVDC CONVERTER}
본 발명은 고전압 직류(HVDC: high voltage direct current) 전력 전송과 무효전력 보상에 사용하기 위한 전압원 컨버터 및 전압원 컨버터를 동작시키는 방법에 관한 것이다.
전력전송망(power transmission network)에 있어서는, 가공선(overhead line) 및/또는 해저 케이블을 경유하여 전송하기 위해 보통 교류(AC) 전력이 고전압 직류(DC) 전력으로 변환된다. 이러한 변환은 전송 선로나 케이블에 의해 미치는 AC 용량성 부하의 영향을 보상할 필요가 없고, 이에 의해 선로 및/또는 케이블의 킬로미터 당 비용이 절감된다. 이와 같이, AC에서 DC로의 변환은, 전력이 장거리에 걸쳐 전송될 필요가 있을 때에는, 비용 효율이 높다.
AC-DC 전력 변환은 상이한 주파수로 동작하는 AC 네트워크를 상호 접속하기 위해 필요로 하는 전력전송망에서 이용되기도 한다. 이런 전력전송망에 있어서도, 요구되는 변환을 행하기 위해 AC 전력과 DC 전력 간의 각 인터페이스에는 컨버터를 필요로 하며, 이러한 컨버터의 하나의 형태가 전압원 컨버터(voltage source converter, VSC)이다.
AC 전력은 전형적으로는, AC 위상 수에 따라 하나 또는 그 이상의 정현파형의 형태로 전송된다. 그러나 전압원 컨버터의 AC측에 정현파형이 존재하면, 전압원 컨버터와 그 연관된 DC 네트워크의 DC측은 하이 레벨의 DC 전압 리플(voltage ripple)로 이어질 수 있다.
DC 네트워크 내의 DC 리플의 존재는 일반적으로 교번 전압응력(alternating voltage stress)을 허용하지 않는 저비용의 케이블을 사용하는 것을 방해하고, 이에 의해 DC 전력 전송선로의 설치 비용을 증가시킨다. 더구나, DC 리플의 교번 특성은 DC 전력 전송선로와 인근의 전화선 사이의 바람직하지 않은 간섭을 야기하여, DC 전력 전송선로의 레이아웃 설계에 있어서 복잡도를 증대시키게 된다.
종래에, 발전소에서는 이러한 DC 리플을 최소화하기 위해 전압원 컨버터의 DC측에 수동 유도성 소자와 용량성 소자와 같은 DC 필터링 장비를 이용하고 있다. 병렬 캐패시턴스와 직렬 인덕턴스를 전압원 컨버터와 결합하여 사용하는 것은, 전압과 전류 리플의 저감의 원인이 된다. 그러나 전력 전송의 고전압 특성은, 대형의 수동 유도성 소자와 용량성 소자를 이용할 필요가 있어, 연관된 발전소의 크기, 중량 및 비용을 증가시킨다. 이는, 해상풍력발전단지와 같이 공간범위가 제한된 지역에서는 특히 바람직하지 않다.
본 발명의 제1 형태에 따르면, 고전압 직류전력 전송 및 무효전력 보상에 사용하기 위한 전압원 컨버터에 있어서, 사용 시에 DC 네트워크에 접속하기 위한 제1 및 제2 DC 단자 및, 제1 및 제2 DC 단자 사이에 접속되는 적어도 하나의 보조 컨버터 및 3개의 위상 소자를 포함하고, 각각의 위상 소자는 사용 시에, 다상 AC 네트워크의 각 위상에 접속하기 위한 적어도 하나의 AC 단자 및 복수의 1차 스위칭 소자를 포함하고, 복수의 1차 스위칭 소자는 사용 시에 AC 및 DC 네트워크 간의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 제어 가능하며, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 사용 시에 DC 전압의 리플을 최소화하기 위해 DC 네트워크에 제공되는 제1 DC 전압을 변경하는 파형 합성기(waveform synthesizer)로서 작용하도록 동작 가능한 전압원 컨버터가 제공되어 있다.
보조 컨버터의 제공은, AC 및 DC 네트워크의 특성에 따라 변화될 수도 있는 DC 리플을 최소화하기 위해 상이한 형상과 크기를 갖는 파형 범위를 합성할 수 있는 플렉시블 DC측 능동 필터를 갖는 전압원 컨버터를 가져다 준다.
DC 네트워크에서의 DC 리플의 감소는 정상적으로는 교번 전압응력(alternating voltage stress)을 허용하지 않는 저비용의 케이블의 사용을 가능하게 함으로써 설치비용을 절감시킬 뿐만 아니라, DC 네트워크 근방에 위치된 전화선과의 바람직하지 않는 간섭을 최소화시킴으로써, 기지(location)와 같은, DC 네트워크와 연관된 계획수립 문제(planning issues)도 간소화시킨다.
이와 같이, DC 리플의 감소는 수동 유도성 소자 및 용량성 소자의 형태로 DC측 필터링 장비의 필요성을 없애주기도 한다. 이는 DC측 필터링 장비를 설치하고 유지보수하는 추가적인 비용을 없애고, 컨버터 하드웨어의 양을 최소화시킴으로써 연관된 발전소의 신뢰성과 효율을 향상시키며, 해상발전소와 같이 공간범위가 제한된 기지(locations)에서 바람직한 하드웨어의 크기와 중량을 감소시킨다.
바람직하게는, 각 위상소자는 직렬접속 1차 스위칭 소자의 2개의 병렬접속 스트링을 포함하며, 직렬접속 1차 스위칭 소자의 각 스트링 사이의 중간지점은 사용 시에 AC 네트워크의 각 위상에 접속하기 위한 AC 단자를 규정한다.
이러한 전압원 컨버터 구조(voltage source converter arrangement)는 AC 네트워크와 DC 네트워크 간의 전력변환을 용이하게 하기 위해 활용되어도 좋다.
다른 실시형태에 있어서, 전압원 컨버터는 제1 및 제2 DC 단자 사이에 접속된 3개의 보조 컨버터를 포함하여도 좋고, 여기서 각 보조 컨버터는 단상 컨버터 림(single phase converter limb)을 규정하기 위해 위상소자들 중 각 하나의 위상소자와 병렬 접속되며, 3개의 단상 컨버터 림은 3상 전력 전송을 위한 2 단자 DC 네트워크(two terminal DC network)를 규정하기 위해 회로의 DC측에 직렬 접속된다.
AC 네트워크와 DC 네트워크 간의 전력 변환을 용이하게 하는 데 적합한 것 이외에도, 이 전압원 컨버터 구조는 각 위상소자의 AC 단자에 접속된 위상에 직접적인 영향을 미치게 하고 다른 2개의 위상소자의 AC 단자에 접속된 다른 2개의 위상에 제한된 영향을 미치게 하도록 각 보조 컨버터를 제어할 수 있게 하여 준다.
또 다른 실시형태들에 있어서는, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 사용 시에, 각 위상 소자의 DC측에 제공되는 제2 DC 전압을 변경하는 파형 합성기로서 작용하도록 동작 가능하여도 좋다. 이러한 실시형태들에 있어서는, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 사용 시에, 각 위상 소자의 DC측에 제공하기 위한 정류 정현파형(rectified sinusoidal waveform)의 근접 근사치(near-approximation)를 합성하도록 동작 가능하여도 좋다.
상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 전압원 컨버터의 AC측에 전달하기 위한 DC 전압을 형상화하는 데 사용되어도 좋다. 또 다른 방법으로는, 일정한 DC측 전압은 큰 고조파 성분(significant harmonic components)과 반도체 디바이스의 하드 스위칭을 갖도록 상기 위상 소자 또는 각각의 위상 소자의 AC측에 구형파(square wave) 전압을 생성할 수 있다. 그러나 하나 이상의 보조 컨버터의 제공은, 정현파형과 같이, 고조파 왜곡이 적은 더 바람직한 AC 파형의 생성을 가능하게 하며, 또한 저레벨의 전압과 전류로 반도체 디바이스의 소프트 스위칭(soft switching)을 가능하게 한다.
제1 DC 전압의 DC 리플을 최소화하기 위해서는, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 사용 시에, 제1 DC 전압의 하나 이상의 고조파 리플 성분(harmonic ripple component)을 제거(cancellation)하기 위해 적어도 하나의 정류된 3배수 영상분 고조파(rectified, zero-phase sequence triplen harmonic component)를 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능하여도 좋다.
제1 DC 전압이 제1 DC 전압의 바람직하지 않은 리플 성분을 6차, 12차 및 18차 고조파와 같은 AC 공급 주파수의 고조파 형태로 포함하는 경우, 합성 파형에 고차수(higher order)의 3배수 영상분 고조파를 추가하면 각 고조파 리플 성분이 제거되고, 이에 의해 제1 DC 전압의 DC 리플이 최소화된다. 예를 들면, 합성 파형에 9차와 15차 영상분 고조파가 포함되면 제1 DC 전압의 6차 및 12차 고조파 리플 성분이 제거되게 된다.
고조파 성분의 영상 시퀀스 특성(zero-phase sequence nature)이란, 전압원 컨버터와 AC 네트워크를 상호접속하기 위해 변압기가 사용될 때에, 추가적인 변조의 영향이 전압원 컨버터에 접속된 변압기의 2차측에 제한되고 AC 네트워크에 접속된 변압기의 1차측에 있는 AC 전압과 전류에 미치지 않는다는 것을 의미한다. 따라서 DC 리플을 최소화하기 위한 3배수 영상분 고조파의 도입은 AC 네트워크에 해로운 영향을 미치지 않는다.
제1 DC 전압의 DC 리플을 최소화하기 위해서, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 사용 시에, DC 전압 성분과 적어도 하나의 고조파 AC 전압 성분을 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능하여도 좋고, 여기서 각 파형은 다른 2개의 파형에 대해 120 전기 각도(electrical degree)의 위상차로 동작한다.
합성 파형들 사이에서의 120 전기 각도의 위상차란, 3개의 합성 파형의 중합(summation)에 의해 고조파 AC 전압 성분이 제거되고, 그에 의해 DC 전압 성분으로 이루어지는, 리플이 없는 DC 측 전압(ripple-free DC side voltage)을 남긴다는 것을 의미한다.
이러한 파형은 합성하기가 더 용이하여, 파형을 합성할 때 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터의 제어를 간단화시킬 수 있다. 비영상(non zero-phase sequence) 고조파 AC 전압 성분의 사용이 AC 네트워크에서 저레벨의 고조파 왜곡의 원인이 되더라도, 저레벨의 고조파 왜곡은 전력 품질 요구사항이 덜 엄격한 AC 네트워크에서는 용인될 수도 있다.
본 발명의 실시형태들에 있어서, 전압원 컨버터는 적어도 하나의 3차 컨버터(tertiary converter)를 더 포함할 수도 있고, 상기 3차 컨버터 또는 각각의 3차 컨버터는 사용 시에 하나 이상의 제2 DC 전압을 변경하는 파형 합성기로서 작용하도록 동작 가능하고, 각각의 제2 DC 전압은 각각의 위상 소자의 DC측에 제공된다. 이러한 실시형태들에 있어서는, 상기 3차 컨버터 또는 각각의 3차 컨버터는 사용 시에, 각각의 위상 소자의 DC측에 제공하기 위한 오프셋된 정류 정현파형(offset rectified sinusoidal waveform)의 근접 근사치를 합성하도록 동작 가능하여도 좋다.
단상 컨버터 림(single-phase converter limb)의 사용을 이용하는 실시형태에 있어서는, 각각의 단상 컨버터 림은 적어도 하나의 3차 컨버터를 포함하여도 좋다. 적어도 하나의 3차 컨버터는 각각의 단상 컨버터 림의 위상 소자와 직렬 접속되어도 좋다.
3차 컨버터의 사용을 이용하는 실시형태에 있어서, 위상 소자는 제1 림을 규정하기 위해 캐스케이드 배열(cascade arrangement)로 접속되어 좋고, 3개의 보조 컨버터가 제2 림을 규정하기 위해 캐스케이드 배열로 접속되고, 제1 및 제2 림이 제1 및 제2 DC 단자 사이의 회로의 DC측에 병렬 접속되어 있으며, 3차 컨버터가 위상 소자들 사이의 접합점(junction)들 중 각 하나와 보조 컨버터들 사이의 접합점들 중 각 하나 사이에 접속되어 있어도 좋다.
상기 3차 컨버터 또는 각각의 3차 컨버터의 공급은, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터에 의해 합성된 파형 형상에 관계없이 각 위상 소자의 AC측에 원하는 AC 파형 형상의 생성이 가능하다. 예를 들면, 보조 컨버터가 제1 DC 전압을 변경하기 위해 비영상 AC 성분(non-zero-phase sequence AC component)을 포함하는 파형을 합성하는 데 사용되고 이로 인해 DC 리플을 최소화하는 경우, 상기 3차 컨버터 또는 각각의 3차 컨버터는 합성 파형을 변경하여 위상 소자의 DC측에 제공하기 위한 오프셋된 정류 정현파형을 형성하도록 제어될 수 있다. 따라서 이에 의해, 전압원 컨버터는 DC 리플을 최소화함과 동시에 최소의 고주파 왜곡을 갖는 고품질의 AC 정현파형을 유지할 수 있게 된다.
바람직하게는, 상기 3차 컨버터 또는 각각의 3차 컨버터 및/또는 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 체인 링크 컨버터(chain-link converter)를 포함한다. 이러한 체인 링크 컨버터는 직렬로 접속된 일련의 모듈들을 포함하고, 각 모듈은 에너지 저장장치와 병렬 접속된 적어도 한쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하며, 이 2차 스위칭 소자는, 사용 시에, 직렬로 접속된 일련의 모듈들이 계단식 가변 전압원(stepped variable voltage source)을 제공하도록 제어 가능하다.
영전압 또는 양전압을 제공할 수 있고, 두 방향(two directions)으로 전류를 흐르게 할 수 있는 2상한 유니폴라 모듈(2-quadrant unipolar module)을 규정하기 위해서, 상기 모듈 또는 각각의 모듈은 하프 브릿지 배열(half-bridge arrangement)로 에너지 저장장치와 병렬 접속된 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하여도 좋다.
음전압, 영전압 또는 양전압을 제공할 수 있고, 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 4상한 바이폴라 모듈(4-quadrant bipolar module)을 규정하기 위해서, 상기 모듈 또는 각각의 모듈은 풀 브릿지 배열(full-bridge arrangement)로 에너지 저장장치와 병렬 접속된 두 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하여도 좋다.
체인 링크 컨버터의 구조는 각각 전압을 제공하는 다중 모듈을 체인 링크 컨버터에 삽입함으로써 개개의 모듈에 의해 제공된 전압보다 높은 결합 전압(combined voltage)의 빌드업(build up)을 가능하게 한다. 결합 전압의 값을 변화시킴으로써, 체인 링크 컨버터는 위상각 및 가변 진폭의 전압 파형을 생성하도록 동작되어도 좋다.
바람직하게는, 각 에너지 저장장치는 캐패시터, 연료전지, 배터리, 광전지 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기를 포함한다.
이러한 융통성(flexibility)은, 수송 곤란 및 지역성(locality)으로 인한 장비의 유용성이 가변될 수 있는 상이한 위치에서 컨버터 스테이션(converter station)을 설계할 때 유용하다. 예를 들면, 해양 풍력발전소에서의 각 모듈의 에너지 저장장치는 풍력발전용 터빈에 연결되는 보조 AC 발전기의 형태로 설치되어도 좋다.
바람직하게는, 각 스위칭 소자는 적어도 하나의 반도체 디바이스 또는 직렬 접속된 복수의 반도체 디바이스를 포함한다. 상기 반도체 디바이스 또는 각각의 반도체 디바이스는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터, 게이트 턴 오프 사이리스터, 게이트 정류 사이리스터(gate commutated thyristor), 통합 게이트 정류 사이리스터 또는 트랜지스터일 수 있다.
이러한 반도체 디바이스의 사용을 이용하는 실시형태에 있어서, 각 반도체 디바이스는 역병렬 다이오드(anti parallel diode)와 병렬 접속되어도 좋다.
이 반도체 디바이스의 사용은, 그 디바이스가 크기와 중량이 작고, 비교적 저소비전력을 가져, 냉각 장비의 필요성을 최소화시키기 때문에 유리한 면이 있다. 따라서 이는 전력 변환장치(power converter)의 비용, 크기 및 중량의 대폭적인 삭감으로 이어진다.
이러한 반도체 디바이스의 고속 스위칭 능력은, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터가 고조파 왜곡 및 DC 리플 레벨을 더 최소화하기 위해 제1 및/또는 제2 DC 전압을 변경할 때 복잡한 파형을 합성하고 또한 고품질의 파형을 합성하는 것도 가능하게 한다. 또한 이러한 반도체 디바이스가 포함되면, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 AC 및 DC 전압의 변화에 신속히 응답하고, 이에 따라 합성 파형을 변경시키게 할 수 있다.
또 다른 실시형태에 있어서, 상기 보조 컨버터 또는 각각의 보조 컨버터는 사용 시에, 각각의 위상 소자의 AC측에 대한 실전력 및/또는 무효전력 요구조건의 변화를 보상하기 위한 보상적 DC 전압(compensatory DC voltage)을 생성하기 위해 적어도 하나의 정류된 3배수 영상분 고조파를 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능하다.
사용 시에, 파형의 합성은 AC 네트워크로부터 무효전력을 생성하는 데 필요로 하는 제1 DC 전압의 증가분을 보상하기 위한 음(-)의 보상적 DC 전압성분을 생성하거나, AC 네트워크로부터 무효전력을 흡수하는 데 필요로 하는 제1 DC 전압의 감소분을 보상하기 위한 양(+)의 보상적 DC 전압성분을 생성하여도 좋다.
각 보조 컨버터를 제어함으로써, 제1 DC 전압의 순증가(net increase) 또는 순감소(net decrease)가 영으로 제어되는 반면, AC 전압이 무효전력 제어를 가능하도록 변화될 수 있는 것을 보장하기 위해 보상적인 DC 전압 성분을 생성하는 것이 가능하다.
본 발명의 제2 형태에 따르면, DC 네트워크에 접속된 제1 및 제2 DC 단자 사이에 접속되는 복수의 위상 소자를 포함하고, 상기 위상 소자 또는 각각의 위상 소자는 사용 시에, 다상 AC 네트워크의 각 위상에 접속되는 적어도 하나의 AC 단자 및 복수의 1차 스위칭 소자를 포함하는 전압원 컨버터의 제어방법으로서, AC 및 DC 네트워크 간의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 1차 스위칭 소자를 제어하는 단계 및 DC 전압의 리플을 최소화하기 위해 DC 네트워크에 제공되는 DC 전압을 변경하는 단계를 포함하는 방법이 제공되어 있다.
본 발명의 다른 유리한 특징은 종속 청구항 27 내지 청구항 32에 설명되어 있다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 한정되지 않는 실시예에 의해 본 발명의 바람직한 실시형태에 관하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 전압원 컨버터를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2는 체인 링크 컨버터를 이용하여 50Hz 정현파형의 합성을 나타낸 도면이다.
도 3은 전압원 컨버터에 대한 무효전력 제어를 용이하게 하기 위해 요구되는 AC측 전압의 기본 성분에 대한 제1 DC 전압의 비율과, 일정한 평균치의 제1 DC 전압의 존재시의 3차 고조파 변조의 요구량 및 제1 DC 전압으로부터 6차 및 12차 고조파 리플 성분을 전부 제거하는 데 요구되는 9차 및 15차 고조파 변조의 상대적인 레벨을 나타낸 도면이다.
도 4는 다량의 3차, 9차 및 15차 고조파 변조를 필요로 하는 0.8 변조 지수(modulation index)에 가까운 동작 조건을 위한 합성 파형 및 그에 대응하는 AC측 파형을 나타낸 도면이다.
도 5는 DC 리플을 최소화하기 위해 도 1의 전압원 컨버터의 동작을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 6은 3차 컨버터를 포함하는 단상 컨버터 림을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 전압원 컨버터를 개략적으로 나타낸 도면이다.
본 발명의 제1 실시형태에 따른 전압원 컨버터(10a)는 도 1에 도시되어 있다.
전압원 컨버터(10a)는 제1 및 제2 DC 단자(12, 14), 3개의 위상 소자(16) 및 3개의 보조 컨버터(18)를 포함한다.
사용 시에, 제1 및 제2 DC 단자(12, 14)는 DC 네트워크(20)의 양(+)단자와 음(-)단자에 각각 접속되어 있고, 이 양단자와 음단자는 각각 +VDC/2와 -VDC/2의 전압을 전달하고, 여기서 VDC는 DC 네트워크(20)의 전압 범위이다.
3개의 위상 소자(16)의 각각은 2개의 병렬 접속 쌍의 직렬 접속된 1차 스위칭 소자(22)를 포함한다. 각 1차 스위칭 소자(22)는 하나 이상의 직렬 접속 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터의 형태로 되어 있고, 각 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 역병렬 다이오드와 병렬 접속되어 있다. 직렬 접속된 1차 스위칭 소자(22)의 각 스트링(string) 사이의 중간점은 사용 시에, 3상 AC 네트워크(26)의 각 위상에 접속하기 위한 AC 단자(24)를 규정한다.
사용 시에, 1차 스위칭 소자(22)는 AC 네트워크(26)와 DC 네트워크(20) 간의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 제어 가능하다. 예를 들면, 1차 스위칭 소자(22)는 각각의 위상 소자(16)의 DC측에 공급하는 DC 전압을 AC 전압으로 변환하는 것을 가능하게 하기 위해 AC 네트워크(26)의 주파수의 사이클마다 한번씩 온(ON)과 오프(OFF)로 스위칭하도록 제어되어도 좋다.
각 보조 컨버터(18)는 직렬 접속된 모듈(19)들의 체인을 포함하는 체인 링크 컨버터의 형태로 되어 있고, 단상 컨버터 림(single-phase converter limb)(27)을 규정하기 위해 위상 소자(16)들 중 각 하나와 병렬 접속되어 있다. 3개의 단상 컨버터 림(27)은 3상 전력 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크를 규정하기 위해 제1 및 제2 DC단자(12, 14) 사이의 회로의 DC측에 직렬 접속되어 있다.
위상 소자(16)와 각 단상 컨버터 림(27)의 보조 컨버터(18)는 다른 단상 컨버터 림(27)과 독립적으로 동작하고, 그에 따라 각 위상 소자(16)의 AC단자(24)에 접속된 위상에 직접적인 영향만을 미치며, 다른 위상 소자(16)의 AC단자(24)에 접속된 위상에 제한된 영향을 미친다.
사용 시에, 전압원 컨버터(10a)의 동작에 의해 DC 네트워크(20)에 제1 DC 전압이 공급되며, 이 제1 DC 전압은 위상 소자(16)를 가로지르는 개개의 DC 전압의 합과 같다.
본 발명의 실시형태에 있어서, 각 체인 링크 컨버터(18)의 각 모듈(19)은 영(zero)전압 또는 양(+)전압을 제공하고, 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 2 상한 유니폴라 모듈을 규정하기 위해 하프 브릿지 배열로 캐패시터와 병렬 접속된 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하여도 좋다.
다른 실시형태로서, 각 체인 링크 컨버터(18)의 각 모듈(19)은 음전압, 영전압 또는 양전압을 제공하고, 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 4상한 바이폴라 모듈을 규정하기 위해 풀 브릿지 배열로 캐패시터와 병렬 접속된 두 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하여도 좋다.
각 모듈(19)의 2차 스위칭 소자는, 모듈(19)의 체인이 계단식 가변 전압원(stepped variable voltage source)을 제공하도록 동작 가능하다.
각 2차 스위칭 소자는 역병렬 다이오드와 병렬 접속된 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터를 포함한다.
절연 게이트 바이폴라 트랜지스터의 고속 스위칭 능력은, 상기 보조 컨버터(18) 또는 각각의 보조 컨버터(18)가 제1 DC 전압을 변경하기 위해 복잡한 파형을 합성할 뿐만 아니라, 고조파 왜곡과 DC 리플 레벨을 더 최소화하기 위해 고품질의 파형을 합성하는 것도 가능하게 한다. 또한 이러한 반도체 디바이스를 포함함으로써, 보조 컨버터(18)가 AC 및 DC 전압의 변화에 신속히 응답하고, 그에 따라 합성된 파형의 특성을 변경할 수 있게 된다.
본 발명의 다른 실시형태에서는, 1차 및 2차 스위칭 소자의 각각이 전계 효과 트랜지스터, 게이트 턴 오프 사이리스터, 게이트 정류 사이리스터, 통합 게이트 정류 사이리스터, 트랜지스터 또는 역병렬 접속된 다이오드를 수반하는 다른 강제 정류 또는 자체 정류 반도체 스위치 등의 다른 반도체 디바이스를 포함할 수 있다는 것을 생각할 수 있다.
또한 다른 실시형태에서는, 1차 및 2차 스위칭 소자의 각각이 1개의 반도체 디바이스 또는 직렬 접속된 여러 개의 반도체 디바이스를 포함할 수 있다는 것을 생각할 수 있다. 직렬 배열은 전력 전송의 고전압 특성과 양립 가능한 복합 정격전력(combined power rating)을 제공하는, 낮은 정격전력을 갖는 반도체 디바이스의 사용을 가능하게 한다.
또 다른 실시형태에서는, 각각의 모듈(19)이 연료전지, 배터리, 광전지 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기 등의 다른 에너지 저장 장치로 대체될 수 있다는 것을 생각할 수 있다.
각 모듈(19)의 캐패시터는 2차 스위칭 소자의 상태를 변화시킴으로써 체인 링크 컨버터(18)로 삽입되거나 바이패스될 수도 있다.
한 쌍의 2차 스위칭 소자가 모듈(19) 내에 단선(short circuit)을 형성하도록 구성되면, 모듈(19)의 캐패시터는 바이패스되어, 전압원 컨버터(10a)의 전류가 단선을 통과하고 캐패시터를 바이패스하게 된다.
한 쌍의 2차 스위칭 소자는, 컨버터 전류가 캐패시터의 내, 외부로 흐를 수 있도록 구성되면, 모듈(19)의 캐패시터는 체인 링크 컨버터(18)에 삽입되어, 그 저장된 에너지를 충전 또는 방전시켜 전압을 제공할 수 있게 된다. 4상한 바이폴라 모듈의 사용을 이용하는 실시형태에서는, 2차 스위칭 소자는 양전압 또는 음전압을 제공하기 위해 캐패시터를 정방향 또는 역방향으로 삽입하도록 구성하여도 좋다.
따라서 각각 자체 전압을 제공하는 다중 모듈(19)의 캐패시터가 체인 링크 컨버터(18)에 삽입되어 개개의 모듈(19)의 각각으로부터 얻을 수 있는 전압보다 높은, 체인 링크 컨버터(18)를 가로지르는 결합 전압(combined voltage)을 증강(build up)시키는 것이 가능하다.
양전압 또는 음전압을 제공하기 위한 4상한 바이폴라 모듈의 능력이란, 각 체인 링크 컨버터(18)를 가로지르는 전압이 양전압 또는 음전압을 제공하는 모듈(19)의 조합으로부터 빌트업(built up)되어도 좋다는 것을 의미한다. 개개의 캐패시터에서의 에너지 레벨은 제공하는 양전압 또는 음전압 사이에서 모듈(19)을 번갈아 제어함으로써 최적의 레벨로 유지될 수 있다.
체인 링크 컨버터(18)에서의 개개의 모듈(19)의 캐패시터의 삽입 및/또는 바이패스에 의해 전압 파형을 생성시킬 수 있도록, 각각의 모듈(19)에 대한 스위칭 동작의 타이밍을 변화시키는 것도 가능하다. 체인 링크 컨버터(18)를 이용하여 생성된 전압 파형의 일례는 도 2에 도시되어 있고, 도 2에 있어서, 개개의 모듈(19)의 캐패시터의 삽입이 50Hz의 정현파형을 생성하기 위해 시간차를 둔다. 다른 파형의 형상은, 체인 링크 컨버터(18)의 각 모듈(19)에 대한 스위칭 동작의 타이밍을 조절함으로써 생성될 수 있다.
다른 실시형태에서는, 각 체인 링크 컨버터(18)가 유사한 파형 합성 능력을 갖는 다른 전력 컨버터 구조로 대체될 수 있다는 것을 생각할 수 있다.
사용 시에, 각 보조 컨버터(18)는 위상 소자(16)의 DC측에 제공하기 위한 정류된 정현파형의 근접 근사치(near-approximation)를 합성함으로써 각 위상 소자(16)의 DC측에 제공되는 제2 DC 전압을 변경하는 데 이용하여도 좋다. 이는 위상 소자(16)의 AC측에 최소의 고조파 왜곡을 갖는 거의 완전한 사인파의 생성을 가져다준다. 따라서 전압원 컨버터(10a)는 전력 품질을 제어하기 위해 그 컨버터(10a)의 AC측에 고조파 필터를 필요로 하지 않는다.
이는 또한 1차 스위칭 소자(22)가 거의 영(zero)의 전압으로 스위칭되게 하여 주고, 따라서 컨버터의 정상 동작 중에 거의 영의 스위칭 손실을 가져다준다.
보조 컨버터(18)를 사용한다는 것은, 각 위상 소자(16)의 1차 스위칭 소자(22)에 제공되는 전압 프로파일(voltage profile)이 각 보조 컨버터(18)에 의해 부과(impose)되어 제어되고, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터에도 제공될 수도 있는 고전압 스텝(high voltage steps)보다는 파형을 천전히 변화시키는 것을 의미한다. 따라서 주 컨버터 디자인(main converter design) 내에 복잡한 능동 게이트 드라이브와 큰 전압 공유 성분의 필요성이 없어, 보다 간단하고 비용이 저렴하며 더 효율적인 하드웨어를 실현할 수 있다.
또한 보조 컨버터(18)를 사용하면, 고장 상태(fault condition) 중에 저감 전압(reduced voltage)으로 소프트 스위칭을 용이하게 하는 것이 요구되는 경우 각 위상 소자(16)의 1차 스위칭 소자(22)에 부과된 전압을 영(또는 최소값)으로 급속히 강하(ramp)시키게 할 수 있다.
위상 소자(16)의 AC측에 대한 실전력 및/또는 무효전력 요구조건의 변화를 보상하기 위해, 보조 컨버터(18)는 3배수 고조파 전압을 포함하는 파형을 합성하여 제1 DC 전압을 변경하도록 동작 가능한 것이 바람직하다. 이는 위상 소자(16)의 DC측에 대한 DC 전압의 결과적인 변화를 보상하기 위해 보상적인 DC 전압 성분의 생성을 가져다준다.
예를 들면, 위상 소자(16)의 AC측에 무효전력을 생성하는 것이 필요하게 되는 상황에서는, 보조 컨버터(18)는 정류된 3배수 영상분 고조파(zero-phase sequence triplen harmonic component)을 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능하다. 이는 제1 DC 전압의 결과적인 증가를 보상하기 위해 음(-)의 보상적인 DC 전압 성분의 생성을 가져다준다.
위상 소자의 AC측으로부터 무효전력을 흡수하는 것이 필요하게 되는 상황에서는, 보조 컨버터(18)는 정류된 3배수 영상분 고조파를 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능하다. 이는 제1 DC 전압의 결과적인 감소를 보상하기 위해 양(+)의 보상적인 DC 전압 성분의 생성을 가져다준다.
각 보조 컨버터(18)를 제어함으로써, 제1 DC 전압의 순증가(net increase) 또는 순감소(net decrease)가 영으로 제어되는 반면, AC 전압이 무효전력 제어를 가능하도록 변화될 수 있는 것을 보장하기 위해 보상적인 DC 전압 성분을 생성하는 것이 가능하다.
정류된 3배수 고조파 성분(rectified triplen harmonic components)을 포함하는 파형을 합성하기 위해 각 보조 컨버터(18)의 동작은 필요한 무효전력이 작거나 필요하지 않는 상황에서 위상 소자(16)의 AC측에 AC 전압을 증가시키는 데 사용되어도 좋다.
이는 정류 및 인버터 동작 모드로 일정한 전력 변환을 위해 컨버터(10a)에 의해 유도되는 전류를 감소시킨다. 이는, 보다 낮은 레벨의 전류 흐름이 컨버터 장비에서 다른 방식으로 일어날 수 있는 전력 손실을 저감하기 때문에 유리한 면이 있다. 또한 위상 소자(16)의 DC측에 접속된 어떠한 캐패시터(도시하지 않음)에서도 리플 전류성분을 저감시킴으로써, 이에 의해 소요 캐패시턴스와 그에 연관된 전력 손실을 저감시킬 수 있다.
3차 영상분 고조파는 1차 선간전압(line to line voltage) 파형 또는 1차측 또는 2차측 전류 파형에서 보여지지 않는다. 다른 3배수 파형(예를 들면, 9차, 15차, 21차 등) 또한 적용되어 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.
정류된 3배수 고조파 성분의 영상 시퀀스 특성(zero-phase sequence nature)이란, 전압원 컨버터(10a)와 AC 네트워크(26)를 상호접속하기 위해 변압기를 사용하는 경우, 추가적인 변조 효과가 전압원 컨버터(10a)에 접속된 변압기의 이차측에 제한되고, AC 네트워크(26)에 접속된 변압기의 일차측에서 AC 선 전압(AC line voltage)과 전류에 영향을 미치지 않는다는 것을 의미한다.
그러나 합성된 파형에 정류된 3배수 고조파 성분을 더하면, 제1 DC 전압에 DC 리플을 야기시키게 된다. 예를 들면, 제3 고조파 성분를 추가하면, AC 공급 주파수의 6차, 12차, 18차 등의 고조파 형태의 DC 리플 성분이 제1 DC 전압에 나타나게 된다.
정류된 3배수 고조파 성분의 추가로 일어나는 DC 리플을 최소화하기 위해, 각 보조 컨버터(18)는 적어도 하나의 정류된 3배수 영상분 고조파를 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능하다.
각 합성 파형에 하나 이상의 정류된 3배수 영상분 고조파가 포함되면, 제1 DC 전압의 고조파 리플 성분 중 하나 이상이 제거되게 된다. 예를 들면, 제1 DC 전압의 DC 리플이 6차 및 12차 고조파 리플 성분을 포함하는 경우, 각각의 합성 파형에 9차 및 15차 영상분 고조파가 포함되면 6차 및 12차 고조파 리플 성분이 소거될 수 있고, 이에 의해 제1 DC 전압의 DC 리플이 최소로 된다.
도 3은 전압원 컨버터에 대한 무효전력 제어를 용이하게 하기 위해 요구되는 AC측 전압의 기본 성분에 대한 제1 DC 전압의 비율과 일정한 평균치의 DC측 전압의 존재시의 3차 고조파 변조(28)의 요구량을 나타낸 것이다. 또한 3차 고조파 변조의 결과로서 DC 네트워크에서 나타나는 합산 전압(summed voltage)으로부터 6차 및 12차 고조파 리플 성분을 전부 제거하는 데 필요로 하는 9차 및 15차 고조파 변조(30, 32)의 상응하는 상대 레벨(relative level)도 도시되어 있다. 합성 파형의 일례는 도 4에 도시되어 있고, 이 도 4에는, 0.8 변조 지수(modulation index)에 가까운 동작 조건의 경우, 합성 파형(34)과 이에 상응하는 AC측 파형(36)은 3차, 9차 및 15차 고조파 성분을 포함한다는 것이 나타내져 있다.
위에서 간략히 설명한 바와 같이, 합성 파형에의 3배수 영상분 고조파의 도입은 AC 네트워크에 별 영향을 주지 않는다.
제1 DC 전압의 DC 리플을 최소화하기 위한 다른 접근방식은 도 5에 도시되어 있다.
이러한 접근방식에서는, 각 보조 컨버터(18)는 사용 시에 DC 전압 성분과 이차 고조파 AC 전압 성분을 포함하는 파형(38)을 합성하도록 제어될 수 있으며, 각 합성 파형(38)은 다른 2개의 합성 파형(38)에 대해 120 전기 각도의 위상차로 동작한다. 이러한 3개의 합성 파형(38)을 중합(summation)하면 이차 고조파 AC 전압 성분이 서로 상쇄(cancelling out)되고, 이에 의해 DC 네트워크(20)에서 DC 전압 성분으로 이루어지는 리플이 없는 DC측 전압(40)을 가져다준다. 다른 실시형태에서는, 각 합성 파형(38)은 하나 이상의 고조파 AC 전압 성분을 포함하여도 좋다.
이러한 파형은 합성하기가 더 용이하여, 파형을 합성할 때 각 보조 컨버터(18)의 제어를 간단화시킬 수 있다.
합성 파형(38)의 각각은 각 위상 소자(16)의 DC측에 제공되기도 한다. 합성 파형에 비영상(non zero-phase sequence) 고조파 AC 전압 성분이 존재하면, AC측 파형(42)의 경우 AC 네트워크(26)에서 저레벨의 고조파 왜곡으로 이어진다.
비영상 고조파 AC 전압 성분의 존재로 인한 고조파 왜곡을 제거하기 위해서, 전압원 컨버터는 3차 컨버터(tertiary converter)를 사용하는 것을 더 포함하여도 좋다.
도 1에 도시한 전압원 컨버터(10a)의 각 단상 컨버터 림(27)은 1개 또는 2개의 3차 컨버터(44)를 포함하도록 변경될 수도 있는데, 각 3차 컨버터는 도 6에 도시한 바와 같이, 직렬 접속을 규정하기 위해 위상 소자(16)의 어느 한쪽에 접속된다. 각 단상 컨버터 림(27)의 각 3차 컨버터(44)는 다른 단상 컨버터 림(27)의 컨버터와 독립적으로 동작하고, 따라서 각 위상 소자(16)의 AC 단자(24)에 연결된 위상에 직접적인 영향만을 미치며, 다른 위상 소자(16)의 AC 단자(24)에 연결된 위상에는 제한된 영향을 미친다.
각 3차 컨버터(44)는 직렬로 접속된 모듈(45)들의 체인을 포함하고 도 1을 참조하여 전술한 체인 링크 컨버터(18)와 마찬가지의 방식으로 동작 가능한 체인 링크 컨버터의 형태로 되어 있다. 위에서 간략히 설명한 바와 같이, 체인 링크 컨버터의 구조는 각 위상 소자(16)의 DC측에 제공하기 위해 정류된 정현파형의 근접 근사치의 합성을 가능하게 하며, 이에 의해 제2 DC 전압이 보조 컨버터(18)에 의해 합성된 파형의 것과 다른 파형을 갖게 할 수 있다.
이와 같이 3차 컨버터(44)의 사용은 위상 소자(16)의 AC측에 최소의 고조파 왜곡을 갖는 AC 정현파형(42)의 생성을 가져다주고, 이에 의해 각 보조 컨버터(18)가 사용 시에 제1 DC 전압의 DC 리플을 최소화하기 위해 DC 전압 성분과 적어도 하나의 고조파 AC 전압 성분을 포함하는 파형을 합성하도록 제어될 때, AC 네트워크에 미치는 상기한 비영상 고조파 AC 전압 성분의 영향을 최소화시킨다.
본 발명의 제2 실시형태에 따른 전압원 컨버터(10b)는 도 7에 도시되어 있다.
도 7에서의 전압원 컨버터(10b)는, 위상 소자(16)가 제1 림(46)을 규정하기 위해 캐스케이드 배열로 접속되고, 3개의 보조 컨버터(18)가 제2 림을 규정하기 위해 캐스케이드 배열로 접속되고, 제1 및 제2 림(46, 48)이 제1 및 제2 DC 단자(12, 14) 사이의 회로의 DC측에 병렬 접속되어 있으며, 각 3차 컨버터(44)가 위상 소자(16)들 사이의 접합점(junction)들 중 각 하나와 보조 컨버터(18)들 사이의 접합점들 중 각 하나 사이에 접속되어 있는 것을 제외하고는, 도 1에서의 전압원 컨버터(10a)와 마찬가지이다.
이 컨버터 구조는, 각 3차 컨버터(44)가 사용 시에 복수의 제2 DC 전압을 변경하도록 동작 가능하고, 각 제2 DC 전압이 각 위상 소자(16)에 3차 컨버터(44)를 할당하는 대신에 각 위상 소자(16)의 DC측에 제공된다는 점에서 유리한 면이 있다. 3차 컨버터(44) 수의 감소는 하드웨어 크기, 중량 및 비용의 절감으로 이어진다.
따라서 컨버터 구조에 보조 컨버터 및/또는 3차 컨버터를 포함함으로써, 전압원 컨버터에 DC 리플을 최소화하기 위한 DC측 능동 필터링 능력을 제공하고, 이에 의해 수동 유도성 및 용량성 소자 형태의 DC측 필터링 장비의 필요성을 없애준다. 이는 연관된 발전소의 신뢰성과 효율성을 증가시키면서 컨버터 하드웨어의 비용, 크기 및 중량의 감소로 이어진다.

Claims (32)

  1. 고전압 직류 전력 전송 및 무효전력 보상에 사용하기 위한 전압원 컨버터(10a)에 있어서,
    사용 시에 DC 네트워크(20)에 접속하기 위한 제1 DC 단자 및 제2 DC 단자(12, 14) 및,
    상기 제1 DC 단자 및 제2 DC 단자(12, 14) 사이에 접속되는 3개의 위상 소자(16) 및 3개의 보조 컨버터(18)를 포함하고,
    각 위상 소자(16)는 직렬 접속된 1차 스위칭 소자(22)의 2개의 병렬 접속 스트링(string)을 포함하고, 직렬 접속된 1차 스위칭 소자의 각 스트링 사이의 중간점은 사용 시에, AC 네트워크(26)의 각 위상에 접속하기 위한 AC 단자(24)를 연결하고,
    각 보조 컨버터(18)는 단상 컨버터 림(single-phase converter limb)(27)을 연결하기 위해 위상 소자(16)들 중 각 하나와 병렬 접속되어 있고, 3개의 단상 컨버터 림은 3상 전력 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크(20)를 연결하기 위해 제1 DC 단자 및 제2 DC단자에 장착되어 직렬 접속되어 있고,
    상기 1차 스위칭 소자(22)는 사용 시에 AC 네트워크 및 DC 네트워크(26, 20) 간의 전력을 변환하기 위해 제어 가능하며,
    각 보조 컨버터(18)는 사용 시에, DC 전압의 리플을 최소화하기 위해 DC 네트워크(20)에 제공되는 제1 DC 전압을 변경하는 파형 합성기로서 작용하도록 동작 가능한 전압원 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    각각의 보조 컨버터(18)는 각 위상 소자의 DC측에 제공되는 제2 DC 전압을 변경하는 파형 합성기로서 작용하도록 동작 가능한 전압원 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    각각의 보조 컨버터(18)는 사용 시에, 각 위상 소자의 DC측에 제공하기 위한 정류 정현파형(rectified sinusoidal waveform)의 근접 근사치(near-approximation)를 합성하도록 동작 가능한 전압원 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    각각의 보조 컨버터(18)는 사용 시에, 제1 DC 전압의 하나 이상의 고조파 리플 성분을 제거(cancellation)하기 위해 적어도 하나의 정류된 3배수 영상분 고조파(rectified, zero-phase sequence triplen harmonic component)를 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능한 전압원 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    각각의 보조 컨버터(18)는 사용 시에, DC 전압 성분과 적어도 하나의 고조파 AC 전압 성분을 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능하고, 각 파형은 다른 2개의 파형에 대해 120 전기 각도(electric degree)의 위상차로 동작하는 전압원 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    적어도 하나의 3차 컨버터(tertiary converter)(44)를 더 포함하고, 상기 3차 컨버터 또는 각각의 3차 컨버터는 사용 시에, 하나 이상의 제2 DC 전압을 변경하는 파형 합성기로서 작용하도록 동작 가능하고, 각각의 제2 DC 전압은 각각의 위상 소자(16)의 DC측에 제공되는 전압원 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 3차 컨버터(44) 또는 각각의 3차 컨버터(44)는 사용 시에, 각각의 위상 소자(16)의 DC측에 제공하기 위한 오프셋된 정류 정현파형(offset rectified sinusoidal waveform)의 근접 근사치를 합성하도록 동작 가능한 전압원 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    각각의 단상 컨버터 림(27)은 적어도 하나의 3차 컨버터(44)를 포함하는 전압원 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    적어도 하나의 3차 컨버터(44)는 각 위상 소자와 직렬 접속되는 전압원 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 위상 소자(16)는 제1 림(46)을 연결하기 위해 캐스케이드 배열(cascade arrangement)로 접속되어 있고, 상기 3개의 보조 컨버터(18)는 제2 림(48)을 연결하기 위해 캐스케이드 배열로 접속되어 있고, 제1 및 제2 림(46, 48)이 제1 및 제2 DC 단자(12, 14) 사이의 회로의 DC측에 병렬 접속되어 있으며, 3차 컨버터(44)가 위상 소자(16)들 사이의 접합점(junction)들 중 각 하나와 보조 컨버터(18)들 사이의 접합점들 중 각 하나 사이에 접속되어 있는 전압원 컨버터.
  11. 제6항에 있어서,
    상기 3차 컨버터(44) 또는 각각의 3차 컨버터(44)는 체인 링크 컨버터를 포함하는 전압원 컨버터.
  12. 제1항에 있어서,
    각각의 보조 컨버터(18)는 체인 링크 컨버터를 포함하는 전압원 컨버터.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 체인 링크 컨버터(44, 18)는 직렬로 접속된 모듈(19)들의 체인을 포함하고, 각 모듈은 에너지 저장장치와 병렬 접속된 적어도 한쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하며, 2차 스위칭 소자는, 사용 시에, 직렬로 접속된 모듈의 체인이 계단식 가변 전압원(stepped variable voltage source)을 제공하도록 제어 가능한 전압원 컨버터.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 모듈(19) 또는 각각의 모듈(19)은 영(zero)전압 또는 양(+)전압을 제공하고, 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 2상한 유니폴라 모듈(2-quadrant unipolar module)을 연결하기 위해 하프 브릿지 배열(half-bridge arrangement)로 에너지 저장장치와 병렬 접속된 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하는 전압원 컨버터.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 모듈(19) 또는 각각의 모듈(19)은 음(-)전압, 영(zero)전압 또는 양(+)전압을 제공하고, 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 4상한 바이폴라 모듈(4-quadrant bipolar module)을 연결하기 위해 풀 브릿지 배열(full-bridge arrangement)로 에너지 저장장치와 병렬 접속된 두 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하는 전압원 컨버터.
  16. 제13항에 있어서,
    각 에너지 저장장치는 캐패시터, 연료전지, 배터리, 광전지 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기를 포함하는 전압원 컨버터.
  17. 제1항에 있어서,
    각 스위칭 소자는 적어도 하나의 반도체 디바이스를 포함하는 전압원 컨버터.
  18. 제17항에 있어서,
    각 스위칭 소자는 직렬 접속된 복수의 반도체 디바이스를 포함하는 전압원 컨버터.
  19. 제17항에 있어서,
    상기 반도체 디바이스 또는 각각의 반도체 디바이스는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터, 게이트 턴 오프 사이리스터, 게이트 정류 사이리스터, 통합 게이트 정류 사이리스터 또는 트랜지스터인 것인 전압원 컨버터.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 반도체 디바이스 또는 각각의 반도체 디바이스는 역병렬 다이오드(anti-parallel diode)와 병렬 접속되는 전압원 컨버터.
  21. 제1항에 있어서,
    상기 보조 컨버터(18) 또는 각각의 보조 컨버터(18)는 사용 시에, 각각의 위상 소자의 AC측에 대한 실전력 및 무효전력 요구조건의 변화를 보상하기 위한 보상적 DC 전압 성분(compensatory DC voltage component)을 생성하기 위해 적어도 하나의 정류된 3배수 영상분 고조파를 포함하는 파형을 합성하도록 동작 가능한 전압원 컨버터.
  22. 제21항에 있어서,
    사용 시에, 파형의 합성은 AC 네트워크로부터 무효전력을 생성하는 데 필요로 하는 제1 DC 전압의 증가분을 보상하기 위한 음(-)의 보상적 DC 전압 성분을 생성하는 전압원 컨버터.
  23. 제21항에 있어서,
    사용 시에, 파형의 합성은 AC 네트워크로부터 무효전력을 흡수하는 데 필요로 하는 제1 DC 전압의 감소분을 보상하기 위한 양(+)의 보상적 DC 전압 성분을 생성하는 전압원 컨버터.
  24. DC 네크워크(20)에 접속된 제1 및 제2 DC 단자(12, 14) 사이에 접속되는 3개의 위상 소자(16)와 3개의 보조 컨버터(18)를 포함하고, 각 위상 소자가 직렬 접속된 1차 스위칭 소자(22)의 2개의 병렬 접속 스트링을 포함하고, 직렬 접속된 1차 스위칭 소자(22)의 각 스트링 사이의 중간점은, AC 네트워크(26)의 각 위상에 접속하기 위한 AC 단자(24)를 연결하고, 각 보조 컨버터(18)는 단상 컨버터 림(single-phase converter limb)(27)을 연결하기 위해 위상 소자(16)들 중 각 하나와 병렬 접속되어 있고, 3개의 단상 컨버터 림은 3상 전력 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크(20)를 연결하기 위해 제1 및 제2 단자에 장착되어 직렬 접속되어 있는 전압원 컨버터의 제어방법으로서,
    (a) AC 네트워크 및 DC 네트워크(26, 20) 간의 전력을 변환하기 위해 1차 스위칭 소자(22)를 제어하는 단계, 및
    (b) 제1 DC 전압의 리플을 최소화하기 위해 DC 네트워크(20)에 제공되는 제1 DC 전압을 변경하는 단계를 포함하는 전압원 컨버터의 제어방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 제1 DC 전압은 제1 DC 전압의 하나 이상의 고조파 리플 성분을 제거하기 위해 적어도 하나의 정류된 3배수 영상분 고조파(rectified, zero-phase sequence triplen harmonic component)를 포함하는 하나 이상의 파형을 삽입(injection)함으로써 변경되는 전압원 컨버터의 제어방법.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 제1 DC 전압은 DC 전압 성분과 적어도 하나의 고조파 AC 전압 성분을 포함하는 3개의 파형을 삽입함으로써 변경되고, 각 파형은 다른 2개의 파형에 대해 120 전기 각도(electrical degree)의 위상차로 동작하는 전압원 컨버터의 제어방법.
  27. 제26항에 있어서,
    오프셋된 정류 정현파형(offset rectified sinusoidal waveform)의 근접 근사치를 형성하도록 각 위상 소자의 DC측에 제공되는 제2 DC 전압을 변경하는 단계를 더 포함하는 전압원 컨버터의 제어방법.
  28. 제24항에 있어서,
    상기 제1 DC 전압은 각 위상 소자의 AC측에 대한 실전력 및 무효전력 요구조건의 변화를 보상하기 위한 보상적 DC 전압 성분(compensatory DC voltage component)을 생성하기 위해 적어도 하나의 정류된 3배수 영상분 고조파를 포함하는 하나 이상의 파형을 합성함으로써 변경되는 전압원 컨버터의 제어방법.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 파형 또는 각각의 파형은 AC 네트워크로부터 무효전력을 생성하는 데 필요로 하는 DC 전압의 증가분을 보상하기 위한 음(-)의 보상적 DC 전압 성분을 생성하기 위해 삽입되는 전압원 컨버터의 제어방법.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 파형 또는 각각의 파형은 AC 네트워크로부터 무효전력을 흡수하는 데 필요로 하는 DC 전압의 감소분을 보상하기 위한 양(+)의 보상적 DC 전압 성분을 생성하기 위해 삽입되는 전압원 컨버터의 제어방법.
  31. 삭제
  32. 삭제
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