JPH10295080A - サイリスタ変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】サイリスタ変換器の入力電流において発生する
｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調
波成分を低減でき、かつ構成もコンパクトにできるサイ
リスタ変換装置を提供することにある。 【解決手段】三相交流電源１から３０度の位相差を有す
る電圧が入力されるサイリスタ変換器４および４′にお
いて、周波数が前記サイリスタ変換器に入力される電圧
の周波数の６倍である電圧を一方のサイリスタ変換器の
出力電圧に加えると共に、前記６倍周波数の電圧とは逆
位相の電圧を他方のサイリスタ変換器の出力電圧に加え
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力から直流
電力を得るサイリスタ変換装置に係り、特に電源高調波
を低減できるサイリスタ変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電源から任意の電圧の直流を得る場
合に、サイリスタ変換器が広く用いられている。サイリ
スタ変換器は回路構成が簡単であり、容易に大容量の直
流電源が得られるため、一般産業における電動機制御や
直流送電などの電力制御において、広範囲にわたって使
用されている。

【０００３】しかし、サイリスタ変換器を用いた場合、
入力電流には電源高調波と呼ばれる５，７，１１，１３
次等の高調波成分が多く発生するため、それぞれの各次
高調波成分を除去するフィルタが接続されていた。

【０００４】だが、フィルタを用いることより、装置の
大型化という新たな問題が発生する。そこで、できるだ
けフィルタを用いずに、かつ前述の電源高調波を低減す
るために、サイリスタ変換器を２台組み合わせたサイリ
スタ変換装置を使用する場合がある。

【０００５】その構成を図１２に示す。図に示されるよ
うに、このサイリスタ変換装置は、一方のサイリスタ変
換器の入力電圧位相を変圧器を用いて３０°ずらし、か
つ両サイリスタ変換器の出力端（直流側）を直列接続
（あるいは並列接続）して構成される。このサイリスタ
変換装置において、サイリスタ変換器の入力電流Iu1，I
u2 ，電源電流Iu、ならびに変換器の出力電流Icon1，Ic
on2の波形は、図１３のようになる（ただし、点弧位相
α＝０°とする）。図１３(b)のIu1の電流波形には、５
次，７次，１１次，１３次等の高調波成分が多く含まれ
ており、図１３(c)のIu2にもIu1と等しい量の高調波成
分が含まれている。ただし、Iu2に含まれる５次，７次
等（６ｍ±１次、ｍ＝１，３，５，…）の高調波成分
は、Δ−Ｙ結線の変圧器により、位相が１８０°変化す
る。よって、Iu1とIu2を加算すると、５次，７次，１７
次，１９次等の｛６ｍ±１次、ｍ＝１，３，５，…｝で
表される高調波成分が消去され、Ｉｕは図１３(d)のよ
うになる。

【０００６】このように、｛６ｍ±１次、ｍ＝１，３，
５，…｝で表される高調波成分は原理的に消去されるた
め、電源電流Ｉｕにおける高調波成分を低減できる。よ
って、これらの高調波成分の消去を目的としたフィルタ
の設置は不要となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
技術では、１１次，１３次等（１２ｎ±１次、ｎ＝１，
２，３，…）の高調波成分は変圧器３を介しても位相が
変化しないため、消去することができず、そのまま残留
する。そのため、これらの高調波成分を低減するための
フィルタを設置する等の対策が依然として必要とされ
る。

【０００８】このように、従来のサイリスタ変換装置で
は、入力電流に含まれる高調波成分、特に｛１２ｎ±１
次、ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の抑制
が課題となっている。

【０００９】本発明の目的は、サイリスタ変換器の入力
電流において発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，
３，…｝で表される高調波成分を低減でき、かつ構成も
コンパクトにできるサイリスタ変換装置を提供すること
にある。

【００１０】本発明の他の目的は、サイリスタ変換器の
入力電流において発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，３，
５，…｝で表される高調波成分を低減できるサイリスタ
変換装置を提供することにある。

【００１１】本発明の他の目的は、サイリスタ変換器の
出力端に交流電圧および交流電流のいずれか一方を加え
るための単相交流電源の構成を簡単にし、単相交流電源
をコンパクトにできるサイリスタ変換装置を提供するこ
とにある。

【００１２】本発明の他の目的は、サイリスタ変換器の
出力電流に含まれる電流脈動を低減できるサイリスタ変
換装置を提供することにある。

【００１３】本発明の他の目的は、サイリスタ変換器に
接続される平滑コンデンサの容量を低減できるサイリス
タ変換装置を提供することにある。

【００１４】本発明の他の目的は、サイリスタ変換器の
入力電流において発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，
２，３，…｝で表される高調波成分を更に低減できるサ
イリスタ変換装置を提供することにある。

【００１５】本発明の他の目的は、サイリスタ変換器の
出力電流が変化した場合にも、サイリスタ変換器の入力
電流において発生する{１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，
３，…｝で表される高調波成分を低減できるサイリスタ
変換装置を提供することにある。本発明の他の目的は、
サイリスタ変換器の入力電流において発生する｛１２ｎ
±１次、ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の
低減を、サイリスタ変換器の出力電流が変化した場合に
も、簡単な構成で行えるサイリスタ変換装置を提供する
ことにある。

【００１６】本発明の他の目的は、構成を更にコンパク
トにできるサイリスタ変換装置を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する第１
の発明の特徴は、三相交流電源から交流電力を入力し、
直流電力を出力するサイリスタ変換器と、周波数が前記
三相交流電源の周波数の６倍である交流電圧および交流
電流のいずれか一方を前記サイリスタ変換器の出力端に
加える単相交流電源を備えたことにある。サイリスタ変
換器の出力端に、周波数が三相交流電源の周波数の６倍
である電圧および電流のいずれか一方を加えることによ
り、サイリスタ変換器の直流出力電流は強制的に脈動
し、サイリスタ変換器の入力電流に発生する｛１２ｎ±
１次、ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分（電
源高調波）が低減される。よって｛１２ｎ±１次、ｎ＝
１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減するため
のフィルタが不要となり、サイリスタ変換装置の構成が
コンパクトになる。

【００１８】上記他の目的を達成する第２の発明の特徴
は、三相交流電源から交流電圧を入力し、直流電圧を出
力する第１サイリスタ変換器と、出力端が前記第１サイ
リスタ変換器の出力端と直列に接続され、かつ前記三相
交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ずれた交流
電圧を入力し、直流電圧を出力する第２サイリスタ変換
器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍である
交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第１サ
イリスタ変換器の出力端および前記第２サイリスタ変換
器の出力端に加える単相交流電源を備えたことにある。
２台のサイリスタ変換器の出力端に、周波数が三相交流
電源の周波数の６倍である電圧および電流のいずれか一
方を加えることにより、両サイリスタ変換器の直流出力
電流は強制的に脈動し、両サイリスタ変換器の入力電流
に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，…｝で表
される高調波成分が低減される。また、３０度の位相差
を有する電圧を両サイリスタ変換器に入力することによ
り、両サイリスタ変換器の入力電流に発生する｛６ｍ±
１次、ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分は、
互いに位相が１８０°ずれる。よって、互いに打ち消し
合い、電源において発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，
３，５，…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００１９】上記他の目的を達成する第３の発明の特徴
は、単相交流電源は、第１サイリスタ変換器と第２サイ
リスタ変換器の直列接続点、およびサイリスタ変換装置
の中間電圧点に接続することにある。第１サイリスタ変
換器と第２サイリスタ変換器の直列接続点、およびサイ
リスタ変換装置の中間電圧点に単相交流電源を接続する
ことにより、１つの単相交流電源で両サイリスタ変換器
の出力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることがで
きるため、単相交流電源の構成が簡単になり、単相交流
電源がコンパクトになる。

【００２０】上記他の目的を達成する第４の発明の特徴
は、１次側の巻線が単相交流電源に接続され、２次側の
第１巻線が第１サイリスタ変換器の出力端に接続され、
２次側の第２巻線が第２サイリスタ変換器の出力端に接
続された変圧器を備えたことにある。このような変圧器
と１つの単相交流電源によって両サイリスタ変換器の出
力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることができ、
単相交流電源の数を減らすことができる。

【００２１】上記他の目的を達成する第５の発明の特徴
は、三相交流電源から交流電圧を入力し、直流電圧を出
力する第１サイリスタ変換器と、出力端が前記第１サイ
リスタ変換器の出力端と並列に接続され、かつ前記三相
交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ずれた交流
電圧を入力し、直流電圧を出力する第２サイリスタ変換
器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍である
交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第１サ
イリスタ変換器の出力端および前記第２サイリスタ変換
器の出力端に加える単相交流電源を備えたことにある。
２台のサイリスタ変換器の出力端に、周波数が三相交流
電源の周波数の６倍である電圧および電流のいずれか一
方を加えることにより、両サイリスタ変換器の直流出力
電流は強制的に脈動し、両サイリスタ変換器の入力電流
に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，…｝で表
される高調波成分が低減される。また、３０度の位相差
を有する電圧を両サイリスタ変換器に入力することによ
り、両サイリスタ変換器の入力電流に発生する｛６ｍ±
１次、ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分は、
互いに位相が１８０°ずれる。よって、互いに打ち消し
合い、電源において発生する｛６ｍ±１次、ｍ＝１，
３，５，…｝で表される高調波成分を低減できる。更
に、両サイリスタ変換器の出力電流には位相のずれた電
流脈動が含まれるため、両サイリスタ変換器の出力端を
並列接続することによって、出力電流に含まれる電流脈
動が打ち消し合い、電流脈動を低減することができる。

【００２２】上記他の目的を達成する第６の発明の特徴
は、１次側の巻線が単相交流電源に接続され、２次側の
第１巻線が第１サイリスタ変換器の出力端に接続され、
２次側の第２巻線が第２サイリスタ変換器の出力端に接
続された変圧器を備えたことにある。このような変圧器
と１つの単相交流電源によって両サイリスタ変換器の出
力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることができ、
単相交流電源の数を減らすことができる。

【００２３】上記他の目的を達成する第７の発明の特徴
は、上記第５の発明の特徴に加えて、サイリスタ変換器
の出力端にコンデンサを接続したことにある。第５の発
明により脈動が低減された電流がサイリスタ変換器から
出力されるため、サイリスタ変換器の出力電流の脈動を
平滑するためのコンデンサの容量を低減することができ
る。

【００２４】上記他の目的を達成する第８の発明の特徴
は、単相交流電源は、第２サイリスタ変換器の出力端に
加える交流電圧あるいは交流電流として、第１サイリス
タ変換器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流と
は逆位相の交流電圧あるいは交流電流を出力することに
ある。サイリスタ変換器の出力端に加える交流電圧ある
いは電流を第１サイリスタ変換器と第２サイリスタ変換
器とで逆位相にすることにより、両サイリスタ変換器の
直流出力電流は強制的に脈動し、かつ逆位相となるた
め、両サイリスタ変換器の入力電流に発生する｛１２ｎ
±１次、ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を
より低減できる。

【００２５】上記他の目的を達成する第９の発明の特徴
は、単相交流電源は、サイリスタ変換器の出力端に加え
る交流電圧として、方形波の波形を有する電圧を出力す
ることにある。単相交流電源の出力電圧を、正弦波、或
いは三角波等とする場合と比較して、方形波を用いた場
合にはサイリスタ変換器の入力電流に発生する｛１２ｎ
±１次、ｎ＝１，２，３，…}で表される高調波成分を
より低減できる。上記他の目的を達成する第１０の発明
の特徴は、単相交流電源は、サイリスタ変換器の出力端
に加える交流電流として、三角波の波形を有する電流を
出力することにある。単相交流電源の出力電流を三角波
とすることにより、第９の発明と同様に、サイリスタ変
換器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，
２，３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００２６】上記他の目的を達成する第１１の発明の特
徴は、単相交流電源は、サイリスタ変換器の出力端に加
える交流電圧あるいは交流電流として、前記サイリスタ
変換器の点弧位相に同期した電圧あるいは電流を出力す
ることにある。単相交流電源の出力電圧あるいは電流を
点弧位相に同期させることによって、サイリスタ変換器
の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，
３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００２７】上記他の目的を達成する第１２の発明の特
徴は、単相交流電源は、サイリスタ変換器の出力端に加
える交流電圧あるいは交流電流の振幅を、電流検出器に
よって検出された前記サイリスタ変換器の出力電流の検
出値に基づいて変化させることにある。単相交流電源の
出力電圧あるいは電流の振幅をサイリスタ変換器の出力
電流検出値に応じて変化させることにより、サイリスタ
変換器の出力電流が変化した場合にも、サイリスタ変換
器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，
３，…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００２８】上記他の目的を達成する第１３の発明の特
徴は、単相交流電源は、電流検出器によって検出された
前記サイリスタ変換器の出力電流の検出値に基づいてＰ
ＷＭ制御されるインバータであることにある。単相交流
電源としてＰＷＭ制御されるインバータを用いることに
より、簡単な構成で単相交流電源の出力電圧あるいは電
流の振幅を可変にすることができる。このため、サイリ
スタ変換器の出力電流が変化した場合にも、サイリスタ
変換器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，
２，３，…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００２９】上記他の目的を達成する第１４の発明の特
徴は、インバータは、入力電力をサイリスタ変換器の出
力電力から得ることにある。インバータの入力電力とし
てサイリスタ変換器の出力電力を用いることにより、イ
ンバータ用の直流回路電源を別途設ける必要がなくな
る。このため、サイリスタ変換装置を小型化することが
できる。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
例を詳細に説明する。

【００３１】図１は、本発明の好適な一実施例であるサ
イリスタ変換装置を示す。図１において、１は三相交流
電力を出力する三相交流電源で、その出力は変圧器２及
び３に入力される。変圧器２は三相交流電源１から出力
された三相交流電圧を変圧して出力するΔ−Δ結線の変
圧器であり、一次側（入力側）と二次側（出力側）の電
圧は同位相となる。また、変圧器３は三相交流電源１か
ら出力された三相交流電圧を変圧して出力するΔ−Ｙ結
線の変圧器であり、二次側の電圧は一次側の電圧と３０
°の位相差をもって出力される。なお、変圧器２および
３の一次側と二次側の電圧比、並びに漏れインダクタン
スは等しい。変圧器２の二次側はサイリスタ変換器４の
入力端に、また変圧器３の二次側はサイリスタ変換器
４′の入力端にそれぞれ接続される。サイリスタ変換器
４および４′は、それぞれ６個のサイリスタからなるサ
イリスタ変換器であり、入力された交流電圧を直流電圧
に変換して出力する。なお、サイリスタ変換器４および
４′の各々の出力端は直列に接続されている。サイリス
タ変換器４および４′の出力端には平滑コンデンサ５お
よび５′が接続される。このため、サイリスタ変換器４
および４′の各出力電圧に含まれる脈動成分（周波数が
電源周波数の６倍）は低減される。サイリスタ変換器４
および４′の出力端には負荷装置６も接続され、サイリ
スタ変換器４および４′の直流出力電圧が入力される。
この負荷装置６としては、インバータ等の負荷が接続さ
れ、場合によっては、負荷の中間電圧点を平滑コンデン
サ５と５′の接続点（中間電圧点）と接続することもあ
る。７は本実施例の特徴部である単相交流電源で、図に
示すように、一端がサイリスタ変換器４および４′を接
続する配線に接続され、他端が平滑コンデンサ５および
５′を接続する配線に接続される。

【００３２】サイリスタ変換器４および４′は、ダイオ
ードを用いた整流器とは異なり、サイリスタのゲートに
加える点弧信号のタイミングを変えることで、出力電圧
Vcon1，Vcon2の平均値を制御できるという特徴がある。
この特徴について以下に説明する。まず、図２を用い
て、サイリスタ変換器４の、交流入力電圧と直流出力電
圧の関係を導出する。電源の三相交流電圧を次式のよう
に定義する。

【００３３】

【数１】

【００３４】Ｅ：電源電圧（線間電圧実効値）［Ｖ］ 図２(a）に、三相交流電圧と点弧位相α（制御遅れ角）
の関係を示す。サイリスタ変換器では、正側，負側のサ
イリスタが一対ずつ導通し、また各サイリスタは、６０
°毎に転流が行われるため、サイリスタの導通モードは
図２(b）に示すように変化する。サイリスタＵｐ，Ｖｎ
が導通する期間を、ｔ１〜ｔ２とすると、

【００３５】

【数２】

【００３６】ω：電源角周波数［rad/s］ となる。Vcon1の平均値Vcon1mは、数１，数２より、次
式となる。

【００３７】

【数３】

【００３８】数３からも明らかなように、点弧位相αを
変えることで、出力電圧Vcon1 を制御することができ
る。

【００３９】次に、本実施例の特徴部である単相交流電
源７について説明する。

【００４０】図３(g）に、単相交流電源７の出力電圧波
形Ｖｉを示す。Ｖｉは、サイリスタ変換器４及び４′の
入力電圧の周波数の６倍周波数の方形波であり、その波
高値Ｖｓは所定の値に設定される。波高値Ｖｓの設定方
法については後述する。図３(g）に示すような方形波の
電圧をサイリスタ変換器４および４′の出力電圧に加え
ることによって、各サイリスタ変換器の出力電流Icon1
とIcon2は、図３(e），(f）に示すような三角波の電流
波形に整形される。図３(e），(f）の波形は、電流値の
下側のピーク値が、ちょうどIcon1＝０，Icon2＝０に接
するように調整されている。この結果、サイリスタ変換
器４および４′の入力電流であるIu1 およびIu2 は、図
３(b），(c）に示す波形となり、Iu1とIu2の両者を加算
した電流である電源電流Ｉｕは、図３(d）に示されるよ
うに、歪の少ない電流となる。（図３(a）は電源電圧Ｅ
ｕを示す。） 図１３(b），(c）のIu1，Iu2（従来のサイリスタ変換装
置におけるサイリスタ変換器の入力電流）に比べて、図
３(b），(c）のIu1，Iu2は｛６ｍ±１次、ｍ＝１，３，
５，…｝で表される高調波成分（以下代表として５次，
７次高調波成分に関して述べる）が増加し、総合ひずみ
率も増加している。しかし、｛１２ｎ±１次分、ｎ＝
１，２，３，…｝で表される高調波成分（以下代表とし
て１１次，１３次高調波成分に関して述べる）について
は、図３(b），(c）のIu1，Iu2は、図１３(b），(c）の
Iu1，Iu2に比べて少なくなっている。サイリスタ変換装
置では、Iu1とIu2において位相が１８０度ずれている５
次，７次の高調波成分は、Iu1とIu2を足し合わせること
によって、消去されるため、Ｉｕには１１次，１３次高
調波成分だけが残る。この結果、Iu1とIu2に含まれる１
１次，１３次高調波成分が少ない本実施例では、図３
(d）に示されるように、高調波成分の極めて少ない電源
電流Ｉｕが得られる。

【００４１】次に、単相交流電源７の波高値Ｖｓの設定
方法について説明する。

【００４２】まず、図２ならびに図４を用いて、サイリ
スタ変換器４の入力電流と単相交流電源７の出力電圧と
の関係を説明する。図２のｔ１〜ｔ２の期間は、サイリ
スタＵｐとＶｎが導通し、サイリスタ変換器４の直流出
力電圧Vcon1 には、ｕ−ｖ間の線間電圧Ｅuvが出力され
る。この間、ｕ相には正の電流、ｖ相には負の電流が流
れ、ｗ相には電流が流れない。

【００４３】図４(b）〜(e）には、ｔ１〜ｔ２の期間に
おける三相交流電源１の出力電圧Ｅｕ〜Ｅｗ、サイリス
タ変換器４の直流出力電圧Vcon1 、平滑コンデンサ５の
両端の電圧Vdc1、総合インダクタンスＬ（変圧器２の漏
れインダクタンス＋系統インダクタンス）に加わる電圧
ＶＬｕ、及び総合インダクタンスＬを流れる電流Icon1
(サイリスタ変換器４の出力電流）の波形を示す。図４
(c）に示されるように、直流出力電圧Vcon1は、平滑コ
ンデンサ５の両端の電圧Vdc1 に、単相交流電源７の出
力電圧Ｖｉを重畳させた波形となる。このVcon1 とＥuv
の差がｕ相とｖ相の総合インダクタンスＬに加わる電圧
ＶＬｕとなる（図４(d))。この総合インダクタンスＬに
加わる電圧ＶＬｕにより、サイリスタ変換器４の出力電
流Icon1（＝Iu1）が流れる。この時、図４(e）に示すよ
うに、出力電流Icon1のピークｔｏピークの値が、ちょ
うどIcon1 の平均値（＝ＩＬ１，Ｃ１が十分大であると
する）の２倍に一致するように波高値Ｖｓを決定すれば
よい。

【００４４】総合インダクタンスＬにおける電圧方程式
は、

【００４５】

【数４】

【００４６】Ｌ：交流側の総合インダクタンス（一相
分） となるので、Icon1は、

【００４７】

【数５】

【００４８】となる。数５において、ｔ＝０からｔ＝１
／（１２ｆ０）の期間で、Icon1 が０から２ＩＬまで変
化する時に、図３(e）に示した電流波形が得られるの
で、この値を数５に代入する。ｆ０は電源周波数であ
る。

【００４９】

【数６】

【００５０】数６の右辺を計算すると、数７が得られ
る。

【００５１】

【数７】

【００５２】更に、数７をＶｓについて解くと、数８が
得られる。

【００５３】

【数８】 ∴Ｖｓ＝４８ｆ０・ＩＬ・Ｌ …（数８） 数８に基づいて、Ｖｓを演算し（ＩＬは定格値に設
定）、単相交流電源７の波高値として設定することによ
り、図３(d）に示されるような、高調波成分の少ない電
源電流Ｉｕが得られる。負荷電流が変化する場合には、
負荷電流に比例してＩＬの設定値を変更してＶｓの値を
演算し、単相交流電源７に設定すれば、どのような負荷
状態であっても、常に最適な入力電流波形を得ることが
できる。

【００５４】以上説明したように、本実施例によれば、
サイリスタ変換器の入力電流に発生する高調波成分が低
減される。特に｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，…｝
で表される高調波成分の低減に効果がある。また本実施
例のように、単相交流電源７の一端をサイリスタ変換器
４及び４′を接続する配線に接続し、他端を平滑コンデ
ンサ５及び５′を接続する配線に接続することにより、
一つの単相交流電源でサイリスタ変換器４及び４′の出
力電圧に逆位相の電圧を加えることが可能である。更に
本実施例では、単相交流電源７の出力電圧を方形波とす
ることにより、電源高調波低減の高効率化を図ってい
る。

【００５５】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換
装置を図５を用いて以下に説明する。本実施例は、実質
的に、図１の実施例における単相交流電源７として、Ｐ
ＷＭ制御されるインバータで構成される単相交流電源７
Ａを用いたサイリスタ変換装置である。本実施例の構成
について、主に図１の実施例の構成と異なる箇所につい
て説明する。

【００５６】インバータを用いた単相交流電源７Ａは、
インバータ主回路７１，直流回路電源７２，補償電圧制
御器７３、および変調率指令演算器７４を有する。イン
バータ主回路７１は、４つのスイッチング素子（ＧＴ
Ｏ）ｓ１〜ｓ４とフリーホイール・ダイオードで構成さ
れ、かつ入力となる直流電圧から交流電圧を出力する。
直流回路電源７２は、インバータ主回路７１に直流電圧
を供給する。補償電圧制御器７３は、インバータ主回路
７１の出力電圧がサイリスタ変換器入力電圧周波数の６
倍周波数の方形波となるように、三相交流電源１の電圧
位相θ，点弧位相α（制御遅れ角）、及び変調率指令Ｍ
に基づいて、インバータ主回路７１のスイッチング素子
のゲート信号を制御する。変調率指令演算器７４は、サ
イリスタ変換器の出力電流ＩＬ（出力電流検出器１０で
検出）に基づいて変調率指令Ｍを演算し、演算結果を補
償電圧制御器７３に入力する。電源位相検出器８は、三
相交流電源１の出力電圧を読み込んで電源電圧の位相角
の瞬時値であるθを検出し、検出した電圧位相θをサイ
リスタ制御器９および補償電圧制御器７３に入力する。
サイリスタ制御器９は、入力された点弧位相αの設定値
に基づいて得た点弧信号を各サイリスタのゲートへ与え
る。

【００５７】次に、変調率指令演算器７４について説明
する。変調率指令演算器７４では、電流検出器１０によ
り検出されたサイリスタ変換器４の出力電流の検出値に
基づいて、数８に従い波高値指令Ｖｓを演算する。直流
回路電源７２の電圧をＶs0とすると、変調率指令Ｍは、

【００５８】

【数９】

【００５９】として演算される。ここでＶs0は、最大負
荷時の所要の値に予め設定しておけばよい。変調率指令
演算器７４は演算した変調率指令Ｍを補償電圧制御器７
３に入力する。

【００６０】続いて、補償電圧制御器７３の構成を図６
を用いて説明する。ＳＩＮ演算器７３１は、電源位相θ
と点弧位相αに基づいて正弦波信号Ａ（sin６（θ−
α)）を演算し、出力する。比較器７３２は、入力端子
の「＋」に入力されたＳＩＮ演算器７３１の出力信号Ａ
と入力端子の「−」に入力された０とを比較し、信号Ａ
の方が大きい場合に「１」、逆に「−」の入力値の方が
大きい場合に「０」を出力する。比較器７３２からは上
記比較により方形波Ｂが出力される。減算器737は、比
較器７３２が出力した数値（波形で見ると方形波）から
１／２を減算する。乗算器７３８は、減算器７３７の出
力に２を乗算し、乗算器７３６は、乗算器７３８の出力
Ｃと変調率Ｍとを乗算する。減算器７３７，乗算器７３
８、および乗算器７３６により振幅が変調率指令Ｍの値
である方形波Ｄが生成される。三角波発生器７３５は、
ＰＷＭ制御を行うために用いられる三角波キャリアＥを
発生する。比較器７３２ａは、方形波Ｄと三角波キャリ
アＥとを比較してＰＷＭパルスＦを生成する。比較器７
３２ｂは、方形波Ｄに−１を乗算した値と三角波キャリ
アＥとを比較してＰＷＭパルスＧを生成する。符号反転
器（インバータ・ロジック）７３３ａは、比較器７３２
ａの出力であるＰＷＭパルスＦの符号を反転させ、符号
反転器７３３ｂは、比較器７３２ｂの出力であるＰＷＭ
パルスＧの符号を反転させる。ゲートドライバ７３４
は、ＰＷＭパルスＦ，ＰＷＭパルスＧ，符号反転器７３
３ａの出力、及び符号反転器７３３ｂの出力に基づいて
インバータ主回路７１の各スイッチング素子を駆動す
る。

【００６１】次に、図７を用いて、補償電圧制御器７３
の動作について説明する。

【００６２】ＳＩＮ演算器７３１において、θとαに基
づいて演算される正弦波信号Ａとｕ相電源電圧Ｅｕの関
係は、図７(a），(b）のようになる。正弦波信号Ａは、
比較器７３２において０と比較されることにより正負が
判別され、信号Ａが正の場合は１、負の場合は０が比較
器７３２から出力される。その結果、比較器７３２から
は図７(c）に示すような方形波Ｂが出力される。この方
形波Ｂは、減算器737，乗算器７３８において最大値と
最小値が±１となる方形波Ｃに変換され、さらに乗算器
７３６においてＭ倍される。乗算器７３８の出力である
方形波Ｃを図７(d)に、乗算器７３６の出力である方形
波Ｄを図７(e)に示す。この方形波Ｄおよび方形波Ｄの
符号を反転させて得られた信号は、比較器７３２ａおよ
び７３２ｂにおいて三角波発生器７３５の出力である三
角波キャリアＥと比較される。三角波キャリアＥを方形
波Ｄと共に図７(e）に示す。比較器７３２ａおよび７３
２ｂにおいて、上記比較によりＰＷＭパルスＦおよびＧ
が作成される（図７(f），(g））。ＰＷＭパルスＦはｓ
１のゲート信号、パルスＦを反転させた信号はｓ２のゲ
ート信号、ＰＷＭパルスＧはｓ３のゲート信号、パルス
Ｇを反転させた信号はｓ４のゲート信号として、それぞ
れゲートドライバへ送られる。このゲート信号に基づい
て、インバータ主回路７１のスイッチング素子は駆動さ
れ（１の時オン，０の時にはオフ）、結果として、イン
バータ主回路７１からは図７(h）のようなＶｉが出力さ
れる。Ｖｉは、ＰＷＭ制御によりその平均値を変化でき
るようになる。なお、単純な方形波に比べ、Ｖｉには三
角波キャリアの２倍の周波数成分が含まれることになる
が、三角波キャリアの周波数を高くすれば、この影響は
無視できるようになる。

【００６３】以上説明した本実施例のサイリスタ変換装
置によれば、図１の実施例と同様にサイリスタ変換器の
入力電流に発生する高調波成分が低減され、特に｛１２
ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分
の低減に効果がある。また、単相交流電源の出力電圧位
相をサイリスタ変換器の点弧位相と同期させることによ
り高調波低減の高効率化を図ると共に、インバータ主回
路７１をＰＷＭ制御することによって単相交流電源７Ａ
の出力電圧が連続的に可変とすることにより、負荷電流
に応じた補償電圧の供給を実現する。

【００６４】また、ＰＷＭ制御を行わなくとも、直流回
路電源７２を可変直流電源とし、変調率指令Ｍに応じて
Ｖs0の値を変化させることにより、ＰＷＭ制御を行う場
合と同様にＶｉを制御することができる。この場合、直
流回路電源７２は定電圧電源と降圧チョッパ回路を組み
合わせたもの等を使用すればよい。

【００６５】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換
装置を図８を用いて以下に説明する。本実施例は、サイ
リスタ変換器４′の直流出力電圧から自身の直流入力電
圧を得るインバータで構成される単相交流電源７Ｂを用
いたサイリスタ変換装置である。本実施例の構成につい
て、主に前述の実施例の構成と異なる箇所について説明
する。

【００６６】図８(a）において、単相交流電源７Ｂは、
入力電圧としてサイリスタ変換器４′の出力電圧を用い
たインバータ主回路７１を備えており、図１の単相交流
電源７に相当する。単相交流電源７Ｂは、インバータ主
回路７１、インバータ主回路７１にゲート信号を入力す
る補償電圧制御器７３′、及びインバータ主回路７１の
出力に接続され、かつインバータ主回路７１の出力電圧
ｖ１をＶｉ＝ｖ１・Ｎ２／Ｎ１に変圧する変圧器７５を
有する。ここで、インバータ主回路７１の出力電圧ｖ１
の波高値はVdc2となるので、この値を変圧器７５で変圧
した際に、数８で求めたＶｓになるように、巻数比Ｎ
１：Ｎ２を設定する。

【００６７】次に、図８(b）を用いて、補償電圧制御器
７３′の構成について説明する。ＳＩＮ演算器７３１，
比較器７３２，符号反転器７３３は、図６の同一符号の
ものと同じであるため説明を省略する。比較器７３２か
ら出力された方形波Ｂ、および符号反転器７３３により
方形波Ｂの符号を反転して得られた信号はそれぞれゲー
トドライバ７３４にゲート信号として入力される。ゲー
トドライバ７３４はゲート信号に基づいてインバータ主
回路７１の各スイッチング素子をオン，オフ制御する。
各スイッチング素子を制御することにより、インバータ
主回路７１は波高値がVdc2である電圧ｖ１を出力する。

【００６８】本実施例におけるサイリスタ変換装置で
は、図１の実施例と同様に、サイリスタ変換器の入力電
流に発生する高調波成分が低減され、特に｛１２ｎ±１
次、ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の低減
に効果がある。また、インバータ主回路７１の直流回路
電源をサイリスタ変換装置の直流出力電圧部と共有して
いるため、変圧器を１個付加するだけで、インバータ直
流回路電源を別途設ける必要がなくなると共に、インバ
ータ直流回路電源のための整流器，平滑コンデンサ、お
よび電源変圧器等も不要となるため、サイリスタ変換装
置を大幅に小型化することができる。さらに、変圧器に
より高圧の整流回路と低圧のインバータ部を絶縁するこ
ともできる。

【００６９】尚、本実施例では、インバータ主回路７１
の電源としてVdc2を用いているが、Vdc1を用いても、Vd
c1＋Vdc2を用いても問題はない。更に図５のように、Ｐ
ＷＭ変調を行って出力電圧を制御することも可能であ
る。

【００７０】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換
装置を図９に示す。本実施例の構成について、主に前述
の実施例の構成と異なる箇所について説明する。

【００７１】図９において、７８は２次側に中間タップ
を設けた巻数比Ｎ１：Ｎ２＝１：２の変圧器であり、図
に示されるように、１次側巻線は単相交流電源７に接続
されており、２次側巻線は一端がサイリスタ変換器４
に、他端がサイリスタ変換器４′に接続されている。こ
の２次側の中間タップは、平滑コンデンサ５および５′
を接続する配線に接続される。また、変圧器７８の２次
側巻線Ｎ２の極性は、サイリスタ変換器４および４′の
直流出力に対して逆極性となるように接続されている。
この変圧器７８において巻線比が１：２に設定されてい
るのは、単相交流電源７の出力電圧が、ちょうど半分ず
つサイリスタ変換器４及び４′の出力に作用するためで
ある。

【００７２】本実施例においても、単相交流電源７およ
び変圧器７８を用いることにより、サイリスタ変換器４
および４′の出力電圧に逆位相の単相交流電圧を加える
ことができるため、サイリスタ変換器４および４′の直
流出力電流を、図１の実施例と同様に変化させることが
でき、サイリスタ変換器の入力電流に発生する高調波成
分を低減できるという効果も同様に得られる。

【００７３】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換
装置を図１０を用いて以下に説明する。本実施例は、並
列に接続された２台のサイリスタ変換器の出力端に単相
交流電源７を変圧器７６を介して接続したサイリスタ変
換装置である。本実施例の構成について、主に前述の実
施例の構成と異なる箇所について説明する。

【００７４】図１０において、サイリスタ変換器４およ
び４′は出力端が並列接続され、平滑コンデンサ５はサ
イリスタ変換器４および４′の出力端に共通に接続され
ている。変圧器７６の巻線比はＮ１：Ｎ２：Ｎ３＝１：
Ｎ：Ｎであり、二次側巻線Ｎ２はサイリスタ変換器４
３′の出力端に直列に接続され、また二次側巻線Ｎ３
は、サイリスタ変換器４の出力端に直列に接続される。
一方の一次側巻線Ｎ１は、単相交流電源７に接続され
る。尚、二次側巻線Ｎ２，Ｎ３の極性は、各サイリスタ
変換器４および４′の直流出力に対して、逆極性となる
ように接続されている。

【００７５】図１０に示すサイリスタ変換装置の動作を
簡単に説明する。単相交流電源７は、図１の実施例と同
様に、波高値をＶｓとし、電源電圧の６倍周波数である
方形波Ｖｉを出力する。変圧器７６の巻数比Ｎは、単相
交流電源７の定格出力電圧に応じて適値に設定される
が、ここでは説明を簡単にするために、Ｎ＝１に仮定す
る。この場合、変圧器の二次Ｎ２およびＮ３には、Ｖｉ
がそのまま出力される。サイリスタ変換器の出力Vcon
1，Vcon2と、Ｖdcの関係は、

【００７６】

【数１０】 Vcon1＝Ｖdc＋Ｖｉ Vcon2＝Ｖdc−Ｖｉ …（数１０） となり、原理的に図１の実施例と同じ条件になる。すな
わち、入力電流や直流電流波形は、図３と等しくなり、
図１の実施例と同様にサイリスタ変換器の入力電流に発
生する高調波成分低減の効果が得られる。ただし、この
整流回路においては、平滑コンデンサ５に流れ込む電流
Iconが、

【００７７】

【数１１】 Icon＝Icon1＋Icon２ …（数１１） の関係になる。図３(e），(f）の波形からわかるよう
に、Icon1とIcon2には逆位相の電流リプルが含まれてい
るため、両者を足し合わせると、電流脈動はほとんど零
になる。この結果、平滑コンデンサ５および５′の容量
を大幅に低減することが可能になり、平滑コンデンサな
し、あるいは小容量のコンデンサを１個用いるだけで、
脈動の少ない直流電圧を出力できる。

【００７８】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換
装置を図１１に示す。本実施例の構成について、主に図
１０の実施例の構成と異なる箇所について説明する。

【００７９】図１１において、変圧器７７および７７′
は、１次側巻線が単相交流電源７に、変圧器７７の２次
側巻線がサイリスタ変換器４の出力端に、変圧器７７′
の２次側巻線がサイリスタ変換器４′の出力端にそれぞ
れ接続されている。この変圧器７７および７７′の巻数
比はＮ１：Ｎ２＝１：２であり、この巻数比は、単相交
流電源７の出力電圧が変圧器７７および７７′の１次側
で分圧されて半分になってしまうために１：２に設定さ
れている。また、この変圧器７７および７７′でも二次
側巻線Ｎ２の極性は、各サイリスタ変換器４および４′
の直流出力に対して、逆極性となるように接続されてい
る。

【００８０】このサイリスタ変換装置においても、図１
０の実施例と同様に、２つのサイリスタ変換器の出力端
を並列に接続しており、原理的にも図１０のものと全く
同じ動作をする。各変圧器の一次側巻線は図示のように
直列に接続しても、あるいは並列に接続するようにして
も動作は同じである。この実施例でも、図１０の実施例
と同様の効果が得られる。

【００８１】また、図９，図１０、ならびに図１１の実
施例において、単相交流電源７として図５の７Ａ、ある
いは図８の７Ｂを用いることにより、前述の図５及び図
８の実施例と同様の効果を得ることができる。

【００８２】以上、これまで説明した本発明によるサイ
リスタ変換装置においては、すべて変圧器２および３を
用いて２つのサイリスタ変換器に、３０°の位相差をも
つ電圧を供給しているが、これらの変圧器を一つにし
て、一次側（電源側）をΔ巻線（またはＹ巻線）、二次
側をΔとＹの２つの巻線として使用しても問題はない。
また、変圧器は、電源電圧の位相を３０°ずらすことが
目的であるから、一方のサイリスタ変換器にのみΔ−Ｙ
結線の変圧器を使用し、もう一方の整流器には、変圧器
の代りに、変圧器の漏れインダクタンス相当のＡＣリア
クトルを挿入することでも同様の効果が得られる。

【００８３】更に、各実施例では、単相交流電源として
電圧源を用いて説明したが、単相交流電源として電流源
を用いても同様の効果が得られる。その場合、電流源か
ら出力される電流の波形は三角波とするのが望ましい。

【００８４】

【発明の効果】以上説明したように、第１の発明によれ
ば、サイリスタ変換器の入力電流に発生する｛１２ｎ±
１次、ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分（電
源高調波）が低減される。よって｛１２ｎ±１次、ｎ＝
１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減するため
のフィルタが不要となり、サイリスタ変換装置の構成が
コンパクトになる。

【００８５】第２の発明によれば、サイリスタ変換器の
入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分、及び｛６ｍ±１次、ｍ＝
１，３，５，…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００８６】第３の発明によれば、単相交流電源の構成
が簡単になり、単相交流電源がコンパクトになる。

【００８７】第４の発明によれば、単相交流電源の数を
減らすことができる。

【００８８】第５の発明によれば、サイリスタ変換器の
入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分、及び｛６ｍ±１次、ｍ＝
１，３，５，…｝で表される高調波成分が低減され、か
つ出力電流の電流脈動を低減することができる。

【００８９】第６の発明によれば、単相交流電源の数を
減らすことができる。

【００９０】第７の発明によれば、サイリスタ変換器の
出力電流の脈動を平滑するためのコンデンサの容量を低
減することができる。

【００９１】第８の発明によれば、サイリスタ変換器の
入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００９２】第９の発明によれば、サイリスタ変換器の
入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００９３】第１０の発明によれば、サイリスタ変換器
の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，
３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００９４】第１１の発明によれば、サイリスタ変換器
の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，
３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００９５】第１２の発明によれば、サイリスタ変換器
の出力電流が変化した場合にも、サイリスタ変換器の入
力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００９６】第１３の発明によれば、サイリスタ変換器
の出力電流が変化した場合にも、簡単な構成で、サイリ
スタ変換器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次、ｎ＝
１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００９７】第１４の発明によれば、サイリスタ変換装
置を小型化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好適な一実施例であるサイリスタ変換
装置の構成図である。

【図２】サイリスタ変換装置の基本動作波形である。

【図３】図１に示すサイリスタ変換装置における入力電
流波形，出力電流波形、及び補償電圧波形である。

【図４】図１の実施例の動作を示す図であり、(a）は図
１の構成のうちサイリスタ変換器４における各電流，電
圧を示す図、(b）〜(e）は各電流，電圧の波形図であ
る。

【図５】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換装置
の構成図である。

【図６】図５に示す補償電圧制御器７３の構成図であ
る。

【図７】図５の補償電圧制御器７３の動作を示す波形で
ある。

【図８】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換装置
の構成図である。

【図９】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換装置
の構成図である。

【図１０】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換装
置の構成図である。

【図１１】本発明の他の実施例であるサイリスタ変換装
置の構成図である。

【図１２】従来のサイリスタ変換装置の構成図である。

【図１３】従来のサイリスタ変換装置における入力電流
波形，出力電流波形、及び補償電圧波形である。

【符号の説明】

１…三相交流電源、２…Δ−Δ結線変圧器、３…Δ−Ｙ
結線変圧器、４，４′…サイリスタ変換器、５，５′…
平滑コンデンサ、６…負荷装置、７…単相交流電源。

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】三相交流電源から交流電力を入力し、直流
   電力を出力するサイリスタ変換器と、周波数が前記三相
   交流電源の周波数の６倍である交流電圧および交流電流
   のいずれか一方を前記サイリスタ変換器の出力端に加え
   る単相交流電源を備えたことを特徴とするサイリスタ変
   換装置。
2. 【請求項２】三相交流電源から交流電圧を入力し、直流
   電圧を出力する第１サイリスタ変換器と、出力端が前記
   第１サイリスタ変換器の出力端と直列に接続され、かつ
   前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ず
   れた交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第２サイリ
   スタ変換器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６
   倍である交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前
   記第１サイリスタ変換器の出力端および前記第２サイリ
   スタ変換器の出力端に加える単相交流電源を備えたこと
   を特徴とするサイリスタ変換装置。
3. 【請求項３】前記単相交流電源は、前記第１サイリスタ
   変換器と前記第２サイリスタ変換器の直列接続点、およ
   び前記サイリスタ変換装置の中間電圧点に接続すること
   を特徴とする請求項２記載のサイリスタ変換装置。
4. 【請求項４】１次側の巻線が前記単相交流電源に接続さ
   れ、２次側の第１巻線が前記第１サイリスタ変換器の出
   力端に接続され、２次側の第２巻線が前記第２サイリス
   タ変換器の出力端に接続された変圧器を備えたことを特
   徴とする請求項２記載のサイリスタ変換装置。
5. 【請求項５】三相交流電源から交流電圧を入力し、直流
   電圧を出力する第１サイリスタ変換器と、出力端が前記
   第１サイリスタ変換器の出力端と並列に接続され、かつ
   前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ず
   れた交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第２サイリ
   スタ変換器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６
   倍である交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前
   記第１サイリスタ変換器の出力端および前記第２サイリ
   スタ変換器の出力端に加える単相交流電源を備えたこと
   を特徴とするサイリスタ変換装置。
6. 【請求項６】１次側の巻線が前記単相交流電源に接続さ
   れ、２次側の第１巻線が前記第１サイリスタ変換器の出
   力端に接続され、２次側の第２巻線が前記第２サイリス
   タ変換器の出力端に接続された変圧器を備えたことを特
   徴とする請求項５記載のサイリスタ変換装置。
7. 【請求項７】前記サイリスタ変換器の出力端にコンデン
   サを接続したことを特徴とする請求項５および６のいず
   れかに記載のサイリスタ変換装置。
8. 【請求項８】前記単相交流電源は、前記第２サイリスタ
   変換器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流とし
   て、前記第１サイリスタ変換器の出力端に加える交流電
   圧あるいは交流電流とは逆位相の交流電圧あるいは交流
   電流を出力することを特徴とする請求項２乃至７のいず
   れかに記載のサイリスタ変換装置。
9. 【請求項９】前記単相交流電源は、前記サイリスタ変換
   器の出力端に加える交流電圧として、方形波の波形を有
   する電圧を出力することを特徴とする請求項１乃至８の
   いずれかに記載のサイリスタ変換装置。
10. 【請求項１０】前記単相交流電源は、前記サイリスタ変
    換器の出力端に加える交流電流として、三角波の波形を
    有する電流を出力することを特徴とする請求項１乃至８
    のいずれかに記載のサイリスタ変換装置。
11. 【請求項１１】前記単相交流電源は、前記サイリスタ変
    換器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流とし
    て、前記サイリスタ変換器の点弧位相に同期した電圧あ
    るいは電流を出力することを特徴とする請求項１乃至１
    ０のいずれかに記載のサイリスタ変換装置。
12. 【請求項１２】前記単相交流電源は、前記サイリスタ変
    換器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流の振幅
    を、電流検出器によって検出された前記サイリスタ変換
    器の出力電流の検出値に基づいて変化させることを特徴
    とする請求項１乃至１１のいずれかに記載のサイリスタ
    変換装置。
13. 【請求項１３】前記単相交流電源は、電流検出器によっ
    て検出された前記サイリスタ変換器の出力電流の検出値
    に基づいてＰＷＭ制御されるインバータであることを特
    徴とする請求項１２記載のサイリスタ変換装置。
14. 【請求項１４】前記インバータは、入力電力を前記サイ
    リスタ変換器の出力電力から得ることを特徴とする請求
    項１３記載のサイリスタ変換装置。