KR100616237B1 - 펄스 다중화 보조회로를 이용한 다중펄스 전압원 컨버터 - Google Patents

펄스 다중화 보조회로를 이용한 다중펄스 전압원 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 변압비에 의한 오차가 발생하기 쉽고 위형 크기가 큰 부품인 탭-변압기 대신에 보통변압기를 사용하고, H-브리지 대신 3-레벨 반브리지로 구성된 보조회로를 구비함으로써, 소형/경량화 되고 제조비용이 낮은 새로운 구조의 다중펄스 전압원 컨버터에 관한 것이다.
본 발명의 다중펄스 전압원 컨버터는, 개방 Y-Y 변압기(80) 및 Y-△ 변압기(90)의 2차측에 각각 연결된 2대의 컨버터(60, 70)를 기본 구성으로 하는 다중펄스 전압원 컨버터이며, 스위칭 신호의 입력에 따라 3 이상의 서로 다른 레벨의 전압을 교대로 출력하는 보조브리지 회로부(110); 및 상기 보조브리지 회로부(110)에 연결되어, 변압비 k에 따라 상기 보조브리지 회로부(110)의 출력전압을 주입전압(Vaux)으로 변환하여 상기 2대의 컨버터(60, 70)로 출력하는 변압기(120)를 포함하는 보조회로(150)가 상기 2대의 컨버터(60, 70)에 결합된 것을 특징으로 한다.
컨버터, 전압원 컨버터, 다중펄스, 무효전력, STATCOM, 무효전력 보상 장치

Description

펄스 다중화 보조회로를 이용한 다중펄스 전압원 컨버터{MULTIPLE-PULSE VOLTAGE SOURCE CONVERTER USING PULSE-INTERLEAVING AUXILIARY CIRCUIT}
도 1은 보조회로를 사용하는 종래 기술의 다중펄스 전압원 컨버터를 도시한다.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 의한 다중펄스 전압원 컨버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2의 회로 각 부의 파형을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 펄스 다중화 보조브리지회로를 사용한 36-펄스 전압원 컨버터의 출력 전원전압의 시뮬레이션 데이터를 이용하여 출력파형을 FFT분석(MATLAB 이용)한 것이다.
도 5는 본 발명을 적용한 STATCOM의 제어블록도를 나타낸다.
도 6은 성능 검증을 위한 시뮬레이션에 사용된 모형을 나타낸다.
도 7 및 도 8은 적용례의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 9는 위상 변압기에서 합성된 컨버터 출력 전압파형(1) 및 이의 부분 확대도(A)와, 보조브리지회로의 전압
Figure 112005026706752-pat00001
(4) 및 이의 부분 확대도(D)이다.
도 10은 펄스다중화 보조브리지회로를 이용한 36-펄스 전압원 컨버터의 제어 기를 투입하였을 때 STATCOM으로 동작하는 것을 확인한 시험 결과이다.
도 11은 제어기 투입시
Figure 112005026706752-pat00002
기준값을 추종하는 파형과 STATCOM 제어기 투입시점에서 이루어지는 추종값의 과도상태와 전원전류의 역률보상을 확인한 파형이다.
본 발명은 다중펄스 전압원 컨버터에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 고조파를 최소화하고 외형 크기를 줄여 제작비용을 저감하는 것이 가능한 다중펄스 전압원 컨버터를 제공하기 위한 것이다.
전압원 컨버터에는 단일 브리지를 구성하고 있는 각 스위칭 소자를 PWM방식으로 동작시키는 PWM 컨버터, 그리고 2기 이상의 브리지를 변압기로 결합하여 출력파형을 다중화하는 다중펄스 컨버터가 있다.
여기서. PWM 컨버터의 경우 단일 브리지를 사용하므로 시스템 구성이 간단하다는 장점이 있으나, 각 스위칭 소자에 대하여 교류 한주기당 다수의 스위칭 동작을 시키게 되므로 스위칭 손실이 커 대용량에 적용이 어렵다. 반면 다중펄스 컨버터는 교류 한주기당 각 스위칭 소자가 한번의 스위칭 동작을 하게 되어 스위칭 손실은 적으나, 출력파형의 고조파레벨을 낮추기 위해서는 펄스수를 증가시켜야 한다.
출력파형의 펄스수를 증가시키기 위해 이미 다양한 방식이 사용되어 왔다{참고 문헌: [1] S. Mori, et al., "Development of large static var generator using self-commutated inverters for improving power system stability", IEEE trans. on Power System, Vol. 8, No. 1, pp. 371∼377, Feb. 1993. [2] C. Schauder, et. al., "Development of a ±100Mvar static condenser for voltage control of transmission systems", IEEE Trans. on Power Delivery, Vol. 10, No. 3, pp. 1486∼1493, July, 1995.}. 이중 가장 단순한 방식은 컨버터의 브리지수와 교류출력 단에 결합되는 변압기수를 증가시켜 펄스수를 증가시키는 것이다. 그러나 이 방식의 경우 브리지와 변압기의 수가 증가하여 시스템 외형이 크고 비용이 높아지는 단점을 갖는다.
이러한 단점을 보완하고자 변압기와 브리지 사이에 보조변압기를 두어 변압기수를 증가시키지 않고도 펄스수를 증가시키는 방법이 사용되어 왔다{[3] D. Ramey, "Design, Installation, and Operation of American Electric Power (AEP) 320MVA Unified Power Flow Controller (UPFC)", EPRI (Electric Power Research Institute), Palo Altos, CA, Tech. Rep. TR-113839, Nov. 1999.3.}. 그러나 이 경우는 보조변압기의 결선구조가 복잡하여 제작이 어렵고 비용절감 효과도 그다지 높지 않다는 단점을 갖는다.
이러한 단점을 해결하기 위한 방법으로 직류 단에 보조회로를 삽입하여 직류커패시터에 걸리는 일정전압에 다중펄스형태의 전압을 중첩하여 출력파형을 형성하는 방법이 몇몇 연구자에 의해 제안되었다{[4] S. Masukawa and S. Iida, "A Method for Reducing Harminics in Output Voltages of a Double-Connected Inverter", IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 9, No. 5, pp. 543∼550, September 1994. [5] K. Oguchi, et. al., "A Novel Six-Phase Inverter System with 60-Step Output Voltage for High-Power Motor Drives", IEEE Trans. on Industry Applications, Vol. 35, No. 5, pp. 1141∼1149, July, 1995. [6] Y. Liu, J. Arrillaga, N. Watson, "Multi-level voltage sourced conversion by voltage reinjection at six times the fundamental frequency", IEE Proceeding on Electrical Power Appilication, Vol. 149, No. 3, May 2002.}.
도 1은 상술한 보조회로(50)를 사용하는 종래 기술의 다중펄스 전압원 컨버터(100)를 도시한다. 특히, 도시된 컨버터(100)는, 12-펄스 컨버터 직류 단에 H-브리지(10)와 탭-변압기(20)로 구성된 보조회로(50)를 삽입한 36-펄스 컨버터이다. 각 6-펄스브리지(60, 70)에는 직류커패시터(15)의 전압과 H-브리지(10)와 탭-변압기(20)에 의해 형성되는 전압이 합쳐져 공급되고, 각 6-펄스 브리지(60, 70)에서 형성된 출력전압은 3상변압기(80, 90)에 의해 합쳐져 36-펄스의 출력파형이 형성된다.
하지만 이 방식의 경우 보조회로에서 전압중첩을 위하여 탭-변압기(20)를 사용하는데 탭-변압기(20)는 외형 크기가 크고 그 제작 과정을 고려해 볼 때 변압비가 오차 없이 정확히 일치하기는 어렵다. 따라서 출력파형의 대칭성이 결여되기 쉬워 고조파 발생이 심하고 또한 외형 크기가 크다는 단점을 갖는다.
본 발명은 상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것이며, 변압비에 의한 오차가 발생하기 쉽고, 외형 크기가 큰 부품인 탭-변압기 대신에 보통변압기를 사용하고, H-브리지 대신 3-레벨 반브리지로 구성된 보조회로를 갖는 새로운 구조의 다중펄스 전압원 컨버터를 제안한다.
아래에서 보다 상세히 설명될 바와 같이, 본 발명에서 제안된 다중펄스 전압원 컨버터의 동작과 성능을 검증하기 위해 PSCAD/EMTDC 소프트웨어에 의한 시뮬레이션을 실시하고, 그 결과를 토대로 2KVA 용량의 하드웨어에 대한 적용 실험을 실시하였다.
이와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1 특징에 의한 다중펄스 전압원 컨버터는, 개방 Y-Y 변압기(80) 및 Y-△ 변압기(90)의 2차측에 각각 연결된 2대의 컨버터(60, 70)를 기본 구성으로 하는 다중펄스 전압원 컨버터이며, 스위칭 신호의 입력에 따라 3 이상의 서로 다른 레벨의 전압을 교대로 출력하는 보조브리지 회로부(110); 및 상기 보조브리지 회로부(110)에 연결되어, 변압비 k에 따라 상기 보조브리지 회로부(110)의 출력전압을 주입전압(Vaux)으로 변환하여 상기 2대의 컨버터(60, 70)로 출력하는 변압기(120)를 포함하는 보조회로(150)가 상기 2대의 컨버터(60, 70)에 결합된 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 본 발명의 다중펄스 전압원 컨버터는, 상기 보조브리지 회로부(110) 및 상기 변압기(120)에 연결되는 2개의 커패시터(112, 114)를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 보조브리지 회로부(110)는, 서로 직렬 연결되고, 프리휠링 다이오드가 각각 병렬 결합된 제1, 제2, 제3 및 제4 스위칭 소자와, 상기 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자의 공통단에 연결된 제1 다이오드와, 상기 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자의 공통단에 연결된 제2 다이오드를 포함하는 것일 수 있다.
또한, 바람직하게는, 상기 변압기(120)는, 탭 변압기가 아니라 단일 변류비 k를 갖는 일반 변압기인 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2 특징에 의한 무효 전력 보상 장치는, 상술한 다중펄스 전압원 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 의한 다중펄스 전압원 컨버터(200)의 구성을 나타내는 회로도이며, 특히 본 발명의 기술적 사상을 36-펄스 컨버터에 적용한 예를 나타낸다.
상술한 종래기술의 36-펄스 컨버터(도 1, 100)는 직류보조회로(50) 내에 탭-변압기(20)를 사용하기 때문에 외형이 크고 제작 상 변압비가 정확하지 않을 경우가 많기 때문에 출력전압 파형의 대칭성이 결여되어 고조파 발생을 야기하기 쉽다. 따라서 본 발명에서는 도 2에 나타낸 바와 같이, 직류 단에 보통변압기(120)와 3-레벨 반브리지(110)로 구성된 보조회로(150)를 갖는 새로운 방식의 36-펄스 컨버터 (200)를 제안한다.
이하에서는 본 발명의 36-펄스 컨버터(200)의 동작원리를 설명한다. 용이한 이해를 위해 컨버터가 이상적이라고 가정하면, DC 커패시터(112, 114)의 전압은 Vdc로 동일하게 정의할 수 있다.
이 때, 도 2에서 변압기(80)의 Y 단으로 연결된 컨버터(60)와, 변압기(90)의 △ 단으로 연결된 컨버터(70)의 전압은, 다음의 수학식 1 및 2에 나타낸 바와 같이 DC 커패시터(112, 114)의 전압 Vdc 와 보조브리지(110)의 주입 전압 V aux 로 나타낼 수 있다.
Figure 112005026706752-pat00003
= Vdc +
Figure 112005026706752-pat00004
(1)
Figure 112005026706752-pat00005
= Vdc -
Figure 112005026706752-pat00006
(2)
그러므로 주입전압
Figure 112005026706752-pat00007
에 의해서 두 대의 컨버터(60, 70) 출력 AC 전압을 동시에 조절할 수 있다. 주입전압
Figure 112005026706752-pat00008
는 보조브리지회로(110)의 스위칭 패턴 및 주입변압기의 비율에 의해 결정되며, 0, kVdc, -kVdc 인 3-레벨로 된다.
기본적으로 개방 Y-Y 변압기(80)와 Y-△ 변압기(90)로 연결된 두 대의 컨버터 시스템(60, 70)은 상 전압의 30도 위상차에 따라서 12펄스를 발생하게 되며, 보조브리지회로(110)는 30도 마다 레벨이 변화되기 때문에, 주입 전압
Figure 112005026706752-pat00009
는 기본 주파수에 6배에 해당하는 펄스를 형성하게 된다. 따라서 컨버터 시스템의 변압기 1차측에 36펄스의 전압을 형성하게 된다.
도 3은 도 2의 회로 각 부의 파형을 나타낸다. (a)는 보조브리지회로(110)의 출력 파형인 3-레벨
Figure 112005026706752-pat00010
파형을 나타내고, (b)는 DC 단 전압 중
Figure 112005026706752-pat00011
를 나타내고, (c)는 DC 단 전압 중
Figure 112005026706752-pat00012
를 나타내고, (d) Y-△ 변압기 2차측 전압
Figure 112005026706752-pat00013
를 나타내며, (e)는 개방 Y-Y 변압기 2차측 전압
Figure 112005026706752-pat00014
, (f)는 합성 1차측 전압
Figure 112005026706752-pat00015
를 나타낸다.
도 3과 같은 회로의 작동 과정을 거쳐, 컨버터 시스템(200)의 변압기 1차측에는 도 3의 (f)에 도시된 바와 같은 36펄스의 전압이 형성된다. 보조회로(150)에 사용되는 변압기(120)의 권선비 k는 출력파형의 고조파수준을 최소화하도록 정하였는데 k = 0.654 일 때 출력 상전압의 전고조파 왜형율 THD=4.83%로 최소가 됨이 다음과 같이 관측되었다.
변압비 k의 결정을 위해서, 다중펄스 방식의 수리모형을 통하여 고조파 분석을 실시하였다. 보조브리지회로(110)에 의해서 3-레벨의 전압이 형성되며 컨버터 스위칭에 의해서 변압기 2차측 상전압
Figure 112005026706752-pat00016
과
Figure 112005026706752-pat00017
는 펄스 형태로 만들어 진다. 이를 Fourier series 로 전개하면 다음과 같다.
Figure 112005026706752-pat00018
(1)
Figure 112005026706752-pat00019
(2)
Figure 112005026706752-pat00020
(3)
변압기 1차측 출력 상전압
Figure 112005026706752-pat00021
(wt)는
Figure 112005026706752-pat00022
(wt)와
Figure 112005026706752-pat00023
(wt)의 합으로 구성되어 진다.
Figure 112005026706752-pat00024
(wt)=
Figure 112005026706752-pat00025
(wt)+
Figure 112005026706752-pat00026
(wt) (4)
위의 수식을 통해서 출력 상전압의 총 RMS 값을 다음과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112005026706752-pat00027
(5)
또한, 기본파와 n차 고조파 피크치로 구성된 값은 다음과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112005026706752-pat00028
(6)
Figure 112005026706752-pat00029
(n = 2, 3, 4...) (7)
출력 상전압의 THDv는 다음과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112005026706752-pat00030
(8)
보조브리지회로(110)의 주입변압기의 변압비 k 는 THD의 최소값에서 다음과 같이 정의된다.
Figure 112005026706752-pat00031
(9)
Figure 112005026706752-pat00032
(10)
도 4는 본 발명의 펄스 다중화 보조브리지회로를 사용한 36-펄스 전압원 컨버터의 출력 전원전압의 시뮬레이션 데이터를 이용하여 출력파형을 FFT분석(MATLAB 이용)한 것이며, 종래 기술의 12-펄스와 24-펄스 전압원 컨버터를 FFT 분석한 결과와 비교하여 볼 때, 고조파의 함유율이 현저히 낮음을 확인 할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 전압원 컨버터를 무효전력 보상기에 적용한 예를 설명한다. 일반적으로, 인버터식 무효전력 보상기인 STATCOM(Static Synchronous Compensator)과 교류계통 사이에 교환되는 무효전력의 양은 인버터 출력전압의 크기에 따라 정해진다. 인버터와 교류계통 사이의 유·무효전력 교환은 인버터출력전압, 교류단자전압, 양단의 위상각에 의해 제어 가능하다. 만일 인버터출력전압 VI와 교류단자전압 VT가 동일한 위상각을 갖고 VI<VT 이면, 교류계통은 보상기에 무효전력을 공급하고, VI>VT 이면 교류계통은 보상기로부터 무효전력을 공급받는다. 그리고 VI=VT 이면 무효전력의 출입은 0이 된다.
또한, 인버터출력전압이 교류단자전압보다 진상이면 보상기는 유효전력을 교류계통에 공급하고, 이때 DC 커패시터에 저장된 에너지가 계통으로 방출되며, 인버터출력전압이 교류단자전압에 대해 지상이면 교류계통으로부터 유효전력을 흡수하여　DC 커패시터에 에너지를 저장한다.
인버터식 무효전력보상기가 진상영역에서 지상으로, 또는 지상에서 진상으로 상태 전환을 할 때 직류 캐패시터의 전압을 가변시켜야 하는데 이를 위한 위상차의 조절은 보상기의 동작 시 연속적으로 이루어진다. 결과적으로 인버터출력전압과 교류단자전압의 크기와 위상차에 의해 무효전력의 연속적인 동적보상이 가능하다.
도 5는 STATCOM의 제어블록도를 나타낸다. 역률을 개선하기 위해서 STATCOM은 일단 부하전류
Figure 112005026706752-pat00033
을 검출한다. 블록 251, 252에서는 부하전류 값을 d-q 좌표 변환하여, 무효분
Figure 112005026706752-pat00034
와 크기는 같고 부호가 반대인 무효분 전류
Figure 112005026706752-pat00035
을 공급하며, 여기서,
Figure 112005026706752-pat00036
는
Figure 112005026706752-pat00037
가 된다.
블록 253에서 STATCOM 주입 전류(ish)의 무효분
Figure 112005026706752-pat00038
이 얻어지고, 블록 254에서
Figure 112005026706752-pat00039
와 비교된 후, 그 차는 PI 전류제어기(블록 255)를 거쳐 36-펄스 전압원 컨버터(200)를 제어하기 위한 점호각
Figure 112005026706752-pat00040
를 형성한다.
이러한 과정을 통하여 부하전류의 무효분을 STATCOM의 무효전류로 보상함으로써 모선단의 역률을 1로 할 수 있다. 여기에서 점호각
Figure 112005026706752-pat00041
는 전원전압
Figure 112005026706752-pat00042
을 검출하여 PLL(블록 257)을 거친
Figure 112005026706752-pat00043
와 동기화된다(블록 258).
상시 실시예의 펄스다중화 보조브리지회로를 이용한 36펄스 전압원 컨버터(200)를 역률 보상기에 적용하였을 경우의 동작특성 및 성능해석을 위하여 EMTDC/PSCAD를 이용하여 모델링 하였다. 도 6은 시뮬레이션을 위한 모형을 나타낸다. 시뮬레이션 모형은 3상 220V, 2KVA로 구성하였으며 시뮬레이션에 사용된 회로 정수는 표 1과 같다.
<표 1. 시뮬레이션 회로정수>
모선 전압 3Φ 220[V]
모선 주파수 60[Hz]
전원인덕턴스 2[mH]
직류 캐패시터 3300[uF]
부하역률 0.73
부하 (R,L) 20[Ω],50[mH]
부하용량 2[KVA]
적용례의 전압원 컨버터 직류단에 설치된 직류 커패시터의 용량은 직류최대전압의 맥동율을 고려하여 설계하였다. 아래의 식 (4)는 직류 커패시터에 나타나는 최대과전압을 나타낸다.
Figure 112005026706752-pat00044
(4)
여기서,
Figure 112005026706752-pat00045
: 직류 커패시터의 최대전압,
Figure 112005026706752-pat00046
: 직류 커패시터의 정상상태 전압,
Figure 112005026706752-pat00047
: 직류 커패시터에 흐르는 순시전류를 나타낸다.
식 (4)로부터 과도상태 시 전압맥동의 크기 △V를 감당할 수 있는 커패시턴스는 다음과 같이 결정 될 수 있다.
Figure 112005026706752-pat00048
(5)
Figure 112005026706752-pat00049
(6)
이때, 커패시터에 흐르는 순시전류는 각 스위칭 함수와 인버터 출력단 전류의 곱으로 정의되며, 위의 사항을 고려하여 본 적용례에서는 3300uF 용량의 직류 커패시터를 사용하였다.
도 7 및 도 8은 적용례의 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 7에 나타낸 바와 같이, 역률이 0.73인 지상부하의 전원전압과 전원전류 파형이 36-펄스 컨버터인 STATCOM 투입 시에 빠르게 변화하여 역률이 1로 되는 것을 확인할 수 있다. 도 8에서는 STATCOM 제어 시의 기준값
Figure 112005026706752-pat00050
와 추종값
Figure 112005026706752-pat00051
의 추종 파형을 나타내며, 비교 후의 값은 도 5에 도시된 바와 같이, PI 전류제어기(255)를 거쳐 36-펄스 전압원 컨버터의 점호각
Figure 112005026706752-pat00052
를 형성하게 된다.
이하에서는, 하드웨어 제작 및 시험 결과를 설명한다. 하드웨어 실험 시에 사용된 회로정수는 표 2에 나타내었다. 하드웨어 시험을 위한 구성은, 2KVA의 정격을 갖는 컨버터가 개방 Y-Y 및 Y-△ 변압기를 통하여 선로와 연결되었으며, DSP TMS320CV33을 이용하여 PWM 펄스를 형성하도록 제어하였다.
<표 2. 하드웨어 실험 회로정수>
전원 전압 3Φ 220[V]
주파수 60[Hz]
DC 캐패시터 3300[uF]
부하역률 0.73
부하 (R,L) 20[Ω], 50[mH]
부하용량 2[KVA]
위상변압기 용량 2[KVA]
단상보조변압기 용량 2[KVA]
도 9는 위상 변압기에서 합성된 컨버터 출력 전압파형(1) 및 이의 부분 확대도(A)와, 보조브리지회로의 전압
Figure 112005026706752-pat00053
(4) 및 이의 부분 확대도(D)이다. 이를 통하여 보조브리지회로에서 3-레벨 전압을 형성하는 것을 확인할 수 있으며 위상변압기에서 합성된 전압파형이 정현파로 형성되는 것을 확인할 수 있다.
도 10은 펄스다중화 보조브리지회로를 이용한 36-펄스 전압원 컨버터의 제어기를 투입하였을 때 STATCOM으로 동작하는 것을 확인한 것이다. 도 10에서 보는 바와 같이, 제어기 투입 후 한주기 내에 응답하는 것을 확인 할 수 있다. 또한 유도성 부하에 대하여 역률 보상이 이루어지는 것을 확인 할 수 있다.
도 11은 제어기 투입시
Figure 112005026706752-pat00054
기준값을 추종하는 파형과 STATCOM 제어기 투입시점에서 이루어지는 추종값의 과도상태와 전원전류의 역률보상을 확인한 파형이다. 도 11에 나타난 바와 같이, 본 발명의 실시예의 컨버터를 적용한 STATCOM은 지상부하에 대하여 용량성으로 동작하여 필요한 무효전력을 주입함으로써 역률을 1로 하는 것이 확인된다.
본 발명에 의한 다중펄스 전압원 컨버터 및 이를 적용한 무효전력 보상 장치는 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 다양한 형태로 변형, 응용 가능하며 상기 바람직한 실시예에 한정되지 않는다. 또한, 상기 실시예와 도면은 발명의 내용을 상세히 설명하기 위한 목적일 뿐, 발명의 기술적 사상의 범위를 한정하고자 하는 목적이 아니며, 이상에서 설명한 본 발명은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 상기 실시예 및 첨부된 도면에 한정되는 것은 아님은 물론이며, 후술하는 청구범위뿐만이 아니라 청구범위와 균등 범위를 포함하여 판단되어야 한다.
본 발명에 의하여, 외형 크기가 작고 제조비용이 낮은 새로운 구조의 다중펄스 전압원 컨버터를 얻을 수 있다.
특히, 2대의 6-펄스 컨버터브리지와 변압기가 펄스 다중화 보조브리지회로와 결합된 새로운 구조를 채용함으로써 36-펄스 전력변환기의 구현이 가능하도록 하였다.
제안된 시스템의 동작과 성능을, PSCAD/EMTDC 소프트웨어를 이용한 시뮬레이션과, 2KVA 용량의 하드웨어 프로토타입을 제작 및 시험을 통해 검증한 결과, 제안된 컨버터를 고성능의 대체에너지 전원장치 및 전력품질 보상장치로 활용이 가능함을 알 수 있었다.
따라서 제안된 다중펄스 전압원 컨버터는 외형이 적고 제작비용이 낮아 대체에너지에서 생산된 전력을 공급하는 전원장치, 그리고 정보통신기기와 자동화기기의 가용신뢰도 향상에 이용되는 전력품질 보상장치로써 적극 활용이 기대된다.

Claims (5)

  1. 개방 Y-Y 변압기(80) 및 Y-△ 변압기(90)의 2차측에 각각 연결된 2대의 컨버터(60, 70)를 기본 구성으로 하는 다중펄스 전압원 컨버터에 있어서,
    스위칭 신호의 입력에 따라 3 이상의 서로 다른 레벨의 전압을 교대로 출력하는 보조브리지 회로부(110); 및
    상기 보조브리지 회로부(110)에 연결되어, 변압비 k에 따라 상기 보조브리지 회로부(110)의 출력전압을 주입전압(Vaux)으로 변환하여 상기 2대의 컨버터(60, 70)로 출력하는 변압기(120)를 포함하는 보조회로(150)가 상기 2대의 컨버터(60, 70)에 결합된 것을 특징으로 하는 다중펄스 전압원 컨버터.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 보조브리지 회로부(110) 및 상기 변압기(120)에 연결되는 2개의 커패시터(112, 114)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중펄스 전압원 컨버터.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 보조브리지 회로부(110)는,
    서로 직렬 연결되고, 프리휠링 다이오드가 각각 병렬 결합된 제1, 제2, 제3 및 제4 스위칭 소자와,
    상기 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자의 공통단에 연결된 제1 다이오드와, 상기 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자의 공통단에 연결된 제2 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중펄스 전압원 컨버터.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 변압기(120)는,
    단일 변류비 k를 갖는 일반 변압기인 것을 특징으로 하는 다중펄스 전압원 컨버터.
  5. 제 1항 내지 제 4항의 어느 한 항에 기재된 다중펄스 전압원 컨버터를 포함하는 무효 전력 보상 장치.
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