KR20130132451A - 모듈 다중레벨 컨버터 - Google Patents

모듈 다중레벨 컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR20130132451A
KR20130132451A KR1020137013363A KR20137013363A KR20130132451A KR 20130132451 A KR20130132451 A KR 20130132451A KR 1020137013363 A KR1020137013363 A KR 1020137013363A KR 20137013363 A KR20137013363 A KR 20137013363A KR 20130132451 A KR20130132451 A KR 20130132451A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
converter
power electronic
rim
voltage
link
Prior art date
Application number
KR1020137013363A
Other languages
English (en)
Inventor
티모시 찰스 그린
마이클 마크 클로드 멜린
은남디 오케미
데이빗 레지날드 트레이너
Original Assignee
알스톰 테크놀러지 리미티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 알스톰 테크놀러지 리미티드 filed Critical 알스톰 테크놀러지 리미티드
Publication of KR20130132451A publication Critical patent/KR20130132451A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H02J3/1807—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using series compensators
    • H02J3/1814—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using series compensators wherein al least one reactive element is actively controlled by a bridge converter, e.g. unified power flow controllers [UPFC]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/36—Arrangements for transfer of electric power between ac networks via a high-tension dc link
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

고전압 직류 전력 전송(high voltage direct current power transmission) 및 무효 전력 보상에 사용되는 전력 전자 컨버터로서, 적어도 하나의 컨버터 림(converter limb)(32)을 포함한다. 상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림(32)은 사용시에 DC 네트워크(40)에 접속하기 위한 제1 DC 단자(34) 및 제2 DC 단자(36)들 및 AC 네트워크(42)에 접속하기 위한 AC 단자(38)들을 포함한다. 상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림(32)은 AC 단자(38)와 제1 DC 단자(34) 사이에 직렬접속된 제1 림 부(limb portion)(44) 및 AC 단자(38)와 제2 DC 단자(36) 사이에 직렬접속된 제2 림 부(46)를 형성한다. 각 림 부(44, 46)는 적어도 하나의 1차 스위칭 소자(primary switching element)(48)와 직렬접속된 체인-링크 컨버터(chain-link converter)(50)를 포함한다. 각 체인-링크 컨버터(50)는 직렬접속된 복수의 모듈(52)들을 포함하며, 각 모듈은 적어도 하나의 에너지 저장 디바이스(energy storage device)(56)에 연결된 적어도 하나의 2차 스위칭 소자(54)를 포함한다. 각 컨버터 림의 각 림 부의 상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자(48)는 각 체인-링크 컨버터(50)의 적어도 하나의 에너지 저장 디바이스(56)의 에너지 레벨(energy level)을 조절하기 위해 DC 순환 전류를 전달하는 순환 경로(circulation path)를 선택적으로 형성한다.

Description

모듈 다중레벨 컨버터{Modular Multilevel Converter}
본 발명은 고전압 직류(HVDC) 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용되는 전압원 컨버터에 관한 것이다.
전력전송망(power transmission network)에 있어서는, 일반적으로 가공선(overhead line) 및/또는 해저 케이블을 경유하여 전송하기 위해 교류(AC) 전력이 직류(DC) 전력으로 변환된다. 이 변환은 전송선로나 케이블에 의해 발생한 AC 정전 용량 부하 효과에 대한 보상의 필요성을 제거함으로써 전송선로 및/또는 케이블의 킬로미터 당 비용을 줄일 수 있다. 그에 따라 전력을 장거리로 전송할 때에 교류(AC)에서 직류(DC)로의 변환시 비용을 절감할 수 있다.
또한, 교류(AC)에서 직류(DC)로의 전력 변환은 서로 다른 주파수에서 동작하는 교류(AC) 네트워크들을 상호 연결하는 데 필요한 전력전송망에서도 사용된다.
이러한 전력전송망에서, 교류(AC) 및 직류(DC) 전력 간의 각 인터페이스에는 필요한 변환을 수행하기 위한 컨버터가 필요하며, 이러한 컨버터의 하나의 형태로 전압원 컨버터(VSC)가 있다.
전압원 컨버터의 한 일례로는, 도 1에 도시된 바와 같이, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT; insulated gate bipolar transistor)(10)와 역 병렬 다이오드(12)의 직렬접속 세트가 6개 포함되어 있다. IGBT(10)들은 직렬로 접속되어 함께 스위칭 됨으로써 수십에서 수백 MW의 높은 전력등급(power rating)의 실현을 가능하게 한다.
이러한 종래의 방법은 복잡하고 능동적인 IGBT 드라이브를 필요로 할 것이며, 컨버터 스위칭 중에 IGBT(10) 소자들의 직렬 스트링(series strings)을 가로지르는 고전압을 적절히 공유하는 것을 보장하기 위해 대규모의 수동 스너버(snubber) 부품이 필요한 경우도 있다. 또한, IGBT(10)는 AC 네트워크(14)에 공급되는 고조파 전류(harmonic current)를 제어하는 AC 공급 주파수의 각 주기(cycle)에 걸쳐 고전압에서 여러 번 온·오프 스위칭(switching) 될 필요가 있다. 이러한 요인들은 높은 손실, 높은 수준의 전자기 간섭과 복잡한 설계로 이어진다.
전압원 컨버터의 다른 예로, 도 2에 도시되어 있으며, 다중레벨 컨버터 구조를 갖추고 있다. 다중레벨 컨버터 구조는 직렬로 접속된 셀(18)의 컨버터 브리지(converter bridge)(16)를 포함하고, 각 컨버터 셀(18)은 커패시터(22)와 병렬 접속되는 한 쌍의 직렬 접속된 IGBT(20)소자를 포함한다. 각 컨버터 셀(18)은 시간차를 두고 스위칭 되고, 개개의 컨버터 셀(18)이 동시에 스위칭 되지 않고 컨버터의 스텝 전압(voltage step)이 비교적 작기 때문에, 직렬 접속된 IGBT의 직접 스위칭과 관련된 문제를 해소할 수 있다.
그러나 각 컨버터 셀(18)의 커패시터(22)는 다중레벨 컨버터 구조의 커패시터 단자에서의 전압 변동을 억제하기 위해 높은 용량 값(capacitive value)을 가져야 한다. 또한 6개의 직류 측 리액터(DC side reactor)(24)는 병렬 접속과 컨버터 림(converter limb)(26)의 동작을 할 수 있도록 요구되며, 기본적으로는 컨버터 림(26) 사이의 과도전류 흐름(transient current flow)을 제한하기 위해 사용된다.
이러한 요인들은 저장되는 에너지량이 상당하고, 장비의 선(先) 조립, 검사 및 수송이 곤란함에 따라 장치의 고비용, 대형화 및 중량화를 야기한다.
본 발명의 실시형태에 따르면, 고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용되는 전력 전자 컨버터(power electronic converter)로서, 사용시에 DC 네트워크(DC network)에 접속하기 위한 제1 및 제2 DC 단자 및 사용시에 AC 네트워크(AC network)에 접속하기 위한 AC 단자를 포함하는 적어도 하나의 컨버터 림(converter limb)을 포함하며,
상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림은 AC 단자와 제1 DC 단자 사이에 직렬접속된 제1 림 부 및 AC 단자와 제2 DC 단자 사이에 직렬접속된 제2 림 부(limb portion)를 형성하며,
각 림 부는 적어도 하나의 1차 스위칭 소자(primary switching element)에 직렬접속된 체인-링크 컨버터(chain-link converter)를 포함하며,
각 체인-링크 컨버터는 직렬접속된 복수의 모듈(module)을 포함하고,
각 모듈은 적어도 하나의 에너지 저장 디바이스에 연결된 2차 스위칭 소자를 적어도 하나 이상 포함하며,
각 컨버터 림의 각 림 부의 상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자는 각 체인-링크 컨버터의 적어도 하나의 에너지 저장 디바이스의 에너지 레벨(energy level)을 조절하기 위해 DC 순환 전류를 전달하는 순환 경로(circulation path)를 선택적으로 형성한다.
적어도 하나의 에너지 저장 디바이스의 에너지 레벨을 조절하기 위해 DC 순환 전류를 전달하는 순환 경로를 선택적으로 형성하는 것이 가능한 하나 이상의 1차 스위칭 소자들을 제공함으로써, 별도의 에너지 균형 디바이스를 필요로 하지 않는다. 그에 따라, 본 발명의 전력 전자 컨버터는 종래의 전력 컨버터에 비해 더 저렴하고, 더 작으며, 더 가벼울 뿐만 아니라, 동작시키고 제어하는 것 또한 더 간단해진다.
또한, 상기 전력 전자 컨버터는 넓은 범위(wide range)의 유효 및 무효 전력 동작 상태에서도 호환 가능하다.
상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자는 바람직하게는 순환 경로를 형성하기 위해 두 개의 림 부를 동시에 회로로 스위칭(switching)하도록 제어가능하다. 상기 순환 경로의 생성은 각 체인-컨버터의 에너지 저장 디바이스들 모두의 에너지 레벨을 조절하는 옵션(option)을 제공한다.
각 림 부의 상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자는 임의로 DC 순환 전류가 흐르는 시간을 제어하기 위하여 미리 정해진 중첩 주기 동안 순환 경로를 선택적으로 형성한다.
DC 순환 전류가 흐르는 시간을 제어할 수 있는 성능은 에너지 저장 디바이스에 저장되거나 제거되는 에너지의 범위에 변화를 줄 수 있으며, 에너지 저장 디바이스에 주어진 에너지를 원하는 양만큼 제거하거나 저장하는 것이 별도의 에너지 균형 디바이스 없이도 가능하도록 한다.
본 발명의 형태로서 바람직하게는, 상기 순환 경로는 DC 순환 전류의 크기를 변환하기 위한 적어도 하나의 DC 전류 변환기를 포함한다.
적어도 하나의 DC 전류 변환기를 포함하는 것은 별도의 에너지 균형 디바이스 없이도 에너지 저장 디바이스에 저장되거나 제거되는 에너지의 범위를 제어하는 옵션을 더 제공한다.
DC 전류 변환기는 미리 정해진 전압 레벨로부터 상기 에너지 저장 디바이스 또는 각 에너지 저장 디바이스의 전압과의 편차를 최소화하기 위하여 DC 순환 전류의 크기를 조절할 수 있다.
적어도 하나 이상의 에너지 저장 디바이스의 전압 레벨을 조절하는 것은 각 모듈의 전압 레벨의 균형을 맞추는 옵션을 제공한다. 이는 모듈 요소들이 설계 전압 제한 안에서 동작되도록 하기 위해 어느 특정한 모듈의 전압도 평균 모듈 전압(average module voltage)과 거의 같도록 유지되고, 안정-상태(steady-state) 동작과 고장 응답(fault responses)을 충족시키기 위해 결합된 모듈들이 적절한 범위의 컨버터 단자 전압을 생성시킬 수 있도록 하기 때문에 바람직하다.
본 발명의 바람직한 또 다른 실시형태로서, 상기 DC 전류 변환기는 적어도 하나의 상기 체인-링크 컨버터와, 상기 체인-링크 컨버터 또는 각 체인-링크 컨버터에 직렬접속된 적어도 하나의 1차 인덕터를 포함하고, 상기 체인-링크 컨버터 또는 각 체인-링크 컨버터는 상기 1차 인덕터 또는 각 1차 인덕터를 가로지르는 전압을 변화시킬 수 있도록 하여 DC 순환 전류의 크기를 조절할 수 있도록 가변 전압으로 동작한다.
상기 구성은 별도의 에너지 균형 디바이스 없이도 원하는 양의 에너지가 주어진 에너지 저장 디바이스로부터 제거되거나 저장되는 것이 쉽도록 한다.
상기 전력 전자 컨버터는 상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림의 상기 제1 및 제2 DC 단자 사이에 직렬 접속되고 상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림에 병렬 접속된 적어도 하나의 DC 링크 커패시터를 더 포함할 수 있다.
상기 DC 링크 커패시터 또는 각 DC 링크 커패시터는 DC 리플(ripple)의 존재를 최소화함으로써 DC 네트워크에 제공된 DC 전압을 조절하도록 동작할 뿐만 아니라, 또한 상기 순환 경로 또는 각 순환 경로에 포함된다.
상기 전력 전자 컨버터는 바람직하게는 상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림의 상기 제1 또는 제2 DC 단자 사이에서 상기 DC 링크 커패시터 또는 각 DC 링크 커패시터와 직렬 접속된 적어도 하나의 3차 인덕터를 더 포함한다.
적어도 하나의 3차 인덕터를 포함하는 것은 상기 전력 전자 컨버터 내부의 전류의 흐름에 대한 개선된 제어기능을 제공하며, 그에 따라 전력 전자 컨버터의 신뢰성을 증가시킨다.
선택적으로 상기 DC 전류 변환기는 적어도 하나의 가변 1차 인덕터를 포함하며, 이때 상기 가변 1차 인덕터 또는 각 가변 1차 인덕터는 DC 순환 전류를 변환할 수 있도록 자신의 인덕턴스를 변화시키는 것을 제어할 수 있게 된다.
적어도 하나의 1차 가변 인덕터는 에너지 조절 과정에서 능동적인 제어기능을 제공하는 데에 사용될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시형태로, 상기 체인-링크 컨버터들은 상기 AC 단자에서 전압 파형을 발생시키도록 동작가능하다.
각 체인-링크 컨버터의 각 모듈의 상기 2차 스위칭 소자 또는 각 2차 스위칭 소자는 단계적 가변 전압원을 제공하도록 상기 각 체인-링크 컨버터를 구성하도록 제어할 수 있다.
상기 특징들은 상기 AC - DC 네트워크간 전력 변환을 용이하게 하기 위해서 전력 전자 컨버터가 정류 및 변환 과정을 수행할 수 있게 해준다.
바람직하게는, 상기 전력 전자 컨버터는 각 AC 단자와 AC 네트워크 사이에 연결하여 사용하기 위해 상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림의 AC 단자와 직렬 접속된 적어도 하나의 2차 인덕터를 더 포함한다.
적어도 하나의 2차 인덕터를 포함하는 것은 상기 전력 전자 컨버터의 AC 측(AC side)의 AC 전류를 조절할 수 있도록 한다.
선택적으로, 상기 2차 인덕터 또는 각 2차 인덕터는 인덕턴스가 가변이도록 제어 가능하며, 그에 따라 각 순환 경로가 형성된 때 각 AC 단자와 AC 네트워크 사이에 AC 전류 파형 흐름을 발생시키게 한다.
상기 2차 인덕터는 에너지 조절 과정 중 AC 전류의 특성을 제어하며, 그에 따라 상기 연결된 AC 네트워크에 큰 영향을 미치는 일 없이, 직사각형, 삼각형 또는 톱니형 파형과 같은, 다양한 파형의 모양을 따르도록 변환될 수 있다.
바람직하게는, 상기 AC 전류 파형은 사인파 파형(sinusoidal waveform)에 가깝다.
고조파 왜곡을 최소한으로 하면서, 사인 파에 가까운 파형의 AC 전류를 발생시키는 것은, 상기 전력 전자 컨버터의 AC 측에 전력품질을 제어하기 위한 고조파 필터가 필요 없다는 것을 의미한다.
본 발명의 또 다른 실시형태로서, 적어도 하나의 모듈은 각 에너지 저장 디바이스에 병렬 접속된 복수의 직렬-접속 2차 스위칭 소자들을 포함한다.
바람직하게는, 0의 전압 또는 양(+)의 전압을 제공할 수 있고 두 방향으로 전류를 전도시킬 수 있는 2-상한 단극성 모듈(2-quadrant unipolar module)을 형성하기 위해, 상기 복수의 직렬-접속 2차 스위칭 소자들은 각 에너지 저장 디바이스와 하프-브릿지 구조(half-bridge arrangement)로 병렬 접속된다.
선택적으로, 0의 전압 또는 양(+)의 전압 또는 음(-)의 전압을 제공할 수 있고 두 방향으로 전류를 전도시킬 수 있는 4-상한 양극성 모듈(4-quadrant bipolar module)을 형성하기 위해, 상기 복수의 직렬-접속 2차 스위칭 소자들은 각 에너지 저장 디바이스와 풀-브릿지 구조(full-bridge arrangement)로 병렬 접속된다.
바람직하게는, 적어도 하나의 1차 스위칭 소자 또는 2차 스위칭 소자는 적어도 하나의 반도체 디바이스를 포함한다.
상기 반도체 디바이스는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor), 게이트 턴-오프 사이리스터(gate turn-off thyrister), 전계 효과 트랜지스터, 절연 게이트 정류 사이리스터 또는 통합 게이트 정류 사이리스터일 수 있다.
상기 1차 또는 2차 스위칭 소자는 대응하는 상기 반도체 디바이스에 병렬 접속된 역-병렬 다이오드(anti-parallel diode)를 더 포함할 수 있다.
반도체 디바이스들의 사용은 상기 디바이스들이 소형이고 가벼우며 상대적으로 낮은 전력 소모(dissipation)를 갖기 때문에 유리하며, 그에 따라 냉각 디바이스의 필요성을 최소화한다. 그에 따라 상기 디바이스들의 사용은 전력 컨버터의 비용, 크기 그리고 무게의 상당한 감소를 불러온다.
상기 반도체 디바이스들의 빠른 스위칭 성능은 전력 전자 컨버터가 상기 전력 전자 컨버터의 AC 측 및/또는 DC 측에 삽입하기 위한 복합 파형들을 합성(synthesize)하는 것을 가능하게 한다. 상기 복합 파형들의 삽입은, 예를 들어, 전형적으로 사이리스터 기반의 선-정류 전력 전자 컨버터(line-commutated thyristor-based power electronic converter)와 관련된 고조파 왜곡의 레벨을 최소화하는데에 사용될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시형태로서, 적어도 하나의 에너지 저장 디바이스는 커패시터, 연료 전지(fuel cell), 광전지(photovoltaic cell), 배터리 또는 정류기와 연합된 보조 AC 발전기이다.
각 에너지 저장 디바이스는 전압을 제공하기 위해 전기에너지를 저장하고 방출할 수 있는 디바이스일 수 있다. 이러한 유연성은 지역성 또는 수송의 어려움에 따라 장치의 가용성이 가변적인 서로 다른 지역에서 전력 전자 컨버터를 설계하는데에 유용하다. 예를 들어, 해상 풍력 발전소에서, 상기 에너지 저장 디바이스는 풍력 터빈에 연결된 보조 AC 발전기가 될 수 있다.
본 발명의 다른 실시형태로서, 각 림 부의 체인-링크 컨버터는 0의 전류 및/또는 전압 가까이에서도 각 림 부의 상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자의 스위칭이 가능하도록 하기 위해 전압이 가변이도록 제어가능하다.
낮은 또는 0의 전류 및/또는 전압에서의 상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자의 상기 스위칭은 각 1차 스위칭 소자에서의 스위칭 손실을 최소화하고, 그에 따라 전력 전자 컨버터의 전반적인 효율을 개선한다.
선택적으로, 전력 전자 컨버터는 복수의 컨버터 림을 포함하며, 각 컨버터 림은 사용시에 AC 네트워크의 각 위상(phase)에 연결을 위한 AC 단자를 포함한다.
상기 전력 전자 컨버터에 있어서, 각 컨버터 림의 체인-링크 컨버터들과 1차 스위칭 소자들의 직렬 접속은 다른 컨버터 림과는 독립적으로 동작하며, 그에 따라 상기 각 AC 단자들에 연결된 위상에 오직 직접적으로만 영향을 준다. 그 결과, 하나의 컨버터 림의 동작은 또 다른 컨버터 림의 AC 단자들에 연결된 위상에 최소한의 영향을 가진다.
도 1 및 도 2는, 종래 기술의 전압원 컨버터에 대한 도식이다.
도 3은 본 발명의 제1 형태에 따른 전력 전자 컨버터이다.
도 4는 체인-링크 컨버터를 사용한 50Hz 사인 파의 파형 합성이다.
도 5a 및 도 5b는 각각 AC 전압 파형의 양(positive)의 반-주기(half-cycles) 및 음(negative)의 반-주기의 생성을 나타낸다.
도 6은 AC 전압 파형의 단계적 근사치(step-wise approximation)를 나타낸다.
도 7a 및 도 7b는 각각 유효전력을 흡수하고 유효전력을 방출하는 체인-링크 컨버터에서 시간에 따른 에너지 변화를 보인다.
도 7c는 체인-링크 컨버터의 넷 제로 에너지 변화(net zero energy change)인 경우의 전력 특성을 보인다.
도 8은 도 3에 나타난 전력 전자 컨버터의 순환 경로의 생성을 보인다.
도 9는 도 8에 나타난 순환 경로의 확대된 모습을 보인다.
도 10a는 순환 경로가 형성된 경우 도 3에 나타난 전력 전자 컨버터의 AC 전압 변화를 보인다.
도 10b는 순환 경로가 형성되지 않은 경우 도 3에 나타난 전력 전자 컨버터의 AC 전압 변화를 보인다.
도 11은 본 발명의 제2 형태에 따른 전력 전자 컨버터이다.
본 발명의 제1 형태에 따른 전력 전자 컨버터(30)는 도 3에 나타나 있다.
전력 전자 컨버터(30)는 제1 DC 단자(34)와 제2 DC 단자(36) 및 AC 단자(38)를 포함하는 컨버터 림(32)을 포함한다.
사용시에, 제1 DC 단자(34) 및 제2 DC 단자(36)는 각각 DC 네트워크(40)의 양의 단자(positive terminal)와 음의 단자(negative terminal)에 연결되며, AC 단자(38)가 사용시에 AC 네트워크(42)에 연결되어 있을 때, 상기 양의 단자 및 음의 단자는 각각 +Vdc/2 와 -Vdc/2의 전압을 가진다.
상기 컨버터 림(32)은 제1 림 부(44)와 제2 림 부(46)를 형성한다. 상기 컨버터 림(32)에서, 상기 제1 림 부(44)는 AC 단자(38)와 제1 DC 단자(34) 사이에 직렬접속되고, 이때 상기 제2 림 부(46)는 AC 단자(38)와 제2 DC 단자(36) 사이에 직렬접속된다.
이러한 실시형태에서 각 림 부(44, 46)는 4개의 직렬-접속된 1차 스위칭 소자(48)를 포함한다. 또 다른 실시형태로서, 각 림 부는 각 림 부(44, 46)의 요구된 정격 전압(voltage rating)에 따라 4개 이상 또는 이하의 1차 스위칭 소자들을 포함할 수 있다.
각 림 부(44, 46)는 직렬-접속된 1차 스위칭 소자(48)들과 직렬 접속된 체인-링크 컨버터(50)를 더 포함한다. 이러한 실시형태에서 각 체인-링크 컨버터(50)는 직렬접속된 세 개의 모듈(52)들을 포함한다. 각 체인-링크 컨버터(50)의 모듈(52)의 개수는 각 림 부(44, 46)의 요구된 정격전압에 따르며, 또한 상기 요구된 정격전압에 따라 세 개 이상 또는 이하가 되기도 한다.
각 체인-링크 컨버터(50)의 각 모듈(52)은 음의 전압, 0의 전압, 또는 양의 전압을 제공하고 두 방향으로 전류를 전도시킬 수 있는 4-상한 양극성 모듈을 형성하기 위해 커패시터(56)에 병렬접속된 두 쌍의 2차 스위칭 소자(54)들을 포함한다.
본 발명의 다른 실시형태로서, 상기 제1 림 부(44)와 상기 각 제2 림 부(46)의 상기 복수의 직렬-접속된 1차 스위칭 소자(48)들과 상기 체인-링크 컨버터(50)의 직렬접속은, 1차 스위칭 소자(48)들과 체인 링크 컨버터(50)가 AC 단자(38)와 각 DC 단자(34, 36)들의 사이에 역순으로 연결되는 것이 가능하게 한다.
각 림 부(44, 46)는 체인-링크 컨버터(50)와 복수의 직렬-접속된 1차 스위칭 소자(48)들에 직렬 접속된 1차 인덕터(80)를 더 포함한다. 각 림 부(44, 46)의 상기 1차 인덕터는 각 체인-링크 컨버터(50)의 모듈(52)들에서의 커패시터(56)에 병렬접속된 기타 커패시터 사이의 과도전류 흐름을 제한할 수 있게 하며, 그에 따라 에너지 손실을 최소화한다.
전력 전자 컨버터(30)는 사용시에 AC 단자(38)와 AC 네트워크(42) 사이의 접속을 위해 컨버터 림(32)의 AC 단자(38)에 직렬접속된 2차 인덕터(58)를 더 포함한다. 2차 인덕터(58)는 AC 단자(38)와 AC 네트워크(42) 사이에 흐르는 AC 전류를 조절한다.
또한, 전력 전자 컨버터(30)는 제1 DC 단자(34)와 제2 DC 단자(36) 사이에 직렬 접속되고 컨버터 림(32)에 병렬 접속된 한 쌍의 DC 링크 커패시터(60)를 포함한다. 이러한 실시형태에서 한 쌍의 DC 링크 커패시터(60) 사이에 있는 접점(junction)(62)은 접지(64)와 연결을 형성한다. 미도시된 본 발명의 또 다른 실시형태에서 상기 접점(62)은 접지에 연결될 필요가 없다.
각 체인-링크 컨버터(50)들의 상기 모듈(52)들의 상기 2차 스위칭 소자(54)들은 단계적 가변 전압원을 제공하기 위해 각 체인-링크 컨버터(50)를 구성할 수 있도록 동작가능하다. 또한 2차 스위칭 소자(54)들은 AC 네트워크(42)의 기본 주파수에 가깝게 스위칭된다.
각 모듈(52)의 커패시터(56)는 2차 스위칭 소자(54)들의 상태를 변경함으로써 각 체인-링크 컨버터(50)를 바이패스(bypass)하거나 각 체인-링크 컨버터(50)에 삽입할 수 있다.
각 모듈(52)의 상기 커패시터(56)는 모듈(52) 내 단선(short circuit)을 형성하기 위해 두 쌍의 2차 스위칭 소자(54)들이 구성될 때 바이패스(bypass)한다. 이는 상기 전력 전자 컨버터(30)의 전류를 상기 단선으로 지나가고 커패시터(56)를 바이패스(bypass)하도록 하며, 상기 모듈(52)은 0의 전압을 제공하는 것이 가능해진다.
상기 커패시터(56) 내외로 컨버터 전류가 흐르도록 하는 한 쌍의 2차 스위칭 소자(54)들이 구성된 경우, 각 모듈(52)의 커패시터(56)는 각 체인-링크 컨버터(50)에 삽입된다. 상기 커패시터(56)는 전압을 제공하기 위해 저장된 에너지를 충전시키거나 방전하는 것이 가능하다. 4-상한 양극성 모듈(52)의 양방향 특성은 커패시터(56)가 모듈(52)에 정방향 또는 역방향으로 삽입되어 양의 전압 또는 음의 전압을 제공하는 것을 의미한다.
다중 모듈(52)의 커패시터(56)들의 삽입을 통해, 각 커패시터들의 전압을 상기 체인-링크 컨버터(50)에 제공함에 따라, 각 체인-링크 컨버터(50)에 각 개개의 모듈(52)에 가능한 전압보다 더 높은 결합 전압을 구축하는 것이 가능하다.
양의 전압 또는 음의 전압을 제공하는 4-상한 양극성 모듈(52)의 능력은 각 체인-링크 컨버터(50)를 가로지르는 전압이 양의 전압 또는 음의 전압을 제공하는 모듈(52)들의 조합으로부터 만들어진다는 것을 의미한다. 따라서, 모듈(52)들이 양의 전압과 음의 전압을 교대로 제공할 수 있도록 모듈(52)들을 제어함으로써 각 커패시터(56)들의 에너지 레벨은 최적의 레벨에서 유지될 수 있다.
미도시된 본 발명의 다른 실시형태에서, 각 체인-링크 컨버터의 각 모듈이 0의 전압 또는 양의 전압을 제공하고 두 방향으로 전류를 전도시킬 수 있는 2-상한 단극성 모듈을 형성하기 위해 하프-브릿지 구조로 각 커패시터에 병렬접속된 2차 스위칭 소자들의 직렬-접속 세트를 포함할 수 있다는 것을 예상할 수 있다.
상기 체인-링크 컨버터(50)의 각 모듈(52)들의 커패시터(56)들을 삽입 및/또는 바이패스(bypass)함으로써 상기 전압 파형을 생성할 수 있도록 각 모듈(52)의 스위칭 동작 타이밍을 변화시키는 것이 가능하다. 도 4에서는 상기 제1 형태에서 체인-링크 컨버터(50)를 사용하여 생성된 전압 파형의 한 예가 도시되어 있다. 상기 각 모듈(52)의 커패시터(56)들은 50Hz 사인 파형을 생성하기 위하여 서로 엇갈리게 삽입된다. 다른 파형 모양들은 체인-링크 컨버터(50)의 각 모듈(52)의 상기 스위칭 동작 타이밍을 조절함으로써 생성할 수 있다.
상기 실시형태에서 각 1차 스위칭 소자(48)와 2차 스위칭 소자(54)는 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)이다. 미도시된 본 발명의 다른 실시형태에서 하나 이상의 1차 스위칭 소자(48) 및 2차 스위칭 소자(54)는 다른 반도체 디바이스를 포함할 수 있고, 그 예로서 전계 효과 트랜지스터, 게이트-턴-오프 사이리스터, 절연 게이트 정류 사이리스터, 통합 게이트 정류 트랜지스터 또는 다른 강제 정류되거나 자기 정류된 반도체 스위치가 있다. 도 3에 도시된, 각 1차 스위칭 소자(48)와 2차 스위칭 소자(54)는 역-병렬 다이오드와 병렬 접속되어 있다.
전술한 반도체 디바이스들의 고속 스위칭 능력은 전력 전자 컨버터(30)가 전력 전자 컨버터(30)의 AC 측 및/또는 DC 측으로 투입하기 위한 복합 파형을 합성하게 한다. 예를 들어, 상기 복합 파형들의 삽입은 사이리스터-기반의 선-정류 전압원 컨버터에 전형적으로 연관된 고조파 왜곡의 레벨을 최소화하는데에 사용된다.
미도시된 본 발명의 또 다른 실시형태로서 예상되는 것은, 각 모듈(52)의 커패시터(56)는 연료 전지, 배터리, 광학 전지 또는 정류기와 결합한 보조 AC 발전기 등 다른 에너지 저장 디바이스로 대체될 수 있다.
사용시에 제1 림 부(44)와 제2 림 부(46)의 1차 스위칭 소자(48)는 각 DC 단자들(34, 36)과 AC 단자(38) 사이에서 회로 안팎으로 각 체인-링크 컨버터(50)를 스위칭하도록 동작가능하다. 상기 체인-링크 컨버터(50)들은 또한 상기 AC 네트워크(42)와 DC 네트워크(40) 사이에 전력 변환을 용이하게 하도록 상기 AC 단자(38)들에 전압 파형을 생성하도록 동작가능하다.
도 5a 및 도 5b는 상기 전력 전자 컨버터(30)가 컨버터 림(32)의 AC 단자(38)에서 AC 전압 파형의 양의 반-주기 및 음의 반-주기를 생성하는 동작을 보여준다.
상기 AC 전압 파형의 양의 반-주기(66)를 생성하기 위해, 제2 림 부(46)가 회로밖으로 스위칭되고 제1 림 부(44)의 체인-링크 컨버터(50)가 전압을 변화시키기 위해 제어되는 동안 제1 림 부(44)는 회로내로 스위칭된다. 도 5a에 나타나있듯이, 상기 체인-링크 컨버터(50)는 제1 DC 단자(34)의 전압을 상쇄하고, 그에 따라 AC 단자(38)에서의 양의 반-사인 파(66)를 합성하기 위해 전압이 변화한다.
상기 AC 전압 파형의 음의 반-주기(68)를 생성하기 위해, 제2 림 부(46)가 회로밖으로 스위칭되고 제2 림 부(46)의 체인-링크 컨버터(50)가 전압을 변화시키기 위해 제어되는 동안 제1 림 부(44)는 회로밖으로 스위칭된다. 체인-링크 컨버터(50)의 전압은 제2 DC 단자(36)에서의 전압을 상쇄시키고, 그에 따라 AC 단자(38)에서의 음의 반-사인 파(68)를 합성하기 위해 다시 변화한다.
바람직하게는, 도 6에 나타나 있듯이, 상기 체인-링크 컨버터(50)들은 단계적 근사(step-wise approximation)를 사용하여, 전압 파형(70)을 생성시키는 동작이 가능하다. 상기 체인-링크 컨버터들은 각 AC 단자에서의 출력 전압을 증가시키거나 감소시키는 전압 단계(72)를 제공하는 그들의 능력 때문에 단계적 파형 생성의 사용에 적합하다. 상기 전압 파형(70)의 단계적 근사는 전압 단계(72)의 수를 증가시키기 위해 낮은 전압 레벨을 갖는 많은 수의 모듈들을 사용하는 것에 의해 개선될 수 있다.
위에서 설명한 바와 같이, AC 전력을 DC 전력으로, 또는 그 반대로 변환하는 전력 전자 컨버터(30)의 동작 동안, 전력 전자 컨버터(30)의 AC 측과 DC 측의 전력 레벨은 연결된 AC 네트워크(42)와 DC 네트워크(40)에서 요구하는 유효전력 및 무효전력에 따라 변할 수 있다.
전력 전자 컨버터(30)의 상기 AC 측과 DC 측의 전력 레벨이 상이한 경우, 각 체인-링크 컨버터(50)는 전력 변환 과정 동안 유효 전력을 흡수하거나 방출한다. 이는 도 7a 및 도 7b에 나타나 있듯이, 각 체인-링크 컨버터(50)의 에너지 레벨(76a,76b)의 시간의 지남에 따른 증가 또는 감소로 이어진다. 에너지 레벨의 이러한 변화들은 각 모듈(52)을 과도한 전압 레벨로부터 완전히 방전되거나 손상되도록 하게 할 수 있다. 또한, 상기 변화들은 체인-링크 컨버터(50)들이 각 AC 단자(38)에서의 특정한 전압 파형을 합성하는데에 실패하도록 하게 할 수 있다.
도 7c에 나타나 있듯이, 시간이 지남에 따라 각 체인-링크 컨버터의 넷 제로 에너지 변화(net zero energy change)(76c)를 유지하는 것이 요구된다. 상기 전력 전자 컨버터(30)가 넷 제로 에너지 변화(76c)를 얻기 위해서는 하기와 같이 동작되도록 구성된다.
도 8 및 도 9의 가운데 부분에 도식되어 있듯이, 상기 AC 전압 파형이 양의 반-주기로부터 음의 반-주기로 변화하기 잠시 전에, 각 림 부(44, 46)의 1차 스위칭 소자(48)는 동시에 림 부(44, 46)를 회로로 스위칭하기 위해 켜진다. 두 세트의 1차 스위칭 소자(48)들은 미리 정해진 주기 동안, 한 예로 중첩 주기(82) 동안 켜진다. 도 8 및 도 9에 나타나 있듯이, 상기 1차 스위칭 소자(48)들이 동시에 켜지는 것은 컨버터 림(32)의 각 림 부(44, 46)와 DC 링크 커패시터(60)들을 포함하는 순환 경로(78)를 형성시킨다.
더 간단하게 하기 위해, DC-링크 커패시터(60)들의 쌍은 도 8 및 도 9에 각각 단일 DC 링크 커패시터로 나타나 있다.
상기 중첩 주기(82) 동안 상기 순환 경로(78)는 순환 경로(78)의 양쪽 방향으로 흐르게 할 수 있는 DC 순환 전류를 전달한다. 상기 DC 순환 전류는 각 체인-링크 컨버터(50)의 각 모듈(52)에서 원하는 레벨 값으로부터 벗어난 에너지 레벨을 가지는 어떤 커패시터(56)에 방전 전압을 저장하거나 과도한 전압을 제거하는데에 사용될 수 있다. 그 결과, 상기 DC 순환 전류는 각 체인-링크 컨버터(50)의 넷 제로 에너지 변화를 유지하게 한다.
특히, 상기 중첩 주기(82) 동안, 각 체인-링크 컨버터(50)는 상기 원하는 평균값으로부터 벗어난(또는 요구된 동작 범위에서 벗어난) 전압을 가지는 적어도 하나의 모듈(52)들을 삽입하도록 제어된다. 각 모듈(52)은 각 모듈(52)의 전압 레벨에 따라, 정방향 또는 역방향으로 삽입될 수 있고, 상기 모듈(52)들의 삽입으로 인해 DC 순환 전류가 모듈(52)을 통해 흐르도록 하여, 필요한 경우에, 각 커패시터(56)에서 방전된 에너지를 복구시키거나 각 커패시터(56)에서 과도한 에너지를 제거하도록 한다.
이미 원하는 에너지 레벨에 있는 주어진 체인-링크 컨버터(50)의 어떠한 커패시터(56)들도 바이패스(bypass)될 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시형태로서, 즉 커패시터 에너지 조절에 관하여, 커패시터의 전압 제거 또는 복구는, 중첩 주기(82)의 기간 및/또는 DC 순환 전류의 크기를 변화시키면서 제어된다. 예를 들면, 에너지 제거 또는 복구의 주어진 정도를 위해 중첩 주기(82)의 기간이 길어질수록 요구된 DC 순환 전류의 크기는 작아진다.
본 발명의 바람직한 실시형태에서 상기 중첩 주기(82)는 양의 반-주기(66)의 생성에서 음의 반-주기(68)의 생성으로의 변환(transition)에 걸쳐 있으며, 보다 바람직하게는 각 생성 부분에 동일하게 걸쳐진다. 상기의 동작은 커패시터 에너지 조절 과정이 전력 변환 과정으로 손쉽게 통합되도록 하며 그에 따라 전력 전자 컨버터(30)의 동작을 연속성 있게 한다.
바람직하게는 상기 DC 순환 전류의 크기는 각 체인-링크 컨버터가 모듈들을 삽입하거나 우회시킴으로써 변하며 이로써 각 체인-링크 컨버터(50)를 가로지르는 전압(51)을 변화시키고 연관된 1차 인덕터(80)를 가로지르는 전압을 차례로 변화시키도록 한다. 이러한 관점에서 각 체인-링크 컨버터(50) 및 연관된 1차 인덕터(80) 모두 DC 전류 변환기처럼 동작한다. 각 체인-링크 컨버터(50)의 상기와 같은 복합 전압 파형 생성 능력은 상기 DC 순환 전류가 상기 커패시터 에너지 균형 절차의 요구사항들에 정확하게 맞춰주기 위해 조절되도록 하게 한다.
미도시된 본 발명의 다른 실시형태에서, 상기 전력 전자 컨버터는 컨버터 림의 제1 DC 단자와 제2 DC 단자 사이에 있는 상기 한 쌍의 DC 링크 커패시터와 직렬 접속된 적어도 하나의 3차 인덕터를 더 포함한다. 또한, 상기 3차 인덕터는, 상기 설명과 같이 중첩 주기(82) 동안 형성됨에 따라 각 체인-링크 컨버터(50)을 가로지르는 전압을 변화시키는 순환 전류(78)의 일부를 형성하고, 또한 상기 3차 인덕터를 가로지르는 전압을 변화시키며, 그에 따라 DC 순환 전류의 크기에 대한 추가적인 제어를 제공한다.
도 8의 우측 부분에 도시되어 있듯이, 상기 커패시터 에너지 조절 과정을 거치면서, 제1 림 부(44)들은 제1 림 부(44)를 회로 밖으로 스위칭시킬 만큼 턴오프(turned off)되며 그에 따라 전자 전력 컨버터(30)가 AC 단자(38)에서의 AC 전압 파형의 음의 반-주기를 생성시키도록 한다.
유사하게, AC 전압 파형의 음의 반-주기로부터 양의 반-주기까지의 변환(transition) 이전에, 두 개의 림 부(44, 46)의 1차 스위칭 소자(48)들은 순환 경로(78)를 형성하고 그에 따라 커패시터 에너지 조절 과정이 일어나도록 하기 위해 다시 한번 동시에 켜진다.
도 10a는 각 반-주기 동안 커패시터 에너지 조절 과정이 일어나는 동안, 즉 각 중첩 주기(82)에 대한 상기 순환 경로(78)가 형성될 때 시간에 따른 AC 전압의 변화를 보여준다.
적어도 하나의 체인-링크 컨버터(50)를 DC 순환 전류의 크기를 변화하는데에 사용하는 경우의 대안으로서, 미도시된 본 발명의 실시형태는 가변 1차 인덕터의 형태인 각기 다른 DC 전류 변환기를 포함하는 것을 예상할 수 있다. 상기 가변 1차 인덕터는 인덕턴스를 변화시켜 그에 따라 자신을 가로지르는 전압(81)을 직접 변화시켜, 그에 따라 자신을 가로질러 흐르는 DC 순환 전류의 크기를 변화시킬 수 있도록 동작한다.
상기 중첩 주기(82) 동안, 각 체인-링크 컨버터(50)들 또는 모든 체인-링크 컨버터(50)들은 AC 단자(38)와 AC 네트워크(42) 사이를 흐르는 AC 전류(85)를 변환시킬 수 있도록 추가적으로 동작 될 것이며 그에 따라 상기 AC 전류(85)는 근사적으로 사인 파형에 가까운 형태로 흐른다. 이러한 방법으로 AC 전류를 제어하는 것은 상응하는 커패시터 에너지 조절 과정에 의해 AC 네트워크(42)가 최소한도로 영향을 받는 것이 보장되도록 도와준다.
또 다른 변화형태로서 미도시된 본 발명의 실시형태에서, 2차 인덕터(58)는 인덕턴스를 변화시킬 수 있도록 동작 되고 그에 따라 자신을 가로지르는 전압(59)을 직접 변화시킬 수 있고, 그에 따라 AC 단자(38)와 AC 네트워크(42) 사이를 흐르는 AC 전류(85)를 변화시키는 것을 예상할 수 있다.
도 10a에 나타나 있듯이, AC 전류(85)를 변화시킴에 따라, 상기 언급된 기술들 중 하나를 사용하는 것에 의해, 중첩 주기(82) 동안 AC 전압 파형(84a)의 모양은, 도 10b에 나타나 있는 정상의 AC 전압 파형(84b)의 모양과 유사하다.
상기 AC 전류(85)의 특성은 DC 순환 전류에 최소한으로 의존하며, 그에 따라 연결된 AC 네트워크(42)에 거의 영향을 주지 않으며, DC 순환 전류는 직사각형, 삼각형 그리고 톱니 파형 등과 같은 다양한 파형 모양으로 변화할 수 있다. 상기 DC 순환 전류의 모양을 만드는 것은 모듈 스위칭 주파수를 줄이고 DC 네트워크(40)에 제공된 DC 전압에서의 DC 리플(ripple)들을 최소화함으로써 전력 전자 컨버터(30)에 대한 최적화를 더 가능하게 한다.
상기 전력 전자 컨버터(30)에서의 상기 순환 경로(78)를 선택적으로 형성하도록 제어가능한 림 부(44, 46)들을 제공하는 것은 체인-링크 컨버터(50)들에서의 모듈(52)들의 전압들을 균형(balancing) 잡는 것, 즉 모듈(52)들의 커패시터들의 에너지 균형을 잡는 것을 가능하게 하며, 그에 따라 넓은 범위의 유효 및 무효 전력 동작 상태에서 호환 가능한 유연한(flexible) 전력 전자 컨버터 구조를 만든다.
상기 체인-링크 컨버터(50)들을 사용하여 DC 순환 전류의 크기를 조절하는 능력은 체인-링크 컨버터(50)와의 유효 전력 교환이 상황에 따라 크게 변하는 유효 및 무효 전력 동작 상태의 넓은 엔벨로프(envelope)에서 전력 전자 컨버터가 동작할 수 있도록 하기 때문에 바람직하다.
이에 더하여, 각 모듈(52)들의 전압 레벨의 균형을 잡는 능력, 즉 커패시터 에너지 레벨을 균형 잡는 능력은, 어느 특정한 모듈(52)의 전압이 평균 모듈 전압과 거의 동일하게 유지된다는 것을 의미하기 때문에 바람직하다. 이는 모듈 소자들이 전압 제한 설계대로 동작 되고 조합된 모듈들이 적절한 범위의 컨버터 단자 전압을 생성하고 그에 따라 안정-상태 동작과 고장 응답들을 만족시키는 것이 가능하도록 도와준다.
상기 체인-링크 컨버터(50)들을 모두 전력 변환하고 DC 순환 전류의 제어하는 데에 사용하는 것은 별도의 전압 균형 디바이스의 필요성을 제거한다. 이는 컨버터 하드웨어 비용, 크기 그리고 무게를 줄이는 것뿐만 아니라, 동작 과정 및 전력 전자 컨버터(30)의 제어 방식을 간단하게 한다.
게다가, 상기 중첩 주기 동안에서 체인-링크 컨버터(50)의 스위칭은 0의 전류 및/또는 전압에서 각 림 부(44,46) 내의 1차 스위칭 소자(48)들의 정류가 가능하도록 제어될 것이다. 낮은 또는 0의 전류 및/또는 전압에서의 각 1차 스위칭 소자(48)의 스위칭은 각 1차 스위칭 소자(58) 내에서의 스위칭 손실을 최소화하고 그에 따라 전력 전자 컨버터(30)의 전체 효율을 개선한다.
도 11은 본 발명의 제2 형태에 따른 전력 전자 컨버터(130)를 보여준다. 제2 전력 전자 컨버터(30)는 제1 전력 전자 컨버터(30)와 많은 요소들을 공유하며 이들은 같은 도면 번호를 사용하여 설계되었다.
제2 전력 전자 컨버터(130)는 세 개의 컨버터 림(32)을 포함한다. 각 컨버터 림(32)은 제1 전력 전자 컨버터(30)의 컨버터 림(32)과 구조 및 동작에서 유사하지만, 제2 전력 전자 컨버터(130)에서의 각 컨버터 림(32)의 AC 단자(38)는, 사용시에, 3상(three phase) AC 네트워크(42)의 각 위상(phase)에 연결되어 있다.
이에 더하여, 제2 전력 전자 컨버터(130)는 한 쌍의 DC 링크 커패시터(60) 대신에 단일 DC 링크 커패시터(60)를 포함한다. 단일 DC 링크 커패시터(60)는 제1 DC 단자(34)와 제2 DC 단자(36) 사이에 직렬로 접속되고, 각 컨버터 림(32)에 병렬 접속되어 있다.
미도시된 본 발명의 또 다른 실시형태에서 제1 DC 단자(34)와 제2 DC 단자(36) 사이에 분할 커패시터(split capacitor)가 포함될 수 있으며, 이때 분할 커패시터의 중점(mid point)은 접지(ground)와 연결되어 있다.
제2 전력 전자 컨버터(130)에서, 각 컨버터 림(32)에서의 1차 스위칭 소자(48)와 체인-링크 컨버터(50)들의 직렬 접속은 다른 컨버터 림(32)들과는 독립적으로 동작 된다. 상기 동작에 의해 각 AC 단자(38)에 연결된 위상(phase)에 오직 직접적으로 영향을 주며 다른 컨버터 림(32)들의 AC 단자(38)들에 연결된 위상들에는 최소한의 영향을 준다.
또 다른 실시형태에서, 상기 전력 전자 컨버터는, 어떠한 수의 컨버터 림들도 포함할 수 있으며, 각 컨버터 림은 사용시에 다상 AC 네트워크의 각 위상에 연결된 AC 단자를 포함한다.

Claims (24)

  1. 고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터로서, DC 네트워크(20)에 접속하기 위한 제1 및 제2 DC 단자와 사용시에 AC 네트워크에 접속하기 위한 AC 단자를 포함하는 적어도 하나 이상의 컨버터 림(converter limb)을 포함하며,
    상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림은 제1 DC 단자와 AC 단자 사이에 직렬로 접속된 제1 림 부(first limb portion) 및 제2 DC 단자와 AC 단자 사이에 직렬로 접속된 제2 림 부(second limb portion)를 형성하고,
    각 림 부는 적어도 하나의 1차 스위칭 소자(primary switching element)에 직렬접속된 체인-링크 컨버터(chain-link converter)를 포함하고,
    각 체인-링크 컨버터는 직렬접속된 복수의 모듈(module)을 포함하며,
    각 모듈은 적어도 하나의 에너지 저장 디바이스(energy storage device)에 연결되는 적어도 하나의 2차 스위칭 소자를 포함하고,
    각 컨버터 림의 각 림 부 내 상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자는 각 체인-링크 컨버터에 있는 적어도 하나의 에너지 저장 디바이스의 에너지 레벨(energy level)을 조절하기 위해 DC 순환 전류를 전달하는 순환 경로(circulation path)를 선택적으로 형성하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자는 상기 순환 경로를 형성하기 위해 회로 내로 두 개의 림 부를 동시에 스위칭하도록 제어가능한 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 각 림 부의 상기 1차 스위칭 소자 또는 각 1차 스위칭 소자는 DC 순환 전류가 흐르는 동안의 기간을 제어하기 위해 미리 정해진 중첩 주기(overlap period)를 위한 순환 경로를 선택적으로 형성하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 순환 경로는 DC 순환 전류의 크기를 조절하기 위한 DC 전류 변환기(DC current modifier)를 적어도 하나 이상 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 DC 전류 변환기 또는 각 DC 전류 변환기는 미리 정해진 전압 레벨과 상기 에너지 저장 디바이스 또는 각 에너지 저장 디바이스의 전압 사이의 편차(deviation)를 최소화하기 위하여 상기 DC 순환 전류의 크기를 조절하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서, 상기 DC 전류 변환기는 적어도 하나의 체인-링크 컨버터와 상기 체인-링크 컨버터에 직렬로 접속된 적어도 하나의 1차 인덕터(primary inductor)를 포함하며, 상기 체인-링크 컨버터 또는 각 체인-링크 컨버터는 가변 전압으로 동작되어 상기 1차 인덕터 또는 각 1차 인덕터를 가로지르는 전압을 변화시켜서 DC 순환 전류 크기를 변환시키도록 하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  7. 제4항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림의 상기 제1 및 제2 DC 단자 사이에 직렬로 접속되고 상기 컨버터 림 또는 각 컨버터 림에 병렬 접속된 적어도 하나의 DC 링크 커패시터(DC link capacitor)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  8. 제7항에 있어서, 상기 각 컨버터 림의 상기 제1 및 제2 DC 단자 사이에서 각 DC 링크 커패시터에 직렬 접속된 적어도 하나의 3차 인덕터(tertiary inductor)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  9. 제4항 또는 제5항에 있어서, 상기 DC 전류 변환기는 적어도 하나의 가변 1차 인덕터를 포함하고, 각 가변 1차 인덕터는 상기 DC 순환전류를 변경하기 위해 인덕턴스가 가변이도록 제어가능한 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 체인-링크 컨버터들은 AC 단자에서 전압 파형을 발생시키도록 동작가능한 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  11. 제10항에 있어서, 상기 각 체인-링크 컨버터는 가변전압으로 동작되어 순환 경로가 형성된 경우 상기 AC 단자와 상기 AC 네트워크와의 사이에 AC 전류 파형 흐름을 발생시키도록 하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  12. 제11항에 있어서, 각 체인-링크 컨버터의 각 모듈의 각 2차 스위칭 소자는 각 체인-링크 컨버터들이 단계적 가변 전압원을 제공하도록 구성될 수 있게 제어가능한 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  13. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 AC 단자와 AC 네트워크 사이에 접속되어 사용시에 각 컨버터 림의 상기 AC 단자들과 직렬로 접속된 2차 인덕터를 적어도 하나 이상 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  14. 제13항에 있어서, 상기 2차 인덕터는 각 순환 경로가 형성된 때 상기 각 AC 단자와 상기 AC 네트워크 사이에 AC 전류 파형 흐름을 발생시킬 수 있도록 인덕턴스가 가변이 되도록 제어가능한 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  15. 제10항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 AC 전류 파형은 근사(near approximation) 사인(sinusoidal) 파형인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  16. 제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 모듈은 각 에너지 저장 디바이스에 병렬 접속된 복수의 직렬-접속 2차 스위칭 소자들을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  17. 제16항에 있어서, 상기 복수의 직렬-접속 2차 스위칭 소자들은 영(zero)의 전압 또는 양(+)의 전압을 제공하고 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 2-상한 단극성 모듈(2-quadrant unipolar module)을 형성하기 위해 각 에너지 저장 디바이스에 하프-브릿지 구조(half-bridge arrangement)로 병렬 접속된 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  18. 제15항에 있어서, 복수의 직렬-접속된 2차 스위칭 소자들은 음(-)의 전압, 영(zero)의 전압 또는 양(+)의 전압을 제공하고 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 4-상한 양극성 모듈(4-quadrant bipolar module)을 형성하기 위해 각 에너지 저장 디바이스에 풀 브릿지 구조(full-bridge arrangement)로 병렬 접속된 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  19. 제1항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 1차 스위칭 소자 또는 2차 스위칭 소자는 적어도 하나의 반도체 디바이스를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  20. 제19항에 있어서, 상기 반도체 디바이스 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 게이트 턴 오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터, 절연 게이트 정류 사이리스터 또는 통합 게이트 정류 사이리스터인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  21. 제19항 또는 제20항에 있어서, 상기 적어도 하나의 1차 스위칭 소자 또는 2차 스위칭 소자는 각각의 대응하는 반도체 디바이스와 병렬 접속된 역 병렬 다이오드(anti-parallel diode)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  22. 제1항 내지 제21항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 에너지 저장 디바이스는 커패시터, 연료전지, 광전지(photovoltaic cell), 배터리 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  23. 제1항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서, 각 림 부의 상기 체인-링크 컨버터는 0의 전류 및/또는 전압에 가까울 때에 각 림 부의 각 1차 스위칭 소자들의 스위칭이 가능할 만큼 가변전압을 제어 가능한 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  24. 제1항 내지 제23항 중 어느 한 항에 있어서,
    다중 컨버터 림(multiple converter limb)을 포함하며, 각 컨버터 림은 사용시에 AC 네트워크의 각 위상에 연결하기 위한 AC 단자를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
KR1020137013363A 2010-10-27 2010-10-27 모듈 다중레벨 컨버터 KR20130132451A (ko)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/EP2010/066278 WO2012055435A1 (en) 2010-10-27 2010-10-27 Modular multilevel converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20130132451A true KR20130132451A (ko) 2013-12-04

Family

ID=44357977

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020137013363A KR20130132451A (ko) 2010-10-27 2010-10-27 모듈 다중레벨 컨버터

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8848401B2 (ko)
EP (1) EP2633612A1 (ko)
KR (1) KR20130132451A (ko)
CN (1) CN103283140B (ko)
BR (1) BR112013010226A2 (ko)
CA (1) CA2815394A1 (ko)
WO (1) WO2012055435A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017104921A1 (ko) * 2015-12-14 2017-06-22 주식회사 효성 컨버터의 접지를 위한 단락장치

Families Citing this family (71)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102804571B (zh) 2009-06-15 2015-05-13 阿尔斯通技术有限公司 转换器
KR101507560B1 (ko) 2009-07-31 2015-04-07 알스톰 그리드 유케이 리미티드 구성 가능한 하이브리드 컨버터 회로
WO2011098117A1 (en) * 2010-02-09 2011-08-18 Areva T&D Uk Limited Converter for high voltage dc dc transmission
WO2011113471A1 (en) 2010-03-15 2011-09-22 Areva T&D Uk Ltd Static var compensator with multilevel converter
DK2556585T3 (da) * 2010-04-08 2014-05-05 Alstom Technology Ltd Hybrid højspændingsjævnstrømskonverter
KR101719393B1 (ko) * 2010-04-15 2017-03-23 제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하 하이브리드 2-레벨 및 멀티레벨 ｈｖｄｃ 컨버터
CA2802933C (en) 2010-06-18 2018-01-02 Alstom Technology Ltd Converter for hvdc transmission and reactive power compensation
KR101797796B1 (ko) * 2010-07-30 2017-11-15 제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하 Ｄｃ측 단락을 핸들링하기 위해 풀브리지 셀을 포함하는 ｈｖｄｃ 컨버터
WO2012025142A1 (en) * 2010-08-24 2012-03-01 Alstom Grid Uk Limited Hvdc converter with neutral-point connected zero-sequence dump resistor
US9350250B2 (en) 2011-06-08 2016-05-24 Alstom Technology Ltd. High voltage DC/DC converter with cascaded resonant tanks
CA2834054A1 (en) * 2011-06-29 2013-01-03 Alstom Technology Ltd Converter
US9509218B2 (en) 2011-08-01 2016-11-29 Alstom Technology Ltd. DC to DC converter assembly
EP2777127B1 (en) 2011-11-07 2016-03-09 Alstom Technology Ltd Control circuit
EP2781015B1 (en) 2011-11-17 2016-11-02 General Electric Technology GmbH Hybrid ac/dc converter for hvdc applications
CA2865447C (en) 2012-03-01 2019-03-12 Alstom Technology Ltd Control circuit
IN2014MN02058A (ko) 2012-03-22 2015-08-21 Alstom Technology Ltd
NL2009220C2 (en) * 2012-07-23 2014-01-27 Univ Delft Tech Electrical power converter.
NL2010191C2 (en) * 2012-07-23 2014-01-27 Univ Delft Tech Electrical power converter.
CN102856881B (zh) * 2012-09-05 2015-01-21 华北电力大学 一种全桥mmc-hvdc直流故障分类检测与保护方法
JP5993675B2 (ja) * 2012-09-14 2016-09-14 株式会社日立製作所 電力変換装置，電力変換システム及び電力変換装置の制御方法
US9431918B2 (en) 2012-09-28 2016-08-30 General Electric Company Grounding scheme for modular embedded multilevel converter
US9559611B2 (en) 2012-09-28 2017-01-31 General Electric Company Multilevel power converter system and method
US9312783B2 (en) 2012-12-18 2016-04-12 General Electric Company Voltage source current controlled multilevel power converter
US9941813B2 (en) 2013-03-14 2018-04-10 Solaredge Technologies Ltd. High frequency multi-level inverter
EP2814166B1 (en) * 2013-06-10 2017-11-15 General Electric Technology GmbH An alternate arm converter
DE102013109714A1 (de) * 2013-09-05 2015-03-05 Ge Energy Power Conversion Gmbh Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Schaltung sowie elektrische Schaltung
US10069430B2 (en) 2013-11-07 2018-09-04 Regents Of The University Of Minnesota Modular converter with multilevel submodules
CN103715930B (zh) * 2013-11-25 2016-09-21 国家电网公司 一种提升柔性直流输电系统容量的方法
CN104811073B (zh) * 2014-01-24 2019-05-31 通用电气能源电能变换科技有限公司 变换器模块、装置、系统和相关方法
CN103762867B (zh) * 2014-01-28 2016-07-06 华南理工大学 双输入三相九开关组mmc整流器及其控制方法
WO2015142324A1 (en) 2014-03-19 2015-09-24 General Electric Company Hybrid three-level npc thyristor converter with chain-link strings as inner ac switches
US9318974B2 (en) 2014-03-26 2016-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter with flying capacitor topology
EP2953255A1 (en) * 2014-06-05 2015-12-09 Alstom Technology Ltd. Hybid voltage source converter and control thereof
EP2961057A1 (en) * 2014-06-26 2015-12-30 Alstom Technology Ltd. Voltage source converter and control thereof
US9871437B2 (en) 2014-07-10 2018-01-16 University-Industry Foundation(UIF) Fault current reduction structure of multi-level converter and apparatus using the fault current reduction structure
EP3006948A1 (en) * 2014-10-07 2016-04-13 Alstom Technology Ltd Synthetic test circuit
WO2016026913A1 (en) * 2014-08-19 2016-02-25 Alstom Technology Ltd Synthetic test circuit
US9537421B2 (en) * 2014-08-22 2017-01-03 General Electric Company Multilevel converter
WO2016034523A1 (en) * 2014-09-02 2016-03-10 Alstom Technology Ltd Synthetic test circuit
EP2993482A1 (en) * 2014-09-02 2016-03-09 Alstom Technology Ltd Synthetic test circuit
DE102014219789A1 (de) * 2014-09-30 2016-03-31 Siemens Aktiengesellschaft Modularer Multilevelumrichter mit zentralem Kondensator am Zwischenkreis
GB2534348A (en) * 2014-11-21 2016-07-27 Reinhausen Maschf Scheubeck Active Snubber
KR101711948B1 (ko) * 2014-12-29 2017-03-03 주식회사 효성 Ｍｍｃ 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치
US9843270B2 (en) * 2015-01-13 2017-12-12 Hamilton Sundstrand Corporation Phase leg arrangements for multilevel active rectifiers
EP3062413A1 (en) * 2015-02-27 2016-08-31 Alstom Technology Ltd Voltage source converter and control thereof
KR20160117974A (ko) 2015-04-01 2016-10-11 연세대학교 산학협력단 Dc 사고 차단을 위한 서브모듈의 커패시터 과전압 보호 장치
GB2537608B (en) * 2015-04-17 2019-05-22 General Electric Technology Gmbh Improvements in or relating to voltage source converters
US10666058B2 (en) * 2015-06-04 2020-05-26 Bloom Energy Corporation Intergrated fuel cell and energy storage systems and method of operating thereof
CN104917393B (zh) * 2015-06-09 2018-02-16 合肥科威尔电源系统有限公司 一种基于mmc技术的光伏储能一体化直流变换器结构
CN108604797B (zh) 2015-06-29 2020-03-10 Abb瑞士股份有限公司 多电平功率变流器及用于控制多电平功率变流器的方法
GB2541007B (en) * 2015-08-05 2017-12-13 General Electric Technology Gmbh Voltage source converter
GB201514330D0 (en) * 2015-08-12 2015-09-23 Isis Innovation Smart cells and control methods and systems
GB2541410A (en) * 2015-08-18 2017-02-22 Alstom Technology Ltd Voltage source converter and control thereof
GB2541428B (en) * 2015-08-19 2017-11-08 General Electric Technology Gmbh Voltage source converter
GB2548133B (en) * 2016-03-09 2018-10-10 General Electric Technology Gmbh A voltage source converter for use in high voltage direct current power transmission
CN106127237B (zh) * 2016-06-17 2019-11-19 东北电力大学 基于谱聚类的含vsc-hvdc交直流系统最优解列断面搜索方法
CN106100397B (zh) * 2016-08-22 2019-02-01 华为技术有限公司 一种模块化多电平变换器
EP3297149B1 (en) * 2016-09-15 2019-03-20 General Electric Technology GmbH Parallel-connected converter assembly
US10622916B1 (en) * 2017-01-13 2020-04-14 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and direct-current power transmission system
CN110326218B (zh) * 2017-02-15 2021-01-12 Abb瑞士股份有限公司 具有磁耦合设备的半导体开关
JP7398961B2 (ja) 2017-06-12 2023-12-15 ティーエーイー テクノロジーズ， インコーポレイテッド マルチレベルマルチ象限ヒステリシス電流コントローラおよびその制御のための方法
FR3074984B1 (fr) * 2017-12-08 2020-12-25 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Convertisseur continu-continu avec pre-charge d’un premier reseau electrique a partir d’un deuxieme reseau electrique
US11626811B2 (en) * 2018-01-25 2023-04-11 Auckland Uniservices Limited Multi-level modular converter
EP3614552B1 (en) * 2018-08-24 2021-05-19 General Electric Technology GmbH Voltage source converter
EP3621193A1 (en) * 2018-09-06 2020-03-11 ABB Schweiz AG Artificial stable short circuit failure mode function by using parallel modules for each switching function
CN109703384B (zh) * 2018-12-29 2023-08-29 苏州唯控汽车科技有限公司 模块化车用电池系统单相充电和三相逆变行驶互锁装置
EP3713073A1 (de) * 2019-03-19 2020-09-23 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichter und verfahren zu dessen regelung
EP3840159B1 (en) 2019-12-20 2023-08-23 Hitachi Energy Switzerland AG Transformer arrangement
CN111756051B (zh) * 2020-05-21 2022-01-25 国网浙江省电力有限公司电力科学研究院 一种直流输电无功补偿装置、控制方法及系统
CN112072940B (zh) * 2020-09-08 2022-02-18 南京南瑞继保电气有限公司 有源模块化的换流链、换流器控制方法及装置、电子设备
WO2023230679A1 (pt) * 2022-06-01 2023-12-07 Weg Drives & Controls - Automação Ltda Método de modulação para operar um mmc para maximizar a tensão de modo comum reduzindo correntes circulantes, e meio legível por máquina

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5075838A (en) * 1990-04-10 1991-12-24 York International Corporation Energy efficient voltage snubber circuit
US5499178A (en) * 1991-12-16 1996-03-12 Regents Of The University Of Minnesota System for reducing harmonics by harmonic current injection
US5345375A (en) * 1991-12-16 1994-09-06 Regents Of The University Of Minnesota System and method for reducing harmonic currents by current injection
US5936855A (en) * 1996-09-03 1999-08-10 Mercury Electric Corporation Harmonic correction of 3-phase rectifiers and converters
US5892677A (en) * 1997-06-02 1999-04-06 Reliance Electric Industrial Company Adaptive overlapping communication control of modular AC-AC converter and integration with device module of multiple AC-AC switches
US6847531B2 (en) * 2001-01-02 2005-01-25 General Electric Company System and method for regenerative PWM AC power conversion
US6969967B2 (en) * 2003-12-12 2005-11-29 Ut-Battelle Llc Multi-level dc bus inverter for providing sinusoidal and PWM electrical machine voltages
DE102005042319A1 (de) * 2005-09-06 2007-03-08 Siemens Ag Weitspannungs-Umrichter
US20080252142A1 (en) * 2005-09-09 2008-10-16 Siemens Aktiengesellschaft Apparatus for Electrical Power Transmission
DE102005045090B4 (de) 2005-09-21 2007-08-30 Siemens Ag Verfahren zur Steuerung eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern
CN101523710B (zh) * 2006-06-06 2014-03-05 威廉·亚历山大 通用功率变换器
US8723365B2 (en) * 2006-06-16 2014-05-13 Ecole Polytechnique Federale De Lausanne (Epfl) Device for feeding a charge including integrated energy storage
KR100795752B1 (ko) * 2006-07-06 2008-01-21 명지대학교 산학협력단 펄스다중화 보조회로를 이용한 전압원 컨버터의 직류송전시스템
JP5189105B2 (ja) * 2006-12-08 2013-04-24 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト 電流変換装置
CA2671817C (en) * 2006-12-08 2016-09-13 Siemens Aktiengesellschaft Control of a modular converter with distributed energy stores
JP5527497B2 (ja) * 2008-01-11 2014-06-18 富士電機株式会社 交流電動機駆動回路及び電気車駆動回路
DE102008014898B4 (de) 2008-03-19 2018-09-27 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Steuerung eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern bei niedrigen Ausgangsfrequenzen
US8879291B2 (en) 2009-02-09 2014-11-04 Alstom Technology Ltd. Multilevel voltage source converter
EP2416486B1 (en) * 2009-03-30 2018-05-30 Hitachi, Ltd. Power conversion device
CN102804571B (zh) 2009-06-15 2015-05-13 阿尔斯通技术有限公司 转换器
US8704498B2 (en) * 2009-06-15 2014-04-22 Alstom Technology Ltd. Converter
WO2010149200A1 (en) 2009-06-22 2010-12-29 Areva T&D Uk Limited Converter
EP2460265A1 (en) * 2009-07-31 2012-06-06 Alstom Grid UK Limited Converter with active fault current limitation
KR101507560B1 (ko) * 2009-07-31 2015-04-07 알스톰 그리드 유케이 리미티드 구성 가능한 하이브리드 컨버터 회로
WO2011015227A1 (en) 2009-08-03 2011-02-10 Areva T&D Uk Limited Converter with reactive power compensation
WO2011113471A1 (en) 2010-03-15 2011-09-22 Areva T&D Uk Ltd Static var compensator with multilevel converter
DK2556585T3 (da) * 2010-04-08 2014-05-05 Alstom Technology Ltd Hybrid højspændingsjævnstrømskonverter
CA2802933C (en) * 2010-06-18 2018-01-02 Alstom Technology Ltd Converter for hvdc transmission and reactive power compensation
KR101797796B1 (ko) * 2010-07-30 2017-11-15 제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하 Ｄｃ측 단락을 핸들링하기 위해 풀브리지 셀을 포함하는 ｈｖｄｃ 컨버터
US20120120697A1 (en) * 2010-11-13 2012-05-17 Cuks, Llc. Three-phase isolated rectifer with power factor correction
US8687388B2 (en) * 2012-01-31 2014-04-01 Delta Electronics, Inc. Three-phase soft-switched PFC rectifiers

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017104921A1 (ko) * 2015-12-14 2017-06-22 주식회사 효성 컨버터의 접지를 위한 단락장치

Also Published As

Publication number Publication date
US8848401B2 (en) 2014-09-30
US20130279211A1 (en) 2013-10-24
CN103283140B (zh) 2015-07-29
CA2815394A1 (en) 2012-05-03
WO2012055435A1 (en) 2012-05-03
EP2633612A1 (en) 2013-09-04
BR112013010226A2 (pt) 2016-09-13
CN103283140A (zh) 2013-09-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8848401B2 (en) Modular multilevel power electronic converter having selectively definable circulation path
US8867242B2 (en) Hybrid 2-level and multilevel HVDC converter
EP2727234B1 (en) Converter
US8837176B2 (en) Converter with reactive power compensation
KR101670309B1 (ko) 컨버터
US8704498B2 (en) Converter
US8854843B2 (en) HVDC converter with neutral-point connected zero-sequence dump resistor
KR101507560B1 (ko) 구성 가능한 하이브리드 컨버터 회로
US8879291B2 (en) Multilevel voltage source converter
KR20130006613A (ko) 다중레벨 컨버터를 갖는 정지형 무효전력 보상장치
US20160141962A1 (en) Converter
Tardelli et al. A unidirectional flying chain-link modular multilevel rectifier (FCL-MMR) with reduced energy storage for offshore wind integration

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid