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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung für einen aus einem einphasigen Wechselstromnetz gespeisten ein- oder mehrfachen Vierquadranten-Netzstromrichter, der entweder mit GTO-oder IGBT-Schaltventilen aufgebaut ist, eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, wobei ein Zwischenkreis-Spannungsregler die Amplituden von Wlrk- und Blindstrom vorgibt, die Amplitude der Grundschwingung der Netzspannung gemessen wird und eine Synchronisation der Regelung mit der Netzspannung erfolgt.
Ein entsprechendes Verfahren Ist in der US 4 663 702 geoffenbart. Dort wird eine Regelung für einen einphasigen Netzstrom-Umrichter beschrieben, mit dem die Streuinduktivität der Eingangstransformatoren bzw. die Netzstromrippel bzw. die erforderliche Schaltfrequenz reduziert wird. Die Regelung selbst ist in verschiedenen Varianten, so auch in Form eines Zwischenkreisspannungsreglers mit einem Blindstromregier und einer Synchronisation der Regelung mit der Netzspannung geoffenbart.
Die EP 642 211 offenbart ein aktives Filter für den Zwischenkreis eines einphasigen Span- nungszwischenkrels-Umrichters, mit dem die Welligkeit der Zwischenkreisspannung unterdrückt werden soll Die Regelung des Netzstromrichters ist zweischleifig ausgeführt, es wird jedoch kein Hinweis auf das Regelungsverfahren selbst gegeben.
Bel einphasig aus dem Wechselstromnetz gespeisten Vierquadrantenantrieben hoher Leistung, wie sie beispielsweise bei elektrischen Triebfahrzeugen zum Einsatz kommen, werden als Einspeisestromrichter mehrere parallel geschaltete Vierquadrantenstromrichter (4QS) eingesetzt.
Durch eine geeignete Regelung sind die 4QS so anzusteuern, dass die Spannung im Zwischenkreis konstant gehalten wird und der Strom im Netz (in) möglichst gut der idealen Sinusform angenähert wird. In der Literatur sind dazu mehrere Verfahren bekannt, wobei durchwegs eine Kaskadenstruktur mit unterlagerter Strom regelung zum Einsatz kommt. Zur Ansteuerung des 4QS werden bevorzugt Pulsmusterverfahren eingesetzt, da sie eine gezielte Einflussnahme auf das Störstromspektrum ermöglichen und sich zudem eine versetzte Taktung mehrerer parallel arbeitender 4QS einfach erzwingen lässt. Das Pulsmuster wird meist mit der Dreleckmodulation eingestellt. Derartiges ist aus der Dissertation von A.
Trenner, "Optimierung der Spannungspulsmuster und Sensitivitätsüberlegungen bei hochdynamischen Antrieben mit Asynchronmaschinen", Technische Universität Wien, 1991 bekannt.
Bei hohen Schaltfrequenzen kann direkt der Momentanwert des Stromes mit einem konventionellen P-oder PI-Regler geregelt werden. Dabei stellt sich im eingeschwungenen Zustand stets eine bleibende Phasenabweichung zwischen ist-und Sot ! strom ein (Schleppfehler). Bei niedrigen Schaltfrequenzen wird der Schleppfehler so gross, dass der Strom mit konventionellen Reglern nicht mehr zuverlässig gefuhrt werden kann. Die Stromnchterspannung wird dann überwiegend gesteuert vorgegeben, indem sie mit einem Transformator-Modell aus dem Sollstrom berechnet wird. Eine überlagerte Regelung erfasst die Grundschwingung mittels einer diskreten FourierTransformation (DFT) und regelt die Amplitude und Phase des Stromes aus. Die Dynamik der Regelung ist durch die zur DFT erforderliche Messzeit begrenzt. Obiges ist der Dissertation von G.
Stanke, Untersuchung von Modulationsverfahren für Pulsstromrichter mit hohen dynamischen Anforderungen bei beschränkter Schaltfrequenz", Technische Hochschule Aachen, 1987 und dem Artikel von de Jager W. A. G., Tubbing G. H. und Ridderkerk H., "A vector oriented control strategy for a 4-quadrant line side converter" EPE - European conference on Power Electronics and Applications, Brighton 1993, Seiten 213-217 zu entnehmen.
Die derzeit zur Regelung von Vierquadrantenstromrichtern eingesetzten digitalen Regelkreise können den Strom des Gleichrichters sinusförmig in beliebiger Phasenlage zur Netzspannung einstellen. Das Regelsystem muss dabei mit der Netzspannung synchronisiert werden, d. h. das im Mikrocomputer berechnete Sinus-Referenzsystem, mit dem der zeitliche Sollstromverlauf für den Stromregier berechnet wird, muss in Phase zur Netzspannung eingestellt werden.
Bekannte Verfahren verwenden zur Synchronisation Phase-locked-loops (PLLs), bei denen die
Phasenverschiebung zwischen Netzspannung und internem Referenzsystem durch Detektion der Netzspannungsnulldurchgänge gemessen wird. Die Phasenabweichung wird durch einen Regel- kreis zu Null aus-geregelt, Indem das interne Referenzsystem entsprechend phasenverschoben wird. Problematisch bei dieser Art der Synchronisation ist die Detektion der Spannungsnull- durchgänge, insbesondere bei stark verzerrter Netzspannung, bei der infolge von hochfrequenten
Harmonischen sogar Mehrfachnulldurchgange auftreten können.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, ein neues Verfahren zur Regelung für einen Vierquadranten-Netzstromrichter zu schaffen, bei dem die obigen Nachteile vermieden werden und dass für einen mit GTO- oder IGBT-Schaltventilen aufgebauten Netzstromrichter gleich gut geeignet ist.
Die Aufgabe wird durch die Erfindung gelöst, welche dadurch gekennzeichnet ist, dass die Amplituden von Wirk- und Blindstrom auf zulässige Werte begrenzt werden und anschliessend der Stromsollwert voreilend berechnet wird, und dass der Istwert der Zwischenkreisspannung durch gleitende Mittelwertbildung gefiltert wird, und dass ein linearer Regler höherer Ordnung, der die Struktur eines sogenannten Kontrollbeobachters aufweist, den Momentanwert des Stromes regelt, und dass zusätzlich zur Amplitude die Phase der Grundschwingung der Netzspannung und die Amplitude und die Phase von Oberschwingungen der Netzspannung gemessen werden, und dass der Regler durch eine Aufschaltung der Netzspannung, die ein Netzspannungs-Prädiktor liefert, unterstützt wird.
Das erfindungsgemässe Regelungsverfahren ist sowohl für hohe als auch für niedrige Schaltfrequenzen geeignet und zeichnet sich durch eine hohe Dynamik aus, da direkt der Momentanwert des Stromes geregelt wird. Die Regelung führt durch den hochdynamischen Kontrollbeobachter den Strom auch bei niedrigen Schaltfrequenzen zuverlässig. Es steht somit ein Regelungsverfah-
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frequent taktende GBT-4QS eignet.
Von Vorteil ist, dass die Stromrichterspannung durch den linearen Regler höherer Ordnung und ein nachgeschaltetes Entkopplungsnetzwerk mit Berücksichtigung des Aufschaltsignals vom Netzspannungs-Prädiktor berechnet wird, und dass die Stromrichterspannung durch Pulsbreitenmodulation mit konstanter Schaltfrequenz gebildet wird, und dass der Entwurf des Reglers durch Polvorgabe in der Wurzelortskurven-Darstellung erfolgt.
Nach einer Ausgestaltung des Verfahrens erfolgt die Blindstromvorgabe entweder durch Vorgabe des cos (p oder des Blindstromes selbst.
Eine Weiterbildung besteht darin, dass die Netzspannung abgetastet wird und die Zeitzeiger der Grund- und Oberschwingungen der Netzspannung durch eine gleitende diskrete Fourier-Transformation berechnet werden.
Ein weiteres Merkmal ist, dass das Aufschaltsignal vom Netzspannungs-Prädiktor durch Rücktransformation der um den Totzeitwinkei vorgedrehten Grund-und Oberschwingungszeitzeiger mittels inverser diskreter Fourier-Transformation berechnet wird.
Eine Ausgestaltung des Verfahrens besteht darin, dass die Synchronisation der Regelung mit der Netzspannung derart erfolgt, dass die Abtastzeiten der Regelung so angepasst werden, dass der Phasenwinkel des Grundschwingungszeitzeigers zur Netzspannung konstant bleibt. Es ist hier daher keine Detektion der Netzspannungsnulldurchgänge erforderlich. Dies ist insbesondere bei stark verzerrten Netzen von Vorteil. Da bei dem erfindungsgemässen digitalen Regelungsverfahren ohnehin eine diskrete Fourier-Transformation der Netzspannung, insbesondere zur Messung der Grundschwingungsamplitude, vorgesehen ist, kann die Synchronisation ohne Zusatzaufwand durchgeführt werden. Weiters ist im Gegensatz zu Synchronisationen die auf einer PLL basieren, ausser der Messeinrichtung für die Netzspannungserfassung kein zusätzlicher Hardwareaufwand erforderlich.
Nach einer Weiterbildung ist der Zwischenkreisspannungsregler ein PID-Regler, dem als Regelabweichung die Differenz der Spannungsquadrate zugeführt wird, und die Istwerterfassung erfolgt durch gleitende Mittelwertbildung über eine halbe Netzperiode, und eine Lastaufschaltung der Wechselrichterleistung wird entweder durch Messung des Zwischenkreisstromes oder durch eine digitale Information von der Wechselrichter-Regelung durchgeführt.
Von Vorteil ist, dass das Regelungsverfahren auf einem Signalprozessor realisiert ist.
Anhand der Zeichnungen wird die Erfindung nun noch näher erläutert.
Die Fig. 1 zeigt die digitale Regelung als Blockschaltbild für einen Netzstromnchter bei dem zwei 4QS parallel geschaltet sind, in Fig. 2 ist das verallgemeinerte Ersatzschaltbild des Dreiwicklungstransformators, welcher bei der Regelung in Fig. 1 vorgesehen ist, dargestellt, die Fig. 3 zeigt den Stromregleransatz mit Kontrollbeobachter, Entkopplung, Störgrössenaufschaltung und AntlWindup-Massnahme in Matnzenschreibweise, in Fig. 4 ist die Streckenübertragungsfunktion für das
Pulsmuster nach dem Asymetric-Regular-Sampling Verfahren dargestellt, die Fig. 5 zeigt allgemein
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einen sogenannten Kontrollbeobachter, das ist ein linearer Stromregler mit Vorwärts- und Rückwärtsregler, in Fig 6 ist der Netzspannungs-Prädiktor ersichtlich, in Fig.
7 Ist das Zeigerdiagramm der Grundschwingungsgrössen bei kapazitivem Verschiebungswinkel für das Regelungsverfahren dargestellt, die Fig. 8 zeigt die Synchronisation mit dem Netz durch Nachführung der Abtastzeiten, aus Fig. 9 sind zwei bei der Synchronisation auftretende Signale zu entnehmen und Fig 10 zeigt das Blockschaltbild der Zwischenkrels-Spannungsregelung.
Bei Fig. 1 speisen zwei parallel geschaltete, aus mit je vier abschaltbaren Schaltventilen A, B, C, D (IGBTs oder GTOs) und Freilaufdioden aufgebaute, Vierquadrantenstromrichter (4QS) 1,2 einen Zwischenkreis 5. Die 4QS 1,2 werden über einen Dreiwicklungstransformator mit den Sekundärwicklungen 3,4, wobei die Primärwicklung nicht dargestellt ist, von einem Einphasennetz versorgt. An der Zwischenkreisspannung liegt ein Kondensator 6 und eine Serienschaltung aus einem Kondensator 7 und einer Drossel 8.
Die erfasste Zwischenkreisspannung ud und der Zwischenkreisstrom id werden je einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer 9,10 mit nachgeschaltetem
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Zählerstände Udzaht-idzah ! werden einer Zwischenkreisspannungsrege-lung 13 mit Wirk- und Blindstromvorgabe übermittelt, die mit einem Sollwert für die Zwischenkreisspannung Udso ! ! und der gemessenen Grundschwingungsamplitude #Nmess,1 der Netzspannung die Wirk-iwko1, ! w o2 und Blindstromsollwerte ibhndQ1, IblindQ2 ermittelt. Diese werden an zwei Sollstromvorgaben 14,15 übergeben, die den Sollstrom isoMi, isoncM für jeden 4QS berechnen, welche an den linearen Stromregler höherer Ordnung 16 übergeben werden.
Dem Stromregier 16 werden auch die über Umsetzer 17,18 mit nachgeschaltetem Zähler 19,20 für die digitale Regelung aufbereiteten Stromistwerte, iistQ1, iistQ2 bzw. izahiQ1, izahiQ2, die Zwischenkreisspannung Udzàhj, die Viertelperiodendauer #VPD des Pulsmusters und das vom Netzspannungs-Prädiktor 21 erzeugte Auf-
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udzahl, #VPD, uN135 berechnet der lineare Stromregler 16, der eine Netzspannungsaufschaltung und ein Entkopplungsnetzwerk aufweist, die Aussteuerung moi, mos für die beiden 4QS 1,2 Diese m01'm02 und die Vierteiperiodendauer #VPD des Pulsmusters werden dem Pulsbreitenmodulator 22 in der Ansteuerlogik 23 zugeführt, welche auch die zwei Gittersteuersätze 24,25 für die belden 4QS 1,
2 die dem Pulsbreitenmodulator 22 nachgeschaltet sind, beinhaltet
Die erfasste Netzspannung UN wird einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer 26 zugeführt, dem ein Zähler 27 folgt. Die so erfasste Netzspannung UNzahl wird einer diskreten Fourier Transformation 28 unterzogen, die weiters ein Synchronisationssignal Sync an die beiden Sollstromvorgaben 14, 15, die Signale UNss, k an den Netzspannungs-Prädiktor 21 und die Amplitude UNmess. i der Netzspannungsgrundschwingung an den Zwischenkreis-Spannungsregier 13 liefert.
Der Pulsbreitenmodulator 22 gibt zu Beginn jeder Viertelperiode des Pulsmusters ein Interrupt-Signal 29 an den linearen Stromregler 16 ab, der die Abtastzeit Torr für die diskrete Fourier Transformation 28 der Netzspannung und für die Zwischenkreisspannungsregelung 13 und die Abtastzeit LRI für die gesamte Stromregelung ermittelt. Die beiden Abtastzeiten LOFT, TRI sind synchron mit dem Pulsmuster und die Abtastzeit LDFT Ist ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastzeit tri
Das dynamische Verhalten der Regeistrecke ist dem allgemeinen Ersatzschaltbild des Mehrwicklungstransformators zu entnehmen, welches für den Dreiwicklungstransformator in Flg. 2 dar-
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12hinduktivität lph liegt an der einphasigen Netzspannung UN.
Die Spannungen uQ1, uQ2 sind die Eingangswechselspannungen für die beiden 4QS 1,2, sie werden auch als Stellerspannungen bezeichnet. Im Frequenzbereich lautet die Systemgleichung in Matrizenschreibweise
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Durch die magnetische Kopplung im Transformator sind die Regelkreise der parallel arbeitenden 4QS 1,2 miteinander verkoppelt.
Um eine vollständige Entkopplung der Regelkreise zu erreichen, wird der Sollwert usons der Stellerspannung UQ zu
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(die Dynamik des geschlossenen Regelkreises.
Die Fig. 3 zeigt die nach Gl. 2 angesetzte Struktur des geschlossenen Stromregelkreises.
Dabei ist 16 der Stromregier mit Anti-Windup-Massnahme dem der pulsbreitenmodulierte Vierquadrantenstromrichter 69 nachgeschaltet ist. Der Dreiwicklungstransformator 60 ist schematisch mit den beiden Matrizen Li, b2 und einem Integrator 61 dargestellt, wobei b1 der Stellerspannungsvektor uo vom pulsbreitenmodulierten Vierquadrantenstromrichter 69 und b2 die Netzspannung UN zugeführt wird. Die beiden Vektoren L1.uQ und L2.uN werden gemäss Gl 1 addiert und im Integrator 61 komponentenweise zum Iststrom-Vektor IistQ aufintegriert.
Dieser Vektor lista wird mit dem integrativen Messg) ! ed 62 erfasst, welches durch den Integrator 63 und den Differenzenquotientbildner 64 modelliert und der Matrix S (z' ) im Stromregier 16 als messvektor imessQ zugeführt wird. Weiters beinhaltet der Stromregler 16 noch die Matrix R (z- )-E (E ist die Einheitsmatrix) und eine Matrix
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nung ud dividiert die Aussteuerung mQ ergibt. Die mit 68 begrenzte Aussteuerung m'Q wird einerseits dem pulsbreitenmodulierten Vierquadrantenstromrichter 69 und andererseits multipliziert mit der Zwischenkreisspannung Ud und verknüpft mit der inversen Störgrössenaufschaltung der inver- sen Entkopplungsmatrix K zugeführt.
Wird die Entkopplungsmatrix H zu
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gewählt, so wird aus dem Produkt
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struktur aufweisen, sind auch die geschlossenen Regelkreise vollständig voneinander entkoppelt.
Sofern nur ein einzelner 4QS zum Einsatz kommt, ist die Matrix H=1 zu setzen.
Wenn zudem die Matrix G zu G= (1 1) T gewÅahlt wird und das Aufschaltsignal uN136 exakt der Netzspannung UN entspricht, wird durch den Regleransatz nach Gl. 2 auch der Einfluss der Netzspannung vollständig eliminiert (Storgrössenaufschaltung)m, da dann
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gilt.
Nach Fig. 3 wird 8m Ausgang der Entkopplungsmatrix H und der Lastaufschaltung G komponentenweise der Quotient aus dem Stellerspannungssollwert usollQ und der aktuellen Zwischenkreisspannung Ud gebildet. Dieser Wert mo wird durch den Begrenzer 68 komponentenweise auf den Zahlenbereich -mQmax < (mQ1, mQ2) < mQmax begrenzt und als Aussteuerung zur Pulsmusterbildung herangezogen. Die maximale Aussteuerung momax wird je nach Art der verwendeten Schaltventile zwischen etwa 0. 95 und 0. 98 gewählt. Um bei aktiver Begrenzung einen Windup des im Regler enthaltenen Integrators zu verhindern, wird von der begrenzten Aussteuerung m'o auf jenen Reglerausgang u'RiausQ rückgerechnet, der nach Durchlaufen des Entkopplungsnetzwerkes samt Lastaufschaltung die maximale Aussteuerung ergeben würde.
Dazu durchläuft das begrenzte
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U'p, ausQRegleransatz nach Gl 2 entspricht.
Durch die Entkopplung mit der Entkopplungsmatrix H zerfällt die Mehrgrössenregelung in ein- zelne voneinander unabhängige Regelkreise.
In Fig. 4 ist ein Blockschaltbild der entkoppelten Strecke dargestellt Das vom Regler berechnete Stellsignal uRiausQ(z-1) lauft über das Totzeitglied 80, welches die Rechenzeit im Signalprozessor repräsentiert, zum Vierquadrantenstromrichter, welcher in Verbindung mit dem Pulsbreitenmodulator wie ein Halteglied nullter Ordnung 81 wirkt. Daran folgt der Transformator 82, der das Signal i, sto abgibt, welches über den Spannungs-Frequenz-Umsetzer 17 (bzw. 18) mit nachfolgendem Zähler 19 (bzw. 20) in den Signalprozessor eingelesen wird. Die Dynamik dieses integrativ wirkenden Messgliedes 62 wird durch den Messintegrator 63, der den Spannungs-Frequenz-Umset- zer mit nachfolgendem Zähler modelliert, und den Differenzenquotientbildner 64, der das Signal imesso (z-1) abgibt, repräsentiert.
Aus dieser Fig 4 errechnet sich die diskrete Streckenübertragungsfunktion G (z) nach den Regeln der z-Transformation zu
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sogenannten Kontrollbeobachters 50,51 in Fig. 5 sind so zu wählen, dass der geschlossene Regelkreis die gewünschten Eigenschaften erhält, welche durch die Führungsübertragungsfunktion
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gewählt werden. Dabei legt der Pol bei z=a die Dynamik des geschlossenen Regelkreises fest. Berechnet man aus Fig. 5 allgemein das Führungsübertragungsverhalten, so kommt man zu der Gleichung
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Werden die Polynome R, S, T und Ao mit geeigneten Graden angesetzt, so lassen sich deren Koeffizienten mit einem Koeffizientenvergleich aus obiger Gleichung errechnen.
Mit dem Ansatz
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ergeben sich die Polynom koeffizienten zu
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Das in Fig. 5 dargestellte Regelgesetz wird mit der Differenzengleichung
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auf einem Signalprozessor abgesetzt.
Das Aufschaltsignal UN135 aus Fig. 3 wird nicht direkt durch Messung der Netzspannung gewonnen, sondern mit Hilfe eines Prädiktors, der in Fig. 6 dargestellt ist, für den nächsten Abtastschritt vorhergesagt. So kann die zufolge Messung 90 und Rechentotzeit 80 entstehende Phasenverschiebung zwischen dem Netzspannungs-Messsignal uNmess und der tatsächlichen Netzspannung UN kompensiert werden. Die Netzspannungsprädiktion 21 basiert auf der Periodizität der Netzspannung Die Netzspannung un wird mit dem integrativen Messglied 90 erfasst Das Messglied wird in Fig. 6 durch den kontinuierlichen Integrator 91 und den diskreten Differenzenquotientbildner 92 repräsentiert.
Das gemessene Netzspannungssignal uNmess wird einer gleitenden diskreten FourierTransformation 93 unterzogen, wobei für jede Harmonische k der Real- und Imaginärteil ihres komplexen Zeitzeigers UNmess,k=auN,k+j.buN,k mit den Differenzengleichungen
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berechnet wird. Der über die DFT gemessene Zeiger UNmess,k eilt dem tatsächlichen Netzspannungszeiger UN, k um den Totzeitwinkel k : tDFT/2 nach (siehe Zeigerdiagramm in Fig. 7) Das Aufschaltsignal UN135 wird zufolge der Rechentotzeit 80 und der Verzögerung des pulsbreitenmodulierten 4QS 69 erst um 1.5 Abtastschritte (3.#R/2) verzogert wirksam.
Der Zeitzeiger Unis. x der k Harmonischen des aufzuschaltenden Signals UN135 muss daher, wie in Flg. 7 dargestellt, um den resultierenden Totzeitwinkel k.#re10=k.(3.#ri/2+#DFT/2) gegenüber dem gemessenen Zeiger UNmess, k vorgedreht werden.
Die Rücktransformation des gemessenen Zeigers in den Zeltbereich erfolgt daher, wie in Fig. 6 dargestellt, durch inverse diskrete Fourier-Transformation 94 mit gegenüber dem DFT-Bezugsystem (durch die Phasenlage der in den Gln 4 und 5 verwendeten Sinus- und Kosinussignale definiert) um den Winkel k.#refO voreilenden Sinus- und Kosinussignalen
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Die Zeitsignale Slnref und cosref defirneren das sogenannte Sinus-Kosinus-Referenzsystem (SCR) und werden Im Sinus-Kosinus-Rechenwerk 95 zu
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berechnet, wobei der mitlaufende Winkel Tref (n) zu jedem Abtastschritt im Winkelrechner 96 um das der Abtastzelt Tp,
entsprechende Winkelinkrement 'tref erhöht wird
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Die erforderliche Phasenverschiebung des Sinus-Kosinus-Referenzsystems gegenüber dem
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DFT-Bezugsystem um den Winke) Trem wird erzielt, indem der Winkelrechner zu Beginn einer jeden DFT-Periode den mitlaufenden Winke) Tref auf irem zurücksetzt. Dies wird durch das vom DFT-Block 93 gelieferte Synchronisationssignal'Sync'bewirkt.
Der Zeiger UNmess,1=auN,1+j.buN,1 der Netzspannungsgrundschwingung wird im Block 97 vom kartesischen in das Polarkoordinatensystem umgerechnet. Damit stehen der Phasenwinkel SuNmes und die Amplitude #Nmess.1 der Netzspannungsgrundschwingung für die weitere Verarbeitung im Zwischenkreis-Spannungsregler und bei der Netzspannungssynchronisation zur Verfügung.
Wie dem in Fig. 7 dargestellten Zeigerdiagramm zu entnehmen ist, weist auch der Kontroll-
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hung
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in Zusammenhang steht. Um den Phasenfehler zu kompensieren wird der Sollstrom um den Winkel
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voreilend berechnet, da die Phasenverschiebung zwischen Iststrom (15tQ, 1) und Messwert (imesso. i) zufolge des integrativen Messverfahrens 140S/2 beträgt. Die Phasenlage und Amplitude des Solistromes wird vom überlagerten Zwischen kreis-Spannungsregler 13 durch die auf die Netzspannungs-
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wobei
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In der Sollstromvorgabe 14,15 wird weiters der Zeitverlauf des Sollstromes durch Rücktransformation des Sollstromzeigers in den Zeitbereich zu
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so ! ! QIn Fig. 8 ist das Prinzip der Netzspannungssynchronisation dargestellt.
Der Zeiger UNmess,1=auN,1+j.buN.1 der Netzspannungsgrundschwingung wird durch gleitende diskrete FounerTransformation 93 aus dem Netzspannungsmesswert UNmess berechnet. Die Sinus- und Kosinuswerte in den Gin. 4 und 5 legen das der DFT zugrundeliegende Referenzsystem, das sogenannte DFT-Bezugsystem, fest. Die Netzspannung ist gegenüber diesem Bezugssystem um den Winkel
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von auN, 1 und buN. 1 quadrantenrichtig ausgewertet, d h. # uNmess. 1 hat einen Wertebereich von-n bis +# Die DFT-Bezugsfrequenz ist durch die Abtastzelt TDFT festgelegt, welche durch die Synchronisationseinrichtung so einzustellen ist, dass die Beziehung N##DFT = #Net : (7) eingehalten wird.
Dann sind die Netzfrequenz und die DFT-Bezugsfrequenz exakt gleich gross, so dass das DFT-Bezugsystem synchron zum Netzspannungszeiger UNmess, umläuft (d. h. der Winkel uNmess. i bleibt konstant) Ist die Abtastzeit zu klein, so rotiert der Zeiger Im DFT-Bezugsystem im
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Die DFT-Abtastzeit wird als ganzzahliges Vielfaches 100 von der Schaltperiodendauer 1403 (=2. TvpD) des Vierquadrantenstromrichters abgeleitet, d. h. alle 0 Schaltperioden wird der DFTAlgorithmus ausgeführt (#DFT=O og). Die Viertelperiodendauer TVPD wird ihrerseits von einem Taktgeber als ganzzahliges Vielfaches 101 der Taktperiode #Zahler abgeleitet (z4QS.#Zähler=#VPD=#4QS/2).
Die Synchronisationseinrichtung hat nun die Aufgabe, den Zählerstand Z40s so einzustellen, dass Gl. 7 eingehalten wird. Sie arbeitet nach dem in Fig. 8 dargestellten Prinzip. Zu jedem Abtastzeitpunkt wird der Phasenwinkel uNmess 1 nach Gl. 6 und seine Änderung
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gegenüber einem Im Speicher 102 abgelegten alten Wert 8 alt berechnet. Die Anderung ## (n) wird vom Dreipunktglied 103 bewertet.
Ist sie grösser als ein wahlbarer Schwellwert #/2 (## (n) > #/2), so wird der Zählerstand Z4QS im Summierer 104 um einen Zähischritt erhöht und der aktuelle Winkel e (n) im Speicher 102 als alter Wert abgelegt (8 al ! (n) = 8 (n)). Wird die untere Schwelle unterschritten (## (n) < -c/2), so wird der Zahlerstand z4QS im Summierer 104 um einen Zählschritt reduziert und der aktuelle Winkel 8 (n) im Speicher 102 als alter Wert abgelegt (8 alt (n) =8 (n)). Wenn die Winkeländerung ## (n) betragsmässig kleiner als #/2 ist, bleiben die Ausgänge des Speichers 102 (8 alt) und des Summierers 104 (Z4os) unverändert.
Der Wert 8 alt kann als Sollwert interpretiert werden, der dem Istwert # uNmess 1 nachgeführt wird, sobald die Regelabweichung Â8 betragsmässig grösser als #/2 wird. Im eingeschwungenen Zustand
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chen Zeitauflösung nicht exakt eingestellt werden kann. Der Phasenwinkel 8 uNmess 1 wird in einem Band der Breite # gehalten. Dabei stellt sich ein niederfrequenter Grenzzyklus ein.
Dieser Grenzzyklus wirkt sich storend auf die Regelung des Vierqadrantenstromrichters aus.
Durch eine Erweiterung des Synchronisationsalgorithmus lässt sich die Periodendauer des niederfrequenten Grenzzyklus derart reduzieren, dass sie deutlich kleiner als die Zeitkonstanten der Regelung wird. Die Regelung reagiert dann nicht mehr auf die hochfrequente Anregung.
Die Erweiterung arbeitet nach folgendem Prinzip : Sobald der Phasenwinkel innerhalb des Toleranzbandes o/2 um den #Sollwert" # ait pendelt, müsste der Zählerstand Z40s eine gebrochene Zahl annehmen, um den Winkel konstant auf seinem Wert zu halten Da nur ganzzahlige Zählerstände eingestellt werden können kommt es zum Rundungsfehler TNetz-2-N O-TVPD (dieser Wert ist kleiner als 1 LSB, da sich der Winkel innerhalb des Toleranzbandes befindet). Summiert man den Rundungsfehler von Abtastschritt zu Abtastschritt auf, so kann der Fehler korrigiert werden, wenn die Fehlersumme 1 LSB überschreitet Dann wird für die Dauer eines Abtastschrittes der Zählerstand um 1 LSB erhöht und die Fehlersumme um 1 LSB reduziert.
Der Synchronisationsalgorithmus ist dazu folgendermassen zu erweitern : Für IÂ8 (n) l < cr/2 wird die Winkeländerung ## (n) im Verstärker 105 mit dem Faktor k multipliziert und dem Summierer 106 zugeführt, welcher die Fehlersumme
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AfFehlersumme um den Wert 1. 0, und für /## (v)/ > #/2 gilt k=0. Der Summenfehler wird im Dreipunktglied 107 bewertet, so dass für sum (n) > 1 der Zäh) erstand 2403 für den nächsten Abtastschritt um ein LSB erhöht und die Fehlersumme um den Wert 1 reduziert wird. Wenn sum (n) < -1 ist wird der Zählerstand für den nachsten Abtastschritt um ein LSB reduziert und die Fehlersumme um den Wert 1 erhöht.
Für Isum (n) I < 1 wird der Zählerstand nicht verändert.
In Fig. 9 ist die Arbeitsweise des Synchronisationsalgorithmus anhand der Zeitverläufe von 't4QS (t) und e uNmess, 1 (t) dargestellt Im eingeschwungenen Zustand stellt sich eine nahezu konstante #Regelabweichung" ## ein. Die Änderung des Phasenwinkels ist wesentlich kleiner als die Breite des Toleranzbandes und die Frequenz des sich ergebenden Grenzzyklus ist ausreichend hoch, um eine Anregung des Zwischenkreisspannungsreglers zu vermeiden.
In Flg. 10 ist das Blockschaltbild des Zwischenkreis-Spannungsregelkreises dargestellt. Die Zwischenkreisspannung wird mit dem integrativen Messglied erfasst, weiches durch einen Integrator 110 mit nachgeschaltetem Differenzenquotientbildner 111 repräsentiert wird. Im Filter 112 werden
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abweichung eRu dem PID-Regler 113 zugeführt. Das Ausgangssignal des PID-Regiers entspricht einer dem Zwischenkreis zuzuführenden Leistung. Der Regler wird durch Aufschaltung der Wechselrichterleistung unterstützt, wobei der aufzuschaltende Leistungswert entweder direkt als digitale Information (PWR) von der Regelung des Wechsetrichters übermittelt wird, oder aus den Messwerten der Zwischenkreisspannung Ud und des Zwischenkreisstromes id berechnet wird.
Dazu wird der Zwischenkreisstrom über das integrative Messglied (Integrator 114 und Differenzenquotientbiidner 115) gemessen und mit dem Messwert Udmess der Zwischenkreisspannung multipliziert.
Der so berechnete Momentanwert pdmess der Zwischenkreisleistung wird im Filter 116 geglättet und auf den Ausgang des Reglers 113 aufgeschaltet. Das Signal PdNSR hinter der Aufschaltung gibt die Leistung an, die dem Zwischenkreis vom Netzstromrichter zuzuführen ist. Aus ihr berechnet sich durch Division durch die Amplitude ümess. i der Netzspannungsgrundschwingung, welche von der diskreten Fourier-Transformation 93 und der nachfolgenden Transformation In Polarkoordinaten 97 berechnet wird, die einzustellende Wirkstromamplitude iWukQ für die beiden 4QS 1,2.
Je nach den betrieblichen Erfordernissen kann auch die Amplitude iBlindQ des Blindstromes wahlweise fest vorgegeben, oder durch Multiplikation 117 mit dem Tangens des gewünschten Verschiebungswinkels (p aus der Wirkstromamplitude in, ko berechnet werden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Verfahren zur Regelung für einen aus einem einphasigen Wechselstromnetz gespeisten ein-oder mehrfachen Vierquadranten-Netzstromrichter, der entweder mit GTO- oder IGBT-Schaltventilen aufgebaut ist, eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, wobei ein
Zwischenkreis-Spannungsregler die Amplituden von Wirk- und Blindstrom vorgibt, die
Amplitude der Grundschwingung der Netzspannung gemessen wird und eine Synchroni- sation der Regelung mit der Netzspannung erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass die
Amplituden von Wirk- (Lrko) und Blindstrom (IblindQ) auf zulässige Werte begrenzt werden und anschliessend der Stromsollwert (isle) voreilend berechnet wird, und dass der Istwert der Zwischenkreisspannung (UdNsR) durch gleitende Mittetwertbildung gefiltert wird,
und dass ein linearer Regler höherer Ordnung, der die Struktur eines sogenannten Kontroll- beobachters aufweist, den Momentanwert des Stromes (1Isto) regelt, und dass zusätzlich zur
Amplitude die Phase der Grundschwingung der Netzspannung (UN135) und die Amplitude und die Phase von Oberschwingungen der Netzspannung (uN135) gemessen werden, und dass der Regler durch eine Aufschaltung der Netzspannung (UN135), die ein Netzspannungs-
Prädiktor liefert, unterstützt wird.