KR100795752B1

KR100795752B1 - 펄스다중화 보조회로를 이용한 전압원 컨버터의 직류송전시스템

Info

Publication number: KR100795752B1
Application number: KR1020060063336A
Authority: KR
Inventors: 한병문
Original assignee: 명지대학교 산학협력단
Priority date: 2006-07-06
Filing date: 2006-07-06
Publication date: 2008-01-21
Also published as: US7499291B2; KR20080004713A; US20080007978A1

Abstract

펄스다중화 보조회로를 이용한 전압원 컨버터의 직류송전 시스템이 개시된다.

본 발명은 교류전력을 직류전력으로 변환시키거나 직류전력을 교류전력으로 변환시키는 IGBT로 구성된 컨버터; 소정 크기의 교류전력을 승압시키거나 소정 크기의 교류전력을 강압시키는 개방 Y-Y와 Y-△ 변압기; 직류 전압 분할용 커패시터; 및 펄스 형태의 입력 전압을 중첩하여 출력파형의 펄스 수를 증가시키는 변압기와 하프 브리지 보조회로로 구성된 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템이다

또한 36-스텝 컨버터 2대를 교류 전압 측에 직렬로 연결하고 직류 전압 측에 병렬로 연결한 back-to-back 컨버터인 것을 특징으로 하는 직류 송전 시스템이다.

본 발명에 의하면, 보조변압기와 브리지회로를 사용하여 펄스형태의 전압을 중첩하여 출력파형의 펄스수를 증가시키는데 있어서, 보통변압기를 사용하여 변압기의 외형을 줄이고 변압비를 정확히 일치시키고, 하프브리지를 사용하여 스위칭 손실을 줄인다.

또한 본 발명에 따른 두 대의 36-스텝 컨버터로 구성된 back-to-back 컨버터는 연계된 교류계통의 유,무효 전력을 독립적으로 제어하는 것이 가능하다

직류 송전, 컨버터, IGBT, 하프 브리지, 변압기, back-to-back 컨버터, HVDC 시스템

Description

펄스다중화 보조회로를 이용한 전압원 컨버터의 직류송전 시스템 {Voltage source converter system with pulse-interleaving auxiliary circuit for HVDC application}

도 1은 종래기술 1(등록 특허 10-034614)의 다-펄스 직류 송전 시스템을 나타낸 도면이다.

도 2는 종래기술2의 직류 보조회로를 이용한 36-스텝 컨버터를 나타내는 도면이다.

도 3은 back-to-back 시스템의 개략적인 구성을 도시한다.

도 4는 본 발명에 따른 직류 보조회로를 이용한 36-스텝 컨버터를 나타낸다.

도 5는 본 발명에 따른 36-스텝 컨버터의 동작을 PSCAD/EMTDC 소프트웨어로 시물레이션을 실시한 결과를 나타낸다.

도 6은 본 발명에 따른 36-스텝 컨버터의 동작과 성능을 검증하기 위하여, 전체 시스템 제어와 게이트 펄스 발생을 위하여 DSP TMS320VC33을 사용하고 표 1의 회로정수로 실험한 결과를 나타낸다.

도 7은 본 발명에 따른 back-to-back HVDC 시스템의 실시예에 대한 개략적인 구성도를 나타낸다.

도 8의 (a)는 도 7의 본 발명에 따른 back-to-back HVDC 시스템에 대한 단상 등가회로를 나타내고,

도 8의 (b)는 전압원 컨버터의 상, 하단 점호각을 달리 할 때의 전원 전압, 컨버터의 각각의 전압, 및 컨버터 전체의 전압을 벡터도로 나타낸 것이다.

도 9는 도 9는 표 2의 P에 관한

과

의 변화를 Q에 따라서 보여준다.

도 10은 각 컨버터의 제어기의 구성을 나타내는 제어 블록도이다.

도 11은 본 발명에 따른 실시예의 전체 시스템 동작을 검증하기 위한 시뮬레이션 결과를 나타낸다.

< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 >

110 : 제 1 컨버터 120 : 제 2 컨버터 130 : 변압기

140, 140' : 직류 커패시터 150 : 하프 브리지

160 : Y-Y 변압기 170 : Y-△ 변압기

200 : 컨버터 A 210~220 : 36-스텝 컨버터 300 : 컨버터 B

본 발명은 직류 송전 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 변압기와 3-레벨 하프브리지로 구성된 보조회로를 사용한 펄스 다중화 보조회로를 이용한 전압원 컨버터의 직류 송전 시스템에 관한 것이다.

일반적으로 발전기에서 출력되는 AC 전압과 전류는 저전압 대전류이다. 이러한 형태의 전압과 전류는 전력 전송시에 대전류에 의한 도체 손실 때문에 고압이나 초고압 변압기를 이용하여 높은 전압을 유지하면서 저전류 형태로 장거리 전력 송전을 하고 있다. 그러나 이러한 AC 전력 전송은 송전선과 대지사이의 용량성 부하와 송전선에 존재하는 인덕턴스 때문에 장거리 송전에 제한을 받고 있다. 이런 문제점을 해결하기 위하여 대용량 싸이리스터를 채택하여 AC를 DC로 변환할 수 있는 전압원 컨버터가 개발되었고 이로 인해 직류전송이 가능해 졌다. 더 나아가서 스위칭 속도가 빠르며 무소음인 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 사용하여 고효율 및 고속의 전력 시스템을 구현할 수 있게 되었다.

상술한 직류송전방식중에는 발전소에서 생산되는 교류전력을 직류로 변환시켜서 송전한 후 수전점에서 교류로 재 변환시켜 전력을 공급하는 초고압 직류송전(HVDC)방식이 널리 사용되는데, 이 송전 방식은 기존 교류 송전기술의 장점인 전압 승압을 통한 경제적인 전력전송을 가능하게 하고 교류 송전의 여러 가지 단점 또한 극복할 수 있다는 장점이 있다.

상기 HVDC방식에 사용되는 전압원 컨버터로서는 단일 브리지를 구성하고 있는 각 스위칭 소자를 PWM방식으로 동작하는 PWM 컨버터, 2기 이상의 브리지를 변압기로 결합하여 출력파형을 형성하는 다중펄스 컨버터 등이 있다.

상기 PWM 컨버터의 경우에는 단일 브리지를 사용하므로 시스템 구성이 간단하기는 하나 각 스위칭 소자를 교류한주기당 여러번 스위칭 하므로 스위칭 손실이 커 대용량에 적합하지 않은 문제점이 있다.

또한 상기 다중펄스 컨버터의 경우에는 교류한주기당 한번 스위칭을 하기 때문에 스위칭 손실은 적으나 출력파형의 고조파레벨을 낮추기 위하여 펄스수를 증가하여야 하는 문제점이 있다. 따라서 상기 출력파형의 펄스수를 증가시키기 위하여 다양한 방식이 사용되고 있는데, 이중 가장 단순한 방식은 컨버터의 브리지수와 교류출력 단에 결합되는 변압기수를 증가하여 펄스수를 증가시키는 것이다. 그러나 이 방식은 브리지와 변압기의 수가 증가하여 시스템의 외형이 크고 비용이 높아지는 단점을 가지고 있다. 이러한 단점을 보완하고자 변압기와 브리지 사이에 보조변압기를 두어 주변압기수를 증가하지 않고 펄스수를 증가시키는 방법이 사용되기도 하나, 보조변압기의 결선구조가 복잡하여 제작이 어렵고 비용절감수준도 높지 않다는 문제점이 있다.

따라서 최근에는 직류단에 보조회로를 삽입하여 직류 커패시터에 걸리는 일정전압에 보조변압기와 브리지회로를 사용하여 펄스형태의 전압을 중첩하여 출력파형을 형성하는 방법이 제안되었다. 도 1은 이러한 방법을 사용한 종래기술의 일례로서 한국 등록 특허 제034614호의 다-펄스 직류 송전 시스템을 나타낸 도면이다.

도 1에 도시된 시스템은 제 1 컨버터(13)와 제 2 컨버터(11)의 출력전압의 차가 공급되도록 상기 제 1 컨버터(13)의 접지단과 제 2 컨버터(11)의 출력단이 연결된 지점과 상기 제 1 컨버터(13)의 출력단과 제 2 컨버터(11)의 접지단이 연결된 지점사이에 1차측 코일이 연결되어 있는 복권 변압기(1)와, 복권 변압기(1)의 일측단과 제 1,2컨버터(11,13)의 출력단 사이에 각각 연결되어 있는 제 1,2 전류 평활용 리액터(9)와 상기 제 1,2 전류 평활용 리액터(9)와 각각 직렬로 접속되어 있는 제 1,2 직류 분활용 콘덴서(8)와, 상기 복권 변압기(1)의 2차측단에 각각 연결되고 1차측 전압의 상승 엣지 펄스에 의해서 어느 하나가 도통되는 복수 개의 싸이리스터(2,3)로 구성되어 있다. 이 시스템은 24펄스 싸이리스터 HVDC 시스템과 같은 동작을 하도록 만든 회로이다.

도 2는 직류 보조회로를 이용한 또다른 종래기술로서의 36-스텝 컨버터를 나타내는 도면이다.

도 2의 종래기술은 H-브리지와 중간탭 변압기로 구성된 보조회로와 12-스텝 컨버터를 사용한 36-스텝 컨버터로서, 각 6-스텝 브리지에는 직류커패시터의 전압과 H-브리지와 탭-변압기로 형성되는 전압이 합쳐져 공급된다. 각 6-스텝 브리지에서 형성된 출력전압은 3상 변압기에 의해 합쳐져서 36-스텝의 출력파형이 된다.

그러나 도 1 및 도 2에 도시된 종래기술들은 이에 사용되는 중간탭 변압기가 외형이 크고 제작 상 변압비를 정확하게 일치시키기가 힘들어 보통변압기에 비해 특수한 설계와 제조과정이 필요하고, 중간탭 변압기의 권선비가 정확하지 않을 경우 출력전압 파형의 대칭성이 결여되어 고조파가 발생된다는 문제점이 있다.

한편 HVDC 시스템에는 케이블이나 가공선로 또는 두 개가 혼합된 형태로 구성되는 DC 링크방식인 Point to Point 시스템과 도 3에 도시된 바와 같이 정류기와 인버터가 같은 변환소에 위치한 형태인 back-to-back 시스템이 있다. 상술한 back-to-back 시스템은 주파수가 다른 두 개의 교류계통을 연계하거나 직류송전 또는 대규모 풍력발전단지를 전력계통에 연계하는데 사용되므로, back-to-back 컨버터는 연계되는 2개 교류계통의 유,무효전력을 독립적으로 제어가능하고 양방향 전력조류를 제어 가능해야 하는데, 전압원 컨버터가 PWM방식으로 동작할 경우에는 교류출력전압의 크기와 위상을 독립적으로 조절 가능하여 유,무효 전력의 독립적 제어가 가능하게 된다. 그러나 대용량 전압원 컨버터의 경우에는 PWM 방식을 적용하는데 있어서 스위칭손실이 발생하는 문제점이 있다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 중간탭 변압기 대신에 보통 변압기를 사용하고 풀 브리지 대신에 3-레벨 하프 브리지를 사용하는 보조회로를 가지는 컨버터 시스템을 구현하고, 또한 back-to-back 컨버터 시스템을 적용하여 시스템에 연계된 교류계통의 유,무효 전력을 독립적으로 제어하고자 한다.

상기의 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 교류전력을 직류전력으로 변환시키거나 직류전력을 교류전력으로 변환시키는 IGBT로 구성된 컨버터; 소정 크기의 교류전력을 승압시키거나 소정 크기의 교류전력을 강압시키는 개방 Y-Y와 Y-△ 변압기; 직류 전압 분할용 커패시터; 및 펄스 형태의 입력 전압을 중첩하여 출력파형의 펄스 수를 증가시키는 변압기와 하프 브리지 보조회로로 구성된 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템이다.

여기서 상기 컨버터는 Y-Y 변압기에 연결된 제 1 컨버터 및 Y-△ 변압기에 연결된 제 2 컨버터로 구성되고, 상기 커패시터는 상기 보조회로 변압기의 1차측단과 상기 제 1 컨버터의 출력단 에 연결된 제 1 직류 커패시터 및 상기 보조회로 변압기의 1차측단과 상기 제 2 컨버터의 접지단 사이에 연결된 제 2 직류 커패시터로 구성되는 것을 특징으로 한다.

또한 상기 보조회로의 하프 브리지는 IGBT를 이용하여 상기 제 1 및 제 2 직류 커패시터와 병렬 연결된 제 1 내지 제 4 스위칭 소자로 구성될 수 있다.

바람직하게는 상기 보조회로의 변압기는 출력전압의 차가 공급되도록 상기 제 1 컨버터의 접지단과 제 2 컨버터의 출력단이 연결되는 지점과 상기 제 1 컨버터의 출력단과 제 2 컨버터의 접지단이 연결되는 지점사이에 1차측 코일이 연결되고 상기 하프 브리지에 2차측단이 연결되며, 상기 보조회로의 하프 브리지는 제 1, 2 스위칭 소자의 접속점과 변압기의 1차 권선의 타측단 및 2차 권선의 일측단 사이에 연결된 제 1 클램핑 다이오드와, 제 3, 4 스위칭 소자의 접속점과 상기 보조회로의 변압기의 1차 권선의 타측단 및 2차 권선의 일측단 사이에 연결된 제 2 클램핑 다이오드로 구성되어, 상기 보조회로의 변압기에 주입되는 전압의 레벨에 따라 36-스텝 파형의 출력 전압을 얻을 수 있는 것을 특징으로 한다.

또한 상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 직류송전시스템은 상기 36-스텝 컨버터 2대를 교류 전압 측에 직렬로 연결하고 직류 전압 측에 병렬로 연결한 back-to-back 컨버터인 것을 특징으로 한다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 전압원 컨버터의 직류송전에 대하여 상세히 설명한다.

도 4는 본 발명에 따른 직류 보조회로를 이용한 36-스텝 컨버터 시스템을 나타낸다.

도 4에 도시된 컨버터 시스템은 Y-Y 변압기(160)에 연결된 제 1 컨버터(110), Y-△ 변압기(170)에 연결된 제 2 컨버터(120), 주입 변압기(130), 제 1 및 제 2 직류 커패시터(140,140'), 및 3레벨 하프 브리지회로(150)로 구성된다.

제 1 컨버터(110)의 접지단과 제 2 컨버터(120)의 출력단은 변압기(130)의 1차 권선의 일측단에 연결되고, 제 1 컨버터(110)의 출력단과 제 2 컨버터(120)의 접지단 사이에 직렬 연결되는 제 1 및 제 2 직류 커패시터(140,140')의 접속점은 변압기(130)의 1차 권선의 타측단에 연결된다.

상기 변압기(130)의 2차 권선의 일측단은 상기 변압기(130)의 1차 권선의 상기 타측단 및 3레벨 하프 브리지(150)에 연결됨과 동시에, 상기 변압기(130)의 2차 권선의 타측단은 3레벨 하프 브리지(150)에 연결된다.

상기 3레벨 하프 브리지(150)는 상기 제 1 및 제 2 직류 커패시터와 병렬 연결된, 예를 들면 IGBT를 사용한 제 1 내지 제 4 스위칭 소자(S1,S2,S'1,S'2)와, 제 1, 2 스위칭 소자(S1,S2)의 접속점과 변압기(130)의 1차 권선의 타측단 및 2차 권선의 일측단 사이에 연결된 클램핑 다이오드(D1)와, 제 3, 4 스위칭 소자(S'1,S'2)의 접속점과 변압기(130)의 1차 권선의 타측단 및 2차 권선의 일측단 사이에 연결된 클램핑 다이오드(D2)로 구성되어 있다.

이하에서는 상술한 구성을 갖는 컨버터 장치의 특성에 대하여 상세히 살펴본 다.

제 1 및 제 2 컨버터(110,120)의 브리지가 이상적이라고 가정할 때 상단, 하단 브리지의 직류 커패시터(140,140')의 전압은 동일하다. 따라서 도 4의 Y-Y 변압기(160)에 연결된 제 1 컨버터(110)와 Y-△ 변압기(170)에 연결된 제 2 컨버터(120)의 직류 전압은 직류 커패시터(140,140')의 전압

와 보조 브리지(150)의 주입전압 V_aux로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

=

+

(식 1)

=

-

(식 2)

상기 관계식으로부터 각 컨버터의 출력 교류 전압은 상기 주입 전압 V_aux에 의해서 동시에 조절 가능하다. 한편 상기 주입 전압 V_aux는 보조 브리지 회로(150)의 스위칭 패턴과 주입 변압기(130)의 권선비에 의해 결정된다. 따라서 상기 주입 전압 V_aux는 0, k*V_dc, k*V_dc인 3-레벨의 값으로 정해진다. 여기서 k는 도 4에 도시된 전압기(130)의 권선비를 나타낸다.

도 4에서 개방 Y-Y와 Y-△ 변압기(160,170)로 연결된 두 대의 컨버터 시스템은 교류 측의 상전압을 30도 위상차를 갖도록 하여 12 스텝을 발생하게 되며, 보조 브리지회로(150)는 30도 마다 동작하기 때문에 상기 주입 전압 Vaux는 기본 주파수에 6배에 해당하는 스텝을 형성하게 된다. 따라서 상기 컨버터 시스템의 변압기 1 차 측에 36-스텝의 전압을 형성하게 된다. 상기 보조회로에 사용되는 변압기(130)의 상기 권선비 k는 출력전압 파형의 고조파 수준을 최소화 하도록 결정하여야 한다.

도 5는 도 4에 도시된 36-스텝 컨버터 시스템의 동작을 PSCAD/EMTDC 소프트웨어로 시뮬레이션을 실시한 결과를 나타낸다.

도 5(a)는 3-레벨 하프브리지(150)로부터 변압기를 통해 주입되는 전압을 나타내고, 도 5(b)는 제 1 컨버터의 상단 브리지(110)의 A상 전압인 V_YA를 나타내고, 도 5(c)는 제 2 컨버터의 하단 브리지(120)의 A상 전압인 V_△A를 나타낸다. 본 발명에 따르면, 도 5(b)의 상단 브리지의 파형과 도 5(c)의 하단 브리지 파형이 합쳐져서 도 5(d)에서와 같은 36-스텝 파형을 얻을 수 있다.

도 5(b)와 (c)에 도시된 다중스텝 출력 전압 V_YA와 V_△A는 푸리에 급수를 사용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.

(식 3)

(식 4)

여기서,

이다.

변압기 1차측 교류전압 V_A(ωt)는 V_YA(ωt)와 V_△A(ωt)의 합이 된다. 따라서 출력 상전압의 총 RMS 값을 구하면,

(식 5)

로 나타낼 수 있으며, 기본파 피크치 값은,

(식 6)

가 된다. 그러므로 출력 상전압의 THDv는,

(식 7)

가 된다.

주입 변압기의 변압비 k는 THDv의 최소값 5.09%에서

이 되어 0.6547로 정의 된다.

[표 1]

모선전압	3Φ 220V
주파수	60Hz
전원 인덕턴스	2mH
역률	0.73
부하(R, L)	20Ω, 50mH
부하용량	2kVA

도 6의 (a)는 보조 브리지(150) 주입전압의 파형을 나타내고, 도 6의 (b)는 상단 브리지(110) A상 전압의 파형을 나타내며, 도 6의 (c)는 하단 브리지(20) A상 전압의 파형을 나타낸다. 도 6의 (d)는 상기 상단 브리지(110) A상 전압과 하단 브리지(120) A상 전압의 파형들이 합쳐진 파형을 나타낸다.

도 6에 나타난 파형들을 보듯이 모든 전압 파형의 시뮬레이션의 파형과 매우 흡사하고 컨버터 출력 전압이 약간 굴곡은 있으나 전체 파형은 정현파에 가까운 형태라는 것을 확인 할 수 있다.

도 7에 도시된 바와 같이 본 발명에서는 교류측이 직렬로 연결되고 직류측이 병렬로 연결된 두 대의 36-스텝 컨버터로 구성된 back-to-back 컨버터를 구현한다.

도 8의 (a)는 상기 도 7의 본 발명에 따른 back-to-back HVDC 시스템에 대한 단상 등가회로를 나타낸다. 상기 back-to-back 컨버터(200)는 상단 컨버터(210)의 점호각

과 하단 컨버터(220)의 점호각

를 상이하게 동작시켜 연계된 교류계통의 유·무효전력을 독립적으로 제어한다.

도 8의 (b)는 상기 전압원 컨버터의 상, 하단 점호각을 달리 할 때의 전원 전압, 컨버터의 각각의 전압, 및 컨버터 전체의 전압을 벡터도로 나타낸 것이다. 상기 도 8의 (b)에 도시된 바와 같이 상기 상단 컨버터(210)의 점호각

과 하단 컨버터(220)의 점호각

을 적절히 조절하면 컨버터의 출력전압벡터 V_C는 전원 전압 V_S와 전력각

를 이루고 그 크기를 조절하는 것이 가능하다. 따라서 상기 상, 하단 점호각

과

를 조절하여 연계된 교류계통의 유·무효전력을 독립적으로 제어하는 것이 가능하다.

상기 점호각

과

에 관한 수식은 상기 도 8의 (b)에 도시된 출력전압 V_C와 상기 전력각

에 관한 벡터도를 사용하여 얻을 수 있다.

상기 벡터도에 의해

이므로,

(식 8)

(식 9)

(여기서,

는 V_C와 V₁, 또는 V_C와 V₂ 사이의 각을 나타낸다.)가 되므로,

(식 10)

로 나타낼 수 있고, V_C의 최대값을 V_S의 1.15배로 가정하면,

(식 11)

로 나타낼 수 있다.

상기

와 V_C에 대한 (식 10)과 (식 11)을 결합하여, 상·하단 컨버터(210,220)의 점호각

과

을 구하면,

(식 12)

(식 13)

로 표현될 수 있다.

도 8의 (b) 벡터도에서 유·무효 전력은,

(식 14)

(식 15)

로 나타낼 수 있다.

상기 유·무효 전력에 관한 (식 14)와 (식 15)를 결합하고, 2차 방정식의 근의 공식을 사용하여, 상기

와

를 구하면,

(식 16)

(식 17)

이 된다. 여기서,

이고

이다.

따라서, 상기 (식 16)과 (식 17)로

와

의 값을 구하고, 그 값을 상기 (식 12)와 (식 13)에 대입하여 주어진 P와 Q에 대한 상기

과

의 값을 결정할 수 있다.

표 2는 선간전압이 154kV이고 커플링 인덕턴스가 200MVA 기준용량의 15%라고 가정했을 때, P와 Q에 관한

와

의 값을 보여준다. 도 9는 상기 표 2의 P에 관한

과

의 변화를 Q에 따라서 보여주는 도면이다. 도 9에 따르면 무효전력 Q가 유도성에서 용량성으로 이동함에 따라,

과

의 값이 0ㅀ축에 가까워짐을 알 수 있다.

[표 2]

	50 MW	100 MW	150 MW
-150 MVar	1.114Vs∠1.93°	1.120Vs∠3.84°	1.129Vs∠5.72°
-75 MVar	1.058Vs∠2.03°	1.064Vs∠4.04°	1.074Vs∠6.01°
0 MVar	1.002Vs∠2.14°	1.008Vs∠4.27°	1.019Vs∠6.34°
75 MVar	0.946Vs∠2.27°	0.953Vs∠4.52°	0.964Vs∠6.70°
150 MVar	0.890Vs∠2.42°	0.897Vs∠4.80°	0.909Vs∠7.11°

위에서 살펴본 바와 같이, 본 발명에 따른 두 대의 36-스텝 컨버터로 구성된 back-to-back 컨버터(200)는 연계된 교류계통의 유,무효 전력을 독립적으로 제어하는 것이 가능하다.

이하에서는 본 발명에 따른 도 7의 실시예에 대하여 PSCAD/EMTDC를 이용하여 시스템 동작특성 및 제어기의 성능해석을 살펴본다.

상기 실시예의 전력회로는 회로소자, 스위치 및 변압기를 사용하여 구성하였다. 제어기는 내장된 제어모듈을 사용하여 구성하였고 도 10에 상기 제어기를 도시하였다. 표 3은 상기 실시예에 대한 시뮬레이션에 사용된 회로정수를 나타낸다.

[표 3]

모선 전압	3Φ 154㎸, 60㎐
전원 인덕턴스	15.7mH
직류 커패시터	1500uF
위상변압기	40㎸/20㎸(Y-Y) 40㎸/34.64㎸(Y-△)
보조변압기	32.7㎸/50㎸
시스템 용량	200MVA

전압원 HVDC 시스템은 점호각을 제어하는 컨버터 양단에 걸리는 단자 전압의 크기를 조절하고 전력의 방향을 바꾸어 동작한다. 전력의 전송방향에 따라 각 컨버터의 제어 대상이 변하게 된다. 즉 도 7에서 컨버터 시스템 A(200)에서 B(300)로 전력이 전송될 경우 상기 컨버터 A(200)는 일정 직류전압제어와 무효전력의 제어를 수행하게 된다. 그리고 상기 컨버터 시스템 B(300)에서 A(200)로 전력이 전송될 경우는 반대의 제어를 수행한다. 따라서 각 컨버터의 제어기는 도 10과 같은 동일한 구성을 갖는다.

상기 컨버터 A(200)에서 컨버터 B(300)로 전력이 전송될 때, 직류 전압

의 실측값은 기준값

를 따른다. 유효전류의 기준값

는 컨버터 B의 유효전류 실측값

로부터 얻어진다. 무효전류

와 유효전류

의 실측값은 제어 알고리즘을 통해 기준값

와

를 따른다. 교류 전류 제어기는 컨버터에 일반적으로 사용되는 제어기와 동일한 구성을 갖는다. d-q 변환된 교류 시스템 전압의 기준값

와

는

와

의 값을 결정하기 위해 사용된다.

과

의 값은 (식 12)와 (식 13)에 의해서

와

로부터 얻어진다.

표 4는 본 발명에 따른 back-to-back 컨버터의 동작 분석에 사용된 시뮬레이 션 시나리오를 보여준다.

[표 4]

제어모드	M1	M2	M3	M4	M5	M6	M7	M8	M9
시간(초)	0.5∼1.0	1.0∼1.5	1.5∼2.0	2.0∼2.5	2.5∼3.0	3.0∼3.5	3.5∼4.0	4.0∼4.5	4.5∼5.0
Vdc*[kV]	60
idA*[A]	Vdc control							330	660
iqA*[A]	0							-500	500
idB*[A]	0	330	330	660	660	990	990	Vdc control
iqB*[A]	0	-950	950	950	-500	-500	500	0
PA[MW]	0	-50	-50	-100	-100	-150	-150	50	100
QA[Mvar]	0							-75	75
PB[MW]	0	50	50	100	100	150	150	-50	-100
QB[Mvar]	0	-150	150	150	-75	-75	75	0

상기 제어기는 시뮬레이션을 시작하고 0.5초 후에 동작을 시작한다. 0.5초부터 4.0초까지는 상기 시스템 A(200)에서 B(300)로 전력을 전송하다가, 4.0초에 시스템 B(300)에서 A(200)로 전력을 전송하도록 설정하였다. 또한 시스템의 유효전력과 무효전력제어 성능을 분석하기 위하여 표 4에 나타낸 바와 같이 각 모드별(M1~M6)로 유효전력과 무효전력의 기준값을 변경하였다.

도 11(a) 내지 도 11(g)는 본 발명에 따른 실시예의 전체 시스템 동작을 검증하기 위한 시뮬레이션 결과를 나타낸다.

시스템 A(200)와 B(300)의 제어기는 동일한 구조로 되어 있고, 모든 제어값은 같으며 부호는 반대이다. 도 11(a)는 컨버터 A(200)의 출력전압의 전력각

, 상단 점호각

, 그리고 하단 점호각

의 변화를 나타내며 도 11(b)는 컨버터 B(300)의 출력전압의 전력각

, 상단 점호각

, 그리고 하단 점호각

의 변화를 나타낸 것이다.

과

의 값은 도 9에 보여지는 것과 일치하고,

의 값은 표 2의 것과 일치한다.

도 11(c)는 컨버터 A(200)의 출력전압과 합성 출력전압의 RMS 값 변화를 나타내고, 도 11(d)는 컨버터 B(300)의 출력전압과 합성 출력전압의 RMS 값 변화를 나타낸다.

과

의 벡터합인

값은 표 2의 것과 일치한다. 도 11(e)는 직류링크전압의 제어 성능을 보여준다. 시스템이 0.5초에 동작을 시작할 수 있도록 직류링크전압을 초기에 60kV 충전하였다. 실측된 직류링크전압이 큰 과도현상없이 기준값인 60kV를 잘 추종하고 있다. 도 11(f)는 컨버터 B(300)에서 교류 시스템 B로 전송되는 유효전력과 무효전력을 나타내고 있다. 또한 시스템 B(300)의 유효전력과 무효전력이 각각 독립적으로 제어가 되고 있음을 확인하였다. 도 11(g)는 교류 시스템 A에서 컨버터 A(200)로 전송되는 유효전력과 무효전력을 나타내고 있다. 유효전력은 도 11(f)의 값과 거의 동일한 크기를 나타내고 있지만 무효전력은 각 컨버터가 독립적인 제어를 수행하고 있으므로 다르게 나타나고 있음을 알 수 있으며, 따라서 본 발명에 따른 직류송전 시스템은 유효전력과 무효전력의 독립제어가 가능함을 알 수 있다.

본 발명에 의한, 직류송전 시스템은 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 다양한 형태로 변형, 응용 가능하며 상기 실시예에 한정되지 않는다. 또한, 상기 실시예와 도면은 발명의 내용을 상세히 설명하기 위한 목적일 뿐, 발명의 기술적 사상의 범위를 한정하고자 하는 목적은 아니며, 이상에서 설명한 본 발명은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형, 및 변경이 가능하므로 상기 실 시예 및 첨부된 도면에 한정되는 것은 아님은 물론이며, 후술하는 청구범위뿐만이 아니라 청구범위와 균등 범위를 포함하여 판단되어야 한다.

상술한 본 발명에 의하면, 보조변압기와 브리지회로를 사용하여 펄스형태의 전압을 중첩하여 출력파형의 펄스수를 증가시키는데 있어서, 탭-변압기 대신에 보통변압기를 사용하여 변압기의 외형을 줄이고 변압비를 정확히 일치시키고, H-브리지 대신에 하프브리지를 사용하여 스위칭 손실을 줄인다.

또한 본 발명에 따른 두 대의 36-스텝 컨버터로 구성된 back-to-back 컨버터는 연계된 교류계통의 유,무효 전력을 독립적으로 제어하는 것이 가능하다.

Claims

삭제
삭제
삭제
삭제
소정 크기의 교류전력을 승압시키거나 소정 크기의 교류전력을 강압시키는 개방 Y-Y와 Y-△ 변압기;

IGBT 컨버터를 이용하여, 상기 개방 Y-Y 변압기 및 상기 Y-△ 변압기의 2차측단에 각각 연결된 제 1 및 제 2 컨버터;

펄스 형태의 입력 전압을 중첩하여 출력파형의 펄스 수를 증가시키는 보조회로 변압기;

상기 보조회로 변압기의 1차측단과 상기 제 1 컨버터의 출력단에 연결된 제 1 직류 커패시터 및 상기 보조회로 변압기의 1차측단과 상기 제 2 컨버터의 접지단 사이에 연결된 제 2 직류 커패시터;

상기 제 1 및 제 2 직류 캐패시터와 병렬 연결된 제 1 내지 제 4 스위칭 소자와, 상기 제 1, 2 스위칭 소자의 접속점과 상기 보조회로 변압기의 1차 권선의 타측단 및 2차 권선의 일측단 사이에 연결된 제 1 클램핑 다이오드와, 상기 제 3, 4 스위칭 소자의 접속점과 상기 보조회로 변압기의 1차 권선의 타측단 및 2차 권선의 일측단 사이에 연결된 제 2 클램핑 다이오드로 구성되는 3-레벨 하프브리지를 포함하는 36-스텝 컨버터를 포함하며,

상기 36-스텝 컨버터 2대가 그 일측인 교류 전압 측에는 직렬로 연결되고 그 타측인 직류 전압 측에는 병렬로 연결된 36-스텝 전압원 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 직류 송전 시스템.
제 5 항에 있어서,

상기 36-스텝 전압원 컨버터를 직류송전 구간의 양단에 각각 연결한 back-to-back 컨버터 시스템인 것을 특징으로 하는 직류 송전 시스템.