WO2012176338A1 - 電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法、及び、プログラム - Google Patents

電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法、及び、プログラム Download PDF

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capacitor
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嶋田　隆一
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株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device, a power conversion control device, a power conversion method, and a program.
  • Patent Document 1 discloses a device using a magnetic energy regenerative switch (MERS: Magnetic Energy Recovery Switch) having four reverse conducting switches and a capacitor.
  • the power conversion device described in Patent Literature 1 includes two reverse conducting switches (one pair) located on one diagonal and two reverse conducting switches (the other pair) located on the other diagonal. Each of the reverse conduction switches is periodically turned on and off.
  • the power conversion device described in Patent Literature 1 can change the polarity of the current depending on which of the above two pairs is switched on and off, thereby changing the power supply direction. In other words, the power conversion device described in Patent Document 1 changes the polarity of the current depending on whether one of the pair and the other pair is switched on or off, thereby supplying power. Can be changed.
  • the present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to change the direction of power supply in power supply when a current source capable of supplying power is used.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device, a power conversion control device, a power conversion method, and a program.
  • a power conversion device includes: A first connection unit including an AC power source and a thyristor connected to the AC power source, and connected to a current source capable of being supplied with a first power; A second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power; A capacitor and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, and switching the on / off of the plurality of reverse conducting switches to generate magnetic energy generated in a predetermined inductor as electrostatic energy.
  • a magnetic energy regenerative switch that performs any of the second supply to the current source;
  • a control unit that controls the timing of turning on the thyristor to control the direction of current flow through the thyristor, and The control unit causes the magnetic energy regenerative switch to perform either the first supply or the second supply by changing a timing of turning on the thyristor. It is characterized by that.
  • a power conversion device provides: A first connection connected to a current source capable of being supplied with a first power; A second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power; A capacitor, and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, wherein the magnetic energy generated in a predetermined inductor is changed to electrostatic energy by switching on and off of the plurality of reverse conducting switches.
  • a first supply that converts power from the current source into the second power by supplying and discharging to the voltage source, and converts power from the voltage source into the first power to convert the power to the first power.
  • a magnetic energy regenerative switch that performs any one of the second supply to the current source;
  • a control unit that controls the switching of each of the plurality of reverse conduction switches to turn on and off, and causes the magnetic energy regeneration switch to perform the first supply and the second supply, and
  • the control unit causes the magnetic energy regenerative switch to perform either the first supply or the second supply by changing a length of an ON period of each of the plurality of reverse conducting switches.
  • a power conversion control device provides: A first connection unit including an AC power source and a thyristor connected to the AC power source, and connected to a current source capable of being supplied with a first power; A second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power; A capacitor and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, and switching the on / off of the plurality of reverse conducting switches to generate magnetic energy generated in a predetermined inductor as electrostatic energy.
  • a first connection unit including an AC power source and a thyristor connected to the AC power source, and connected to a current source capable of being supplied with a first power
  • a second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power
  • a capacitor and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, and switching the on / off of the plurality of reverse conducting switches to generate magnetic energy generated in a predetermined inductor as electrostatic energy.
  • a power conversion control device that controls a power conversion unit including a magnetic energy regenerative switch that performs any one of the second supply to be supplied to the current source, A control unit for controlling a flow direction of a current flowing through the thyristor by controlling timing of turning on the thyristor; The control unit causes the magnetic energy regenerative switch to perform either the first supply or the second supply by changing a timing of turning on the thyristor. It is characterized by that.
  • a power conversion control device provides: A first connection connected to a current source capable of being supplied with a first power; A second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power; A capacitor, and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, wherein the magnetic energy generated in a predetermined inductor is changed to electrostatic energy by switching on and off of the plurality of reverse conducting switches.
  • a power conversion control device that controls a power conversion unit including a magnetic energy regenerative switch that performs any one of a second supply to be supplied to a current source,
  • a control unit that controls the switching of each of the plurality of reverse conduction switches to turn on and off, and causes the magnetic energy regeneration switch to perform the first supply and the second supply, and
  • the control unit causes the magnetic energy regenerative switch to perform either the first supply or the second supply by changing a length of an ON period of each of the plurality of reverse conducting switches.
  • a power conversion method includes: A first connection unit including an AC power source and a thyristor connected to the AC power source, and connected to a current source capable of being supplied with a first power; A second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power; A capacitor and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, and switching the on / off of the plurality of reverse conducting switches to generate magnetic energy generated in a predetermined inductor as electrostatic energy.
  • the control step includes a step of causing the magnetic energy regenerative switch to perform either the first supply or the second supply by changing a timing at which the thyristor is turned on. It is characterized by that.
  • a power conversion method includes: A first connection connected to a current source capable of being supplied with a first power; A second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power; A capacitor, and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, wherein the magnetic energy generated in a predetermined inductor is changed to electrostatic energy by switching on and off of the plurality of reverse conducting switches.
  • a first supply that converts power from the current source into the second power by supplying and discharging to the voltage source, and converts power from the voltage source into the first power to convert the power to the first power.
  • a power conversion method using a power conversion unit comprising: a magnetic energy regenerative switch that performs any one of a second supply to be supplied to a current source, A control step of causing the magnetic energy regenerative switch to perform the first supply and the second supply by controlling switching of each of the plurality of reverse conduction switches to ON and OFF; The control step causes the magnetic energy regeneration switch to perform either the first supply or the second supply by changing a length of an ON period of each of the plurality of reverse conducting switches. Including steps, It is characterized by that.
  • a program according to the seventh aspect of the present invention provides: A first connection unit including an AC power source and a thyristor connected to the AC power source, and connected to a current source capable of being supplied with a first power; A second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power; A capacitor and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, and switching the on / off of the plurality of reverse conducting switches to generate magnetic energy generated in a predetermined inductor as electrostatic energy.
  • a first connection unit including an AC power source and a thyristor connected to the AC power source, and connected to a current source capable of being supplied with a first power
  • a second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power
  • a capacitor and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, and switching the on / off of the plurality of reverse conducting switches to generate magnetic energy generated in a predetermined inductor as electrostatic energy.
  • a computer that controls a power conversion unit including a magnetic energy regenerative switch that performs any one of the second supply to be supplied to the current source, Controlling the timing of turning on the thyristor to control the flow direction of the current flowing through the thyristor;
  • the control step includes a step of causing the magnetic energy regenerative switch to perform either the first supply or the second supply by changing a timing at which the thyristor is turned on. It is characterized by that.
  • a program according to the eighth aspect of the present invention provides: A first connection connected to a current source capable of being supplied with a first power; A second connection connected to a voltage source capable of being supplied with second power; A capacitor, and a plurality of reverse conducting switches connected to the capacitor, wherein the magnetic energy generated in a predetermined inductor is changed to electrostatic energy by switching on and off of the plurality of reverse conducting switches.
  • a first supply that converts power from the current source into the second power by supplying and discharging to the voltage source, and converts power from the voltage source into the first power to convert the power to the first power.
  • the direction of power supply can be changed in power supply when a current source capable of supplying power is used.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a graph for explaining a power supply direction and the like in the circuit configuration of FIG. 1.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a graph for explaining a power supply direction and the like in the circuit configuration of FIG. 1.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a graph for explaining a power supply direction and the like when the length of an on period of a control signal is changed in the circuit configuration of FIG. 1.
  • FIG. 2 shows the circuit structure of the power converter device which concerns on Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a graph for explaining a power supply direction and the like when the delay phase angle of the control signal is changed in the circuit configuration of FIG. 6. It is a figure which shows the circuit structure of the power converter device which concerns on the modification of Embodiment 1 of this invention. It is a figure which shows the circuit structure of the power converter device which concerns on the modification of Embodiment 2 of this invention.
  • the power conversion device 100 includes a first connection unit 101, a second connection unit 102, a capacitor C 1, an inductor L 1, a magnetic energy regenerative switch (hereinafter referred to as MERS) 105, an inductor L 2, and a control device 110. Is provided.
  • the first connection unit 101 includes a pair of terminals connected to the outside, and is connected to the current source 11.
  • the current source 11 can be supplied not only with power but also with power. That is, the current source 11 also functions as a load. In the current source 11, the polarity of the current does not change, but the polarity of the voltage can change depending on the supply direction of the power (that is, depending on whether power is supplied to or supplied to the current source 11).
  • the current source 11 is a superconducting power storage device (SMES: Superconductive Magnetic Energy Storage).
  • SMES Superconductive Magnetic Energy Storage
  • the second connection unit 102 includes a pair of terminals connected to the outside and is connected to the voltage source 13.
  • the voltage source 13 can be supplied not only with power but also with power. That is, the voltage source 13 also functions as a load. In the voltage source 13, the polarity of the voltage does not change depending on the supply direction of the power (that is, depending on whether power is supplied to or supplied to the voltage source 13), but the polarity of the current can change.
  • the voltage source 13 is, for example, a DC bus connected to a generator of a power plant, a transformer of a substation, or the like. For example, power can be supplied to the DC bus for the purpose of selling power.
  • the DC bus is a high voltage low current DC power supply that supplies low current power at a high voltage (for example, 50 kV or more).
  • the power supplied by SMES is lower voltage and higher current than the power supplied by the DC bus.
  • the capacitor C1 has both ends connected to the first connecting portion 101. That is, the capacitor C1 is connected in parallel with the current source 11 (first connection unit 101).
  • the inductor L1 is composed of a choke coil or the like. One end of the inductor L1 is connected to the negative side of the first connection unit 101 (for example, the negative terminal connected to the negative side of the current source 11) and the capacitor C1, and the other end is connected to the MERS 105.
  • the MERS 105 includes connection points N1 to N4, a reverse conduction switch SW1, a diode D2, a diode D3, a reverse conduction switch SW4, and a capacitor CM.
  • connection point N1 The other end of the inductor L1 is connected to the connection point N1.
  • the connection point N ⁇ b> 2 is connected to the negative electrode side of the first connection part 101.
  • the connection point N3 is connected to the inductor L2.
  • the connection point N4 is connected to the negative electrode side of the second connection unit 102 (for example, the negative electrode terminal connected to the negative electrode side of the voltage source 13).
  • the reverse conducting switch SW1 includes a switch part (switching element part) S1 and a diode part (diode part) D1 connected in parallel.
  • the reverse conducting switch SW1 is an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • the switch part S1 is a part of an IGBT self-extinguishing element
  • the diode part D1 is a part of a parasitic diode of the IGBT.
  • the switch unit S1 includes a gate (control terminal) G1.
  • the gate G1 is supplied with either an on signal or an off signal, which is a control signal (gate signal), from the control device 110.
  • the switch unit S1 is turned on when an ON signal among the control signals is supplied to the gate G1.
  • the switch unit S1 is also turned on as the reverse conduction switch SW1 is turned on.
  • the switch part S1 becomes conductive and short-circuits both ends of the diode part D1. That is, the reverse conduction type switch SW1 becomes conductive when it is turned on when the ON signal is supplied.
  • the switch unit S1 is turned off when an off signal of the control signal is supplied to the gate G1. Switching off the switch unit S1 is also turning off the reverse conducting switch SW1.
  • the switch unit S1 When the switch unit S1 is turned off, the switch unit S1 is turned off. That is, the reverse conduction type switch SW1 functions as the diode part D1 when the OFF signal is supplied and turned off. That is, the reverse conducting switch SW1 becomes conductive when turned on, and functions as a diode when turned off.
  • the reverse conducting switch SW1 is connected between the connection point N1 and the connection point N3 in such a direction that the anode of the diode part D1 is connected to the connection point N1 and the cathode is connected to the connection point N3.
  • the reverse conduction type switch SW4 has the same configuration as the reverse conduction type switch SW1.
  • the switch unit S4 corresponds to the switch unit S1
  • the gate G4 corresponds to the gate G1
  • the diode unit D4 corresponds to the diode unit D1.
  • the reverse conduction switch SW4 becomes conductive when turned on by the supply of the on signal among the control signals, and turns off by the supply of the off signal of the control signals. It functions as a diode part D4 (diode).
  • the reverse conducting switch SW4 is connected between the connection point N2 and the connection point N4 in such a direction that the anode of the diode part D4 is connected to the connection point N4 and the cathode is connected to the connection point N2.
  • the diode D2 and the diode D3 are each composed of a single element independent of the reverse conducting switch.
  • the diode D2 has an anode connected to the connection point N4 and a cathode connected to the N1.
  • the diode D3 has an anode connected to the node N2 and a cathode connected to the connection point N3.
  • the capacitor CM has both ends connected to the connection point N3 and the connection point N4.
  • the capacitor CM stores and discharges the magnetic energy generated in the inductor L1 as electrostatic energy in accordance with the on / off switching of the reverse conducting switch SW1 and the reverse conducting switch SW4. That is, the capacitor CM is used to regenerate the magnetic energy as electrostatic energy.
  • the inductor L2 is composed of a choke coil or the like. One end of the inductor L1 is connected to the MERS 105 (connection point N3), and the other end is connected to the positive side of the second connection unit 102 (for example, the positive terminal connected to the positive side of the voltage source 13).
  • the control device 110 controls the MERS 105.
  • the control device 110 is configured by a predetermined circuit or the like that can perform processing described later.
  • the control device 110 includes a CPU (Central Processing Unit) 111, a RAM (Random Access Memory) 112, a ROM (Read Only Memory) 113, and an input / output unit 114.
  • a CPU Central Processing Unit
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • the CPU 111 executes the following processing performed by the control device 110 in accordance with a program stored in the ROM 113.
  • the RAM 112 functions as a main memory for the CPU 111.
  • the ROM 113 stores programs and various data used by the CPU 111 during the following processing.
  • the CPU 111 performs the following processing using data stored in the ROM 113 as appropriate.
  • the input / output unit 114 includes various ports and is connected to the reverse conduction switches SW1 and SW4 of the MERS 105 and the like. Control signals and the like input / output to / from the control device 110 are input / output to / from the CPU 111 via the input / output unit 114.
  • the ROM 113, RAM 112, etc. can be changed to other storage devices (flash memory, etc.) as appropriate.
  • the control device 110 controls the MERS 105 by supplying a control signal to each of the gates G1 and G4 and switching each of the reverse conducting switches SW1 and SW4 on and off.
  • the circuit of FIG. 1 can take the following circuit conditions, for example.
  • Capacitance of capacitor CM 4 ⁇ F
  • Inductance of inductor L1 1 mH
  • Capacitance of capacitor C1 100 ⁇ F
  • Inductance of current source 11 100H
  • initial current value of current source 11 10A
  • Inductor L2 10 mH
  • Output voltage of the voltage source 500 kV
  • the control device 110 supplies the reverse conduction type switches SW1 and SW4 with a control signal in which the ON signal and the OFF signal are repeated.
  • the control device 110 supplies the same control signal to the reverse conduction switches SW1 and SW4, thereby switching on / off of the reverse conduction switch SW1 and on / off of the reverse conduction switch SW4 in synchronization.
  • the frequency of the control signal (frequency at the time of switching the on signal) is 2000 Hz
  • the period of each on signal of the control signal is 115 ⁇ sec.
  • FIG. 2 shows the voltage value Vc of the capacitor CM, the voltage value Vg of the control signal, the current value Idc of the inductor L2, and the voltage value Vcurr of the capacitor C1 in the circuit operation under the above circuit conditions (including the control signal conditions). Show.
  • the control signal when the control signal is turned off, that is, when the reverse conducting switches SW1 and SW4 are turned off, the voltage value Vc of the capacitor CM is increased, so that the capacitor CM is charged. I understand. Further, when the control signal is turned on, that is, when the reverse conducting switches SW1 and SW4 are turned on, the voltage value Vc of the capacitor CM is decreased, and it can be seen that the capacitor CM is discharged. Thus, the capacitor CM is charged / discharged in accordance with the switching of the reverse conduction switches SW1 and SW4 between on and off. At this time, the magnetic energy generated in the inductor L1 is stored (charged) and discharged (discharged) in the capacitor CM as electrostatic energy (charge). That is, the magnetic energy generated in the inductor L1 is regenerated by charging and discharging the capacitor CM of the magnetic energy regenerative switch 105.
  • the current value Idc of the inductor L2 varies periodically according to switching of the reverse conduction switches SW1 and SW4 between on and off, but the average value is ⁇ 0.77 kA. Since the current value Idc of the inductor L2 has a negative value in the direction in which the current flows from the positive electrode of the voltage source 13, the current flows from the voltage source 13 to the current source 11. According to the simulation results, the current source 11 is charged with an average power of 365 MW per second.
  • the voltage value Vcurr of the capacitor C1 is substantially constant but takes a negative value. Since the voltage value Vcurr is set to take a positive value when the current source 11 supplies power, this also shows that the current source 11 is charged.
  • the current value Idc of the inductor L2 varies periodically according to the switching of the reverse conducting switches SW1 and SW4 between on and off, but the average value is +0.7 kA. Therefore, contrary to the case of FIG. 2, the current in this case flows from the current source 11 to the voltage source 13. According to the simulation results, the current source 11 is charged with an average power of 385 MW per hour.
  • the voltage value Vcurr of the capacitor C1 is substantially constant but takes a positive value. Since the voltage value Vcurr is set to take a positive value when the current source 11 supplies power, it can be seen from this that power is supplied to the current source 11.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between the current value I (SW1) flowing through the reverse conducting switch SW1, the voltage value V (SW1) applied to the reverse conducting switch SW1, and the voltage value Vg of the control signal in the circuit operation of FIG. 4 shows.
  • the current flowing through the reverse conducting switch SW4 and the applied voltage are the same as those of the reverse conducting switch SW1.
  • the current value I (SW1) is 0 at the timing when the control signal switches from the off signal to the on signal. That is, no current flows through the reverse conduction switch SW1 at the timing when the reverse conduction switch SW1 is turned on.
  • the voltage value V (SW1) is 0 at the timing when the control signal switches from the on signal to the off signal. That is, as can be seen with reference to FIG. 2 and FIG. 3, the discharge of the capacitor CM is completed during the ON signal period of the control signal, and the reverse conduction switch SW1 is turned on at the timing when the reverse conduction switch SW1 is turned off. No voltage is applied.
  • soft switching is realized in the MERS 105. And such soft switching implement
  • the discharge period and the charge period depend on the relationship between the capacitance of the capacitor CM and the inductance of the inductor L1, the control signal ON signal, the OFF signal period, the capacitor CM, and the like so that the above soft switching is realized. And the inductance of the inductor L1 may be determined. Further, the capacitance of the capacitor CM and the inductance of the inductor L1 may be determined so that the capacitor CM is charged and discharged at a moderate speed as described above.
  • the inductor L2 has a sufficiently larger inductance than the inductor L1 under the above-described conditions (conditions in FIGS. 2 to 4). Thereby, the charging / discharging of the capacitor CM is dominated by resonance with the inductor L1. Therefore, the inductor L2 can behave like a current source together with the voltage source 13 connected in series with the inductor L2.
  • the inductor L2 may have a larger inductance than the inductor L1 so that such behavior can be achieved.
  • the capacitor C1 and the inductor L1 constitute a smoothing filter that smoothes the current flowing into the current source 11.
  • the capacitor C1 has a sufficiently larger capacitance than the capacitor CM, it is possible to prevent a high voltage from being applied to the current source 11 when the current source 11 is charged.
  • the current source 11 is SMES and includes a superconducting coil, but the superconducting coil has a low withstand voltage (that is, it can be said that the withstand voltage of the current source 11 is low).
  • the capacitance of the capacitor C1 is large, it is prevented that a high voltage (that is, a voltage higher than the withstand voltage is applied) is applied to the current source 11 when the current source 11 is charged. Thus, the superconducting coil can be protected.
  • the capacitance of the capacitor C1 is preferably set to a value larger than the capacitance of the capacitor CM that prevents the voltage higher than the withstand voltage from being applied to the current source 11.
  • the current Icoil flowing through the current source 11 (SMES superconducting coil), the voltage value Vc of the capacitor CM, and the voltage of the current source 11 (SMES superconducting coil) when the length of the ON period of the control signal is changed.
  • the circuit conditions are the same as in FIG. In FIG.
  • the control device 110 supplies the reverse conduction switch SW1 with an off signal control signal until 0.1 ⁇ s, thereby turning off the reverse conduction switch SW1 while turning on the reverse conduction switch SW4.
  • the reverse conduction switch SW4 is kept on by supplying the control signal.
  • the control device 110 supplies the same control signal (a signal for alternately switching on and off signals) to the reverse conducting switches SW1 and SW4 after 0.01 seconds. From 0.01 second to 0.05 second, the ON period, which is the ON signal period of the control signal, is 115 ⁇ s, and after that (after 0.05 second), it is switched to 105 ⁇ s.
  • the power supply direction is reversed due to the change in the length of the ON period of the control signal.
  • the power value Wsmes and the power value Whvdc have substantially the same value (waveform) because they are in a power receiving relationship.
  • the current value Icoil since the current source 11 is charged from 0.01 seconds to 0.05 seconds, the current value Icoil increases, and thereafter, current flows out from the current source 11. The current value Icoil is decreasing.
  • the direction of power supply can be changed by changing the length of the ON period of the control signal. This is effective when the voltage source 13 is a voltage source having a higher voltage than the current source 11 (which means that the peak or average voltage is higher).
  • the current source 11 of the first embodiment is configured to include an AC power supply 15, a thyristor converter (a portion formed by a plurality of thyristors) 16, and an inductor L3 (see FIG. 6).
  • the AC power supply 15 is a power supply to which power can be supplied.
  • parts different from the first embodiment will be mainly described, and description of the same parts as those of the first embodiment will be omitted as appropriate.
  • FIG. 6 those corresponding to those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals (the same applies to FIGS. 8 and 9).
  • the AC power supply 15 constitutes a three-phase AC power supply and outputs a U-phase AC voltage, a V-phase AC voltage, and a W-phase AC voltage.
  • the AC power supply 15 includes three AC power supplies and three inductors connected in series to the three AC power supplies in an equivalent circuit form.
  • the thyristor converter 16 is connected to the AC power supply 15 and includes a plurality of thyristors according to the AC voltage output from the AC power supply 15.
  • the thyristor converter 16 includes thyristors 16A to 16F arranged corresponding to the positive and negative of each of the three-phase alternating currents (U phase, V phase, W phase).
  • the current source 11 also includes an inductor L3.
  • the inductor L3 is connected between the thyristor converter 16 and the negative electrode side of the first connection unit 101.
  • the inductor L3 has a sufficiently larger inductance than the inductor L1, and behaves as the current source 11 together with the AC power supply 15 and the thyristor converter 16. That is, the inductor L 3, the AC power supply 15, and the thyristor converter 16 are components of the current source 11.
  • the control device 110 controls the on / off switching of the reverse conducting switches SW1 and SW4 of the MERS 105, as in the first embodiment. Further, the control device 110 also controls the thyristor converter 16. Specifically, control device 110 turns on thyristor 16A during a positive period of U-phase AC voltage and turns on thyristor 16B during a negative period of U-phase AC voltage. The control device 110 turns on the thyristor 16C during the positive period of the V-phase AC voltage and turns on the thyristor 16D during the negative period of the V-phase AC voltage.
  • control device 110 turns on thyristor 16E during the positive period of the W-phase AC voltage, and turns on thyristor 16F during the negative period of the W-phase AC voltage.
  • the control device 110 turns on each of the thyristors 16A to 16F by supplying an ON signal that is a control signal to each of the thyristors 16A to 16F, but immediately thereafter supplies an OFF signal that is a control signal. That is, the ON signal is a single pulse signal.
  • the control device 110 sets the timing of turning on (ON signal supply timing) as a timing delayed by a predetermined phase angle from the time of zero crossing of each AC voltage (hereinafter referred to as a delayed phase angle).
  • the control device 110 can change the lagging phase angle according to the power supply direction. Each thyristor continues to be turned on even when an off signal is supplied, and is turned off at the time of the zero crossing of each AC voltage (at the time of the first zero crossing after turning on).
  • the circuit of FIG. 6 can take the following circuit conditions, for example.
  • Capacitance of capacitor CM 4 ⁇ F
  • Inductance of inductor L1 1 mH
  • Capacitance of capacitor C1 100 ⁇ F
  • Output voltage frequency of AC power supply 15 50 Hz
  • Output voltage of AC power supply 15 66 kV
  • Inductor L2 20 mH
  • Output voltage of voltage source 13 500 kV
  • Inductor L3 500 mH
  • Inductance of each inductor of AC power supply 15 1.5 mH
  • the control device 110 supplies the reverse conduction type switches SW1 and SW4 with a control signal in which the ON signal and the OFF signal are repeated.
  • the control device 110 supplies the same control signal to the reverse conduction switches SW1 and SW4, thereby switching on / off of the reverse conduction switch SW1 and on / off of the reverse conduction switch SW4 in synchronization.
  • the frequency of the control signal (frequency at which the on signal is switched) is 2000 Hz, and the period of each on signal of the control signal is 120 ⁇ sec.
  • the control device 110 controls the lag phase angle of each control signal supplied to the thyristors 16A to 16F of the thyristor converter 16 (this is the lag phase angle for the ON signal, which can also be referred to as the ON signal supply timing). For example, the control device 110 switches the delay phase angle from 120 ° to 60 °. The delayed phase angle is the same for each control signal. For example, when the lag phase angle for each control signal is 60 °, the control signal supplied to the thyristor 16A is 60 ° from the zero crossing time when the U-phase AC voltage is switched from the negative period to the positive period.
  • the control signal that is switched to the ON signal and supplied to the thyristor 16B the control signal that is switched to the ON signal at 60 ° from the zero crossing time when the positive phase in the U-phase AC voltage is switched to the negative period is supplied to the thyristor 16E. Then, the ON signal is switched at 60 ° from the zero crossing time when the AC phase voltage of the W phase is switched from the positive period to the negative period.
  • W the current Idcin flowing through the inductor L3, the voltage value Vc of the capacitor C1, the voltage value Vload of the voltage source 13, and the voltage value Vdcin inputted to and outputted from the current source 11 (in the case of a negative value, the current
  • the power is supplied to the source 11 and when the value is positive, the power is supplied to the voltage source 13.
  • the power value W1 supplied by the current source 11 (when the value is negative, the current source is charged).
  • the power value W2 supplied to the voltage source 13 (in the case of a negative value, it indicates that the voltage source 13 supplies power), and the thyristor converter 16
  • the lag phase angle of each control signal supplied to each thyristor (each lag phase angle A is common.) And, shown in Figure 7.
  • the control device 110 switches the delay phase angle from 120 ° to 60 ° at the timing after 0.15 seconds.
  • the current value Idcin flowing through the inductor L3 is a combination of the three-phase AC current values I (U), I (V), and I (W), and is substantially constant.
  • the voltage value Vload of the voltage source 13 is also constant.
  • the lag phase angle is switched from 120 ° to 60 ° at the timing of 0.15 seconds, the polarity of the voltage value Vdcin, the power value W1, and the power value W2 is reversed, so the power supply direction changes.
  • the delay phase angle is 120 °
  • power is supplied from the voltage source 13 to the current source 11, and the current source 11 (AC power supply 15) is charged.
  • the delayed phase angle is 60 °
  • power is supplied from the current source 11 to the voltage source 13.
  • the power The supply direction can be changed.
  • soft switching or the like in the MERS 105 is also realized.
  • the effect demonstrated in Embodiment 1 is suitably acquired also in this embodiment.
  • the AC power supply 15 may be another power supply such as a single-phase AC power supply.
  • the power supply direction is changed by changing the delay phase angle of the control signal. I can do it.
  • the connection structure of the thyristor of the thyristor converter 16, the number of thyristors, and the like may be appropriately changed in accordance with the AC power supply.
  • the various reverse conduction type switches described above may be composed of a plurality of elements in which a diode (diode part) and a switching element (switch part) are combined in parallel, or an N-channel silicon MOSFET (Metal-Oxide-).
  • a reverse conducting semiconductor switch other than an IGBT having a switch portion and a diode portion such as a Semiconductor Field-Effect Transistor.
  • the N-channel type silicon MOSFET generally has a lower withstand voltage than the IGBT.
  • the diode D2 or D3 may be a diode portion of a reverse conducting switch.
  • the control device 110 supplies a control signal of an off signal to the reverse conducting switch so that the reverse conducting switch functions as the diode D2 or D3.
  • the control device 110 supplies a control signal of an ON signal to the reverse conducting switch only during the period when the current flows through the diode D2 or D3 when the MERS 105 is operated, so that the reverse conducting switch is turned on. Good. In such a case, the number of paths through which current flows increases, and current loss decreases.
  • the current source 11 may be another current source, may not be a constant current source, and may not be a low voltage.
  • the voltage source 13 may be another voltage source, may not be a constant voltage source, and may not be a high voltage. However, in this case, it is desirable to perform feedback control described later.
  • control device 110 may be configured by a dedicated electronic circuit (ASIC (Application Specific Integrated) Circuit) or the like) that does not require a program.
  • ASIC Application Specific Integrated
  • the control device 110 determines the length of the ON period (first embodiment) of the control signal supplied to the MERS 105 or the delay phase angle of the thyristor converter 16 (second embodiment). By controlling, it is possible to adjust the supply and demand balance between the amount of power supplied from the voltage source 13 to the current source 11 and the amount of power supplied from the current source 11 to the voltage source 13. Since the power supply direction can be changed by this, the control device 110 controls the length of the ON period or the delay phase angle so as to maintain the voltage generated by the voltage source 13. May be. For example, as illustrated in FIGS. 8 and 9, a voltage detection unit 119 including a voltmeter or the like in the power conversion apparatus 100 is connected to the second connection unit 102 in parallel with the voltage source 13.
  • the control device 110 acquires the voltage value detected by the power detection unit 119 (the voltage value of the voltage generated by the voltage source 13 and supplied to the control device 110 in the form of an electrical signal, for example). Then, the acquired voltage value is compared with a predetermined threshold value set in advance. For example, if the voltage value is equal to or greater than a predetermined threshold, the control unit controls the length of the on period or the delay phase angle to control the power supply direction to charge the current source 11. Further, for example, if the voltage value is less than a predetermined threshold, the control unit controls the length of the on period or the delay phase angle to charge the voltage source 11 (increase the output voltage). To control the supply direction. That is, the power supply direction is the direction from the current source 11 to the voltage source 13.
  • the control device 110 sets the ON period to 105 ⁇ s, and in the case of FIG. 6 and the like, the control device 110 sets the delay phase angle to 60 °.
  • the power supply direction is defined by controlling the ON period or the delay phase angle in accordance with the voltage generated by the voltage source 13, the stable operation of the voltage source 13 (the voltage source 13 is generated). It is effective to keep the voltage value of the voltage to be kept below a predetermined reference value). This is particularly effective when the voltage source 13 is composed of a high-voltage low-current DC power source as in the first and second embodiments.
  • the predetermined threshold value is set in the control device 110 when the control device 110 stores it in advance in a storage device such as the ROM 113, for example.
  • the control device 110 acquires the voltage value or current value at a predetermined position in the circuit, and based on the acquired voltage value or current value, the length of the ON period of the control signal supplied to the MERS 105 or thyristor conversion The delay phase angle of the control signal supplied to the device 16 may be changed. That is, the control device 110 may perform feedback control.
  • voltage detectors 118 ⁇ / b> U, 118 ⁇ / b> V, 118 ⁇ / b> W for detecting the voltage of each phase of the three-phase alternating current are arranged in the power conversion device 100 and connected to the three-phase alternating current power supply 15. And the control apparatus 110 acquires the voltage value (It is the voltage value of the voltage of each phase, for example, is supplied to the control apparatus 110 in the form of an electric signal.) Which the voltage detection parts 118U, 118V, and 118W detected.
  • the positive / negative of the voltage of each phase and the zero crossing time of the voltage of each phase are specified, and the timing corresponding to the lag phase angle is turned on based on the specified values (thyristors 16A to 16F are turned on, respectively) (Timing) is specified, and an ON signal is supplied to the corresponding thyristors 16A to 16F at the specified timing to turn it ON.
  • control device 110 may perform switching of the power supply direction based on a user operation.
  • an input unit 117 for example, a switch, an operation button, or the like
  • the input unit performs an operation (switching of the switch,
  • an operation signal indicating the accepted operation is supplied to the control device 110.
  • the control device 110 is configured so that the supply direction specified by this operation is the actual power supply direction, or the length of the ON period of the control signal supplied to the MERS 105, or The lag phase angle of the control signal supplied to the thyristor converter 16 is changed.
  • the control device 110 sets the on period to 115 ⁇ s, and in the case of FIG. 6 or the like, the control device 110 sets the delay phase angle. Set to 120 °.

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Abstract

　電力変換装置（１００）は、電流源（１１）と接続される第１の接続部（１０１）と、電圧源（１３）に接続される第２の接続部（１０２）と、電流源（１１）からの電力を変換して電圧源（１３）に供給する第１の供給と電圧源（１３）からの電力を変換して電流源（１１）に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチ（１０５）と、を備える。電力変換装置（１００）は、さらに制御部（１１０）を備え、制御部（１１０）は、電流源（１１）のサイリスタ（１６Ａ－１６Ｆ）等をオンにするタイミングを変化させることによって、磁気エネルギー回生スイッチ（１０５）に第１の供給と第２の供給とのいずれかを行わせる。

Description

電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法、及び、プログラム
　本発明は、電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法、及び、プログラムに関するものである。
　この種の電力変換装置として、例えば、特許文献１には、４つの逆導通型スイッチと、キャパシタとを有する磁気エネルギー回生スイッチ（ＭＥＲＳ：Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｅｎｅｒｇｙ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｓｗｉｔｃｈ）を用いたものが開示されている。特許文献１に記載の電力変換装置は、一方の対角に位置する二つの逆導通型スイッチ（一方のペア）と、他方の対角に位置する二つの逆導通型スイッチ（他方のペア）と、のいずれかの各逆導通型スイッチのオンとオフとを周期的に切り替える。特許文献１に記載の電力変換装置は、上記二つのペアのいずれのオンとオフとを切り替えるかで、電流の極性を変化させることが出来、これによって電力の供給方向を変化させることができる。つまり、特許文献１に記載の電力変換装置は、一方のペアと他方のペアとのうちのいずれかのペアのオンとオフとを切り替えるかによって、電流の極性を変更することによって電力の供給方向を変更する事が出来る。
特開２００８－１９３８１７号公報
　しかし、上記特許文献１記載の電力変換装置では、電圧の極性を変更することが難しいため、電流源（ここでは、電力が供給されることが可能な電流源）が接続された場合に、電圧の極性を変更することで電力の供給方向を変更することが難しかった。
　本発明は、上記点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電力が供給されることが可能な電流源が使用される場合の電力供給において、電力供給の方向を変更することが出来る電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換方法、及び、プログラムを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力変換装置は、
　交流電源と前記交流電源に接続されたサイリスタとを備え、第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、
　前記サイリスタをオンにするタイミングを制御して前記サイリスタに流れる電流の流れる方向を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせる、
　ことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る電力変換装置は、
　第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、
　前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えを制御することで、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給及び前記第２の供給を行わせる制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンの期間の長さを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせる、
　ことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第３の観点に係る電力変換制御装置は、
　交流電源と前記交流電源に接続されたサイリスタとを備え、第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を制御する電力変換制御装置であって、
　前記サイリスタをオンにするタイミングを制御して前記サイリスタに流れる電流の流れる方向を制御する制御部を備え、
　前記制御部は、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせる、
　ことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第４の観点に係る電力変換制御装置は、
　第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を制御する電力変換制御装置であって、
　前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えを制御することで、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給及び前記第２の供給を行わせる制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンの期間の長さを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせる、
　ことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第５の観点に係る電力変換方法は、
　交流電源と前記交流電源に接続されたサイリスタとを備え、第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を用いた電力変換方法であって、
　前記サイリスタをオンにするタイミングを制御して前記サイリスタに流れる電流の流れる方向を制御する制御ステップを備え、
　前記制御ステップは、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせるステップを含む、
　ことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第６の観点に係る電力変換方法は、
　第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を用いた電力変換方法であって、
　前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えを制御することで、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給及び前記第２の供給を行わせる制御ステップを備え、
　前記制御ステップは、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンの期間の長さを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせるステップを含む、
　ことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第７の観点に係るプログラムは、
　交流電源と前記交流電源に接続されたサイリスタとを備え、第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を制御するコンピュータに、
　前記サイリスタをオンにするタイミングを制御して前記サイリスタに流れる電流の流れる方向を制御する制御ステップを行わせ、
　前記制御ステップは、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせるステップを含む、
　ことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明の第８の観点に係るプログラムは、
　第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を制御するコンピュータに、
　前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えを制御することで、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給及び前記第２の供給を行わせる制御ステップを行わせ、
　前記制御ステップは、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンの期間の長さを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせるステップを含む、
　ことを特徴とする。
　本発明によれば、電力が供給されることが可能な電流源が使用される場合の電力供給において、電力供給の方向を変更することが出来る。
本発明の実施形態１に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 図１の回路構成における電力の供給方向等を説明するためのグラフを示す図である。 図１の回路構成における電力の供給方向等を説明するためのグラフを示す図である。 図１の回路構成におけるＭＥＲＳのソフトスイッチングを説明するためのグラフを示す図である。 図１の回路構成において、制御信号のオン期間の長さを変化させたときの、電力の供給方向等を説明するためのグラフを示す図である。 本発明の実施形態２に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 図６の回路構成において、制御信号の遅れ位相角を変化させたときの、電力の供給方向等を説明するためのグラフを示す図である。 本発明の実施形態１の変形例に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態２の変形例に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。
　本発明の実施形態に係る電力変換装置を図面を参照して説明する。
（実施形態１）
　電力変換装置１００は、図１に示すように、第１接続部１０１、第２接続部１０２、キャパシタＣ１、インダクタＬ１、磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）１０５、インダクタＬ２、制御装置１１０を備える。
　第１接続部１０１は、外部と接続される一対の端子等からなり、電流源１１に接続される。電流源１１は、電力の供給のみならず、電力が供給されることもできる。つまり、電流源１１は、負荷としても機能する。電流源１１では、電力の供給方向によって（つまり、電流源１１に電力を供給するか供給されるかによって）、電流の極性は変わらないが、電圧の極性は変わりうる。電流源１１は、超電導電力貯蔵装置（ＳＭＥＳ　：Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｉｖｅ　Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｅｎｅｒｇｙ　Ｓｔｏｒａｇｅ）である。ＳＭＥＳは、低電圧で高電流の電力を供給する低電圧高電流直流電源である。
　第２接続部１０２は、外部と接続される一対の端子等からなり、電圧源１３に接続される。電圧源１３は、電力の供給のみならず、電力が供給されることもできる。つまり、電圧源１３は、負荷としても機能する。電圧源１３では、電力の供給方向によって（つまり、電圧源１３に電力を供給するか供給されるかによって）、電圧の極性は変わらないが、電流の極性が変わりうる。電圧源１３は、例えば、発電所の発電機、変電所の変圧器などに接続された直流母線である。直流母線には、例えば、売電などを目的として電力を供給できる。直流母線は、高電圧（例えば、５０ｋＶ以上）で低電流の電力を供給する高電圧低電流直流電源である。
　ＳＭＥＳが供給する電力は、直流母線が供給する電力よりも、低電圧で、高電流である。
　キャパシタＣ１は、その両端が第１接続部１０１に接続されている。つまり、キャパシタＣ１は、電流源１１（第１接続部１０１）と並列に接続される。
　インダクタＬ１は、チョークコイル等からなる。インダクタＬ１の一端は、第１接続部１０１の負極側（例えば、電流源１１の負極側に接続される負極端子）及びキャパシタＣ１に接続され、他端はＭＥＲＳ１０５に接続されている。
　ＭＥＲＳ１０５は、接続点Ｎ１乃至Ｎ４、逆導通型スイッチＳＷ１、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３、逆導通型スイッチＳＷ４、キャパシタＣＭ、を備える。
　接続点Ｎ１には、インダクタＬ１の他端が接続されている。接続点Ｎ２は、第１接続部１０１の負極側に接続されている。接続点Ｎ３は、インダクタＬ２に接続されている。接続点Ｎ４は、第２接続部１０２の負極側（例えば、電圧源１３の負極側に接続される負極端子）に接続されている。
　逆導通型スイッチＳＷ１は、並列に接続された、スイッチ部（スイッチング素子の部分）Ｓ１とダイオード部（ダイオードの部分）Ｄ１とから構成されている。逆導通型スイッチＳＷ１は、本実施形態では、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。例えば、スイッチ部Ｓ１は、ＩＧＢＴの自己消弧型素子の部分であり、ダイオード部Ｄ１は、ＩＧＢＴの寄生ダイオードの部分である。
　スイッチ部Ｓ１は、ゲート（制御端子）Ｇ１を備える。ゲートＧ１には、制御装置１１０から制御信号（ゲート信号）である、オン信号又はオフ信号のいずれかが供給される。
　スイッチ部Ｓ１は、ゲートＧ１に制御信号のうちのオン信号が供給されるとオンする。スイッチ部Ｓ１のオンは、逆導通型スイッチＳＷ１のオンでもある。スイッチ部Ｓ１は、オンすると、導通状態になり、ダイオード部Ｄ１の両端を短絡させる。つまり、逆導通型スイッチＳＷ１は、オン信号が供給されてオンしたときに、導通状態になる。
　また、スイッチ部Ｓ１は、ゲートＧ１に制御信号のうちのオフ信号が供給されるとオフする。スイッチ部Ｓ１のオフは、逆導通型スイッチＳＷ１のオフでもある。スイッチ部Ｓ１は、オフすると、非導通状態になる。つまり、逆導通型スイッチＳＷ１は、オフ信号が供給されてオフしたときに、ダイオード部Ｄ１として機能する。つまり、逆導通型スイッチＳＷ１は、オンしたときに導通状態になり、オフしたときにダイオードとして機能する。
　逆導通型スイッチＳＷ１は、ダイオード部Ｄ１のアノードが接続点Ｎ１に接続され、カソードが接続点Ｎ３に接続される向きで、接続点Ｎ１と接続点Ｎ３との間に接続されている。
　逆導通型スイッチＳＷ４は、逆導通型スイッチＳＷ１と同じ構成を有する。スイッチ部Ｓ４は、スイッチ部Ｓ１に対応し、ゲートＧ４は、ゲートＧ１に対応し、ダイオード部Ｄ４は、ダイオード部Ｄ１に対応する。そして、逆導通型スイッチＳＷ４は、逆導通型スイッチＳＷ１と同様に、制御信号のうちのオン信号の供給によってオンしたときに導通状態になり、制御信号のうちのオフ信号の供給によってオフしたときにダイオード部Ｄ４（ダイオード）として機能する。逆導通型スイッチＳＷ４は、ダイオード部Ｄ４のアノードが接続点Ｎ４に接続され、カソードが接続点Ｎ２に接続される向きで、接続点Ｎ２と接続点Ｎ４との間に接続されている。
　ダイオードＤ２及びダイオードＤ３は、それぞれ、逆導通型スイッチとは独立した、単独の素子から構成されている。ダイオードＤ２は、アノードが接続点Ｎ４に接続され、カソードがＮ１に接続されている。ダイオードＤ３は、アノードがＮ２に接続され、カソードが接続点Ｎ３に接続されている。
　キャパシタＣＭは、両端が接続点Ｎ３及び接続点Ｎ４に接続されている。キャパシタＣＭは、逆導通型スイッチＳＷ１及び逆導通型スイッチＳＷ４のオン・オフの切り替わりに応じて、インダクタＬ１に発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして蓄えたり放出したりする。つまり、キャパシタＣＭは、前記の磁気エネルギーを静電エネルギーとして回生するために使用される。
　インダクタＬ２は、チョークコイル等からなる。インダクタＬ１の一端は、ＭＥＲＳ１０５（接続点Ｎ３）に接続され、他端は、第２接続部１０２の正極側（例えば、電圧源１３の正極側に接続される正極端子）に接続されている。
　制御装置１１０は、ＭＥＲＳ１０５を制御する。制御装置１１０は、後述の処理を行うことが可能な所定の回路等によって構成される。例えば、制御装置１１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）１１１と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）１１２と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）１１３と、入出力部１１４と、を備える。
　ＣＰＵ１１１は、ＲＯＭ１１３が記憶するプログラムに従って、制御装置１１０が行う下記処理を実行する。ＲＡＭ１１２は、ＣＰＵ１１１のメインメメモリとして機能する。ＲＯＭ１１３は、プログラムや、下記処理中にＣＰＵ１１１に使用される各種データを記憶する。ＣＰＵ１１１は、下記処理を、ＲＯＭ１１３が記憶するデータを適宜用いて行うものとする。入出力部１１４は、各種ポートから構成され、ＭＥＲＳ１０５の逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４等に接続されている。制御装置１１０に入出力される制御信号等は、入出力部１１４を介して、ＣＰＵ１１１に入出力される。ＲＯＭ１１３、ＲＡＭ１１２等は、適宜、他の記憶装置（フラッシュメモリ等）に変更出来る。
　制御装置１１０は、ゲートＧ１及びＧ４それぞれに制御信号を供給し、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４それぞれのオンとオフとを切り替えることによって、ＭＥＲＳ１０５を制御する。
　ここで、図１の回路は、例えば、下記のような回路条件を取り得る。
（１）キャパシタＣＭの静電容量：４μＦ
（２）インダクタＬ１のインダクタンス：１ｍＨ
（３）キャパシタＣ１の静電容量：１００μＦ
（４）電流源１１のインダクタンス：１００Ｈ、電流源１１の初期電流値：１０Ａ
（５）インダクタＬ２：１０ｍＨ
（６）電圧源の出力電圧：５００ｋＶ
　制御装置１１０は、オン信号とオフ信号とが繰り返される制御信号を逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４に供給する。制御装置１１０は、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４に同じ制御信号を供給することで、逆導通型スイッチＳＷ１のオン・オフと逆導通型スイッチＳＷ４のオン・オフとを同期させて切り替えるものとする。ここでは、この制御信号の周波数（オン信号の切り替え時の周波数）を２０００Ｈｚ、制御信号の各オン信号の期間を１１５μ秒とする。
　上記回路条件（制御信号についての条件も含む。）での回路動作における、キャパシタＣＭの電圧値Ｖｃ、制御信号の電圧値Ｖｇ、インダクタＬ２の電流値Ｉｄｃ、キャパシタＣ１の電圧値Ｖｃｕｒｒを図２に示す。
　図２を参照すると、制御信号がオフ信号になると、つまり、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４をオフにすると、キャパシタＣＭの電圧値Ｖｃが上昇しているので、キャパシタＣＭが充電されていることが分かる。また、制御信号がオン信号になると、つまり、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４をオンにすると、キャパシタＣＭの電圧値Ｖｃが下降しているので、キャパシタＣＭが放電されていることが分かる。このように、キャパシタＣＭは、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４のオンとオフとの切り替わりに応じて、充放電される。このとき、インダクタＬ１に発生する磁気エネルギーは、静電エネルギー（電荷）としてキャパシタＣＭに蓄えられて（充電されて）放出される（放電される）。つまり、インダクタＬ１に発生する磁気エネルギーは、磁気エネルギー回生スイッチ１０５のキャパシタＣＭの充放電によって回生されることになる。
　インダクタＬ２の電流値Ｉｄｃは、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４のオンとオフとの切り替わりに応じて、周期的に変動しているが、その平均値は、－０．７７ｋＡになっている。インダクタＬ２の電流値Ｉｄｃは、電圧源１３の正極から電流が流れる方向を負の値としているので、電流は、電圧源１３から電流源１１に流れ込んでいる。シミュレーション結果によると、電流源１１は毎秒平均３６５ＭＷの電力で充電されている。
　なお、キャパシタＣ１の電圧値Ｖｃｕｒｒは、略一定であるが、負の値をとっている。電圧値Ｖｃｕｒｒは、電流源１１が電力供給を行うときに正の値をとるように設定されているので、このことからも電流源１１は充電されていることが分かる。
　次に、上記条件のうち、制御信号の各オン信号の期間を１０５μ秒に変更した場合の回路動作における、キャパシタＣＭの電圧値Ｖｃ、制御信号の電圧値Ｖｇ、インダクタＬ２の電流値Ｉｄｃ、キャパシタＣ１の電圧値Ｖｃｕｒｒを図３に示す。
　図３を参照すると、制御信号がオフ信号になると、つまり、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４をオフにすると、キャパシタＣＭの電圧値Ｖｃが上昇した後わずかに下降しているので、キャパシタＣＭが充電された後わずかに放電していることが分かる。また、制御信号がオン信号になると、つまり、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４をオンにすると、キャパシタＣＭの電圧値Ｖｃがさらに下降しているので、キャパシタＣＭがさらに放電されていることが分かる。このように、キャパシタＣＭは、図２の回路動作の場合と同様、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４のオンとオフとの切り替わりに応じて、キャパシタＣＭは充放電される。このときも図２の場合と同様に、インダクタＬ１に発生する磁気エネルギーは、キャパシタＣＭの充放電によって回生されることになる。
　インダクタＬ２の電流値Ｉｄｃは、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４のオンとオフとの切り替わりに応じて、周期的に変動しているが、その平均値は、＋０．７ｋＡになっている。このため、図２の場合とは逆に、この場合の電流は、電流源１１から電圧源１３に流れ込んでいる。シミュレーション結果によると、電流源１１は毎時平均３８５ＭＷの電力で充電されている。
　なお、キャパシタＣ１の電圧値Ｖｃｕｒｒは、略一定であるが、正の値をとっている。電圧値Ｖｃｕｒｒは、電流源１１が電力供給を行うときに正の値をとるように設定されているので、このことからも電流源１１には電力が供給されていることが分かる。
　図２及び図３を比較すると、制御信号のオン期間を１１５μ秒から１０５μ秒に変更するのみで、キャパシタＣ１の電圧値Ｖｃｕｒｒの正負とインダクタＬ２の電流値Ｉｄｃの平均値の正負とが逆転しているので、電力の供給方向を変更する（逆にする）ことが出来ることが分かる。このとき、電流源１１から電圧源１３に電力を供給する場合には昇圧が行われ、一方、電圧源１３から電流源１１に電力を供給する場合には降圧が行われている。
　図２の回路動作における逆導通型スイッチＳＷ１に流れる電流値Ｉ（ＳＷ１）と、逆導通型スイッチＳＷ１に印加される電圧値Ｖ（ＳＷ１）と、制御信号の電圧値Ｖｇと、の関係を図４に示す。なお、逆導通型スイッチＳＷ４に流れる電流及び印加される電圧も逆導通型スイッチＳＷ１と同様である。
　図４に示すように、制御信号がオフ信号からオン信号に切り替わるタイミングでは、電流値Ｉ（ＳＷ１）は０になっている。つまり、逆導通型スイッチＳＷ１がオンに切り替わるタイミングにおいて、逆導通型スイッチＳＷ１には電流が流れていない。また、制御信号がオン信号からオフ信号に切り替わるタイミングでは、電圧値Ｖ（ＳＷ１）は０になっている。つまり、図２及び図３を参照すると分かるように、制御信号のオン信号の期間においてキャパシタＣＭの放電は完了しており、逆導通型スイッチＳＷ１がオフに切り替わるタイミングにおいて、逆導通型スイッチＳＷ１に電圧は印加されていない。このような回路動作により、ＭＥＲＳ１０５ではソフトスイッチングが実現されている。そして、このようなソフトスイッチングによって、スイッチング損失等の軽減が実現される。
　また、逆導通型スイッチＳＷ１がオンに切り替わった後には、電流値Ｉ（ＳＷ１）は緩やかに上昇している。つまり、キャパシタＣＭの放電が或る期間をかけて緩やかに行われている（図２等を参照）。また、逆導通型スイッチＳＷ１がオフに切り替わった後には、電圧値Ｖ（ＳＷ１）は緩やかに上昇している。つまり、キャパシタＣＭの充電が或る期間をかけて緩やかに行われている（図２等を参照）。これら電流・電圧の緩やかな変化は、インダクタＬ１とキャパシタＣＭとの共振による。また、この緩やか変化によって、例えば、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４が複数の素子を直列や並列に接続されて一つのスイッチを構成している場合、そのうちのいずれかの素子のオン又はオフのタイミングがずれたとしても、その素子に大きな電流が突然流れたり、大きな電圧が突然印加されたりすることが防止され、ＭＥＲＳ１０５内の素子は保護される。このような効果は、本実施形態のように、電圧源１３が高電圧を出力する場合には特に有効である。
　上記図２乃至図４における条件（上記各値）は、あくまで一例であり、適宜変更が可能である。特に、下記を満たすように、前記条件を変更できる。
　放電期間や充電期間は、キャパシタＣＭの静電容量とインダクタＬ１のインダクタンスとの関係に依存するので、上記のソフトスイッチングが実現されるように、制御信号のオン信号、オフ信号の期間、キャパシタＣＭの静電容量、及び、インダクタＬ１のインダクタンスを決定するとよい。また、キャパシタＣＭの充電及び放電が上記のように緩やかな速度で行われるように、キャパシタＣＭの静電容量、及び、インダクタＬ１のインダクタンスを決定するとよい。
　なお、上記のような条件（図２乃至図４における条件）では、インダクタＬ２は、インダクタＬ１よりも十分大きなインダクタンスを有している。これによって、コンデンサＣＭの充放電は、インダクタＬ１との共振が支配的になる。従って、インダクタＬ２は、インダクタＬ２と直列に接続された電圧源１３とともに電流源のような振る舞いをすることが出来る。インダクタＬ２は、このような振る舞いが出来るように、インダクタＬ１よりも大きなインダクタンスを有するようにするとよい。
　上記のような条件（図２乃至図４における条件）では、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とは、電流源１１に流れ込む電流を平滑化する平滑フィルタを構成する。特に、キャパシタＣ１は、キャパシタＣＭよりも十分大きな静電容量になっているので、電流源１１の充電時には電流源１１に高電圧が印加されることが防止される。本実施形態では、電流源１１はＳＭＥＳであり、超伝導コイルを備えるが、その超伝導コイルは耐電圧が低い（つまり、電流源１１の耐電圧が低いともいえる。）。しかし、上記のように、キャパシタＣ１の静電容量が大きいため、電流源１１の充電時には電流源１１に高電圧（つまり、耐電圧より高い電圧が印加される）が印加されることが防止されるので、超伝導コイルを保護することができる。このように、キャパシタＣ１の静電容量は、電流源１１に耐電圧より高い電圧が印加されることを防止する、キャパシタＣＭの静電容量よりも大きな値にするとよい。
　ここで、制御信号のオン期間の長さを変化させた場合の、電流源１１（ＳＭＥＳの超電導コイル）に流れる電流Ｉｃｏｉｌ、キャパシタＣＭの電圧値Ｖｃ、電流源１１（ＳＭＥＳの超電導コイル）の電圧Ｖｃｏｉｌ、制御信号の電圧値Ｖｇ（逆導通型スイッチＳＷ４への制御信号の電圧値）、電流源１１が供給する又は供給される電力値Ｗsmes（マイナスの場合には、電流源１１が充電される。）、電圧源１３が供給する又は供給される電力値Ｗｈｖｄｃ（マイナスの場合には、電流源１１が充電される。）、を図５に示す。図５において、回路の条件は、図２等の場合と同じである。図５では、制御装置１１０は、０．１μ秒まで、逆導通型スイッチＳＷ１にオフ信号の制御信号を供給することで逆導通型スイッチＳＷ１をオフにし続ける一方で逆導通型スイッチＳＷ４にオン信号の制御信号を供給することで、逆導通型スイッチＳＷ４をオンにし続ける。制御装置１１０は、０．０１秒以降では、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４に同じ内容の制御信号（オン信号とオフ信号を交互に切り替わる信号）を供給している。０．０１秒以降０．０５秒までは、制御信号のオン信号の期間であるオン期間は１１５μ秒であり、その後（０．０５秒後）では、１０５μ秒に切り替わっている。
　図５を参照すると、制御信号のオン期間の長さの変化によって、電力の供給方向が逆転していることが分かる。なお、電力値Ｗsmesと電力値Ｗｈｖｄｃとは、電力の受給の関係にあるので、略同様の値（波形）になっている。なお、電流値Ｉｃｏｉｌを参照すると、０．０１秒以降０．０５秒までは、電流源１１の充電が行われているので電流値Ｉｃｏｉｌは増加し、それ以降では電流源１１から電流が流れ出るので電流値Ｉｃｏｉｌが減少している。
　以上のように、本実施形態では、制御信号のオン期間の長さを変化させることによって、電力の供給方向を変更する事が出来る。これは、電圧源１３が電流源１１よりも高電圧（ピーク又は平均電圧が高いことをいう。）の電圧源の場合に有効である。
（実施形態２）
　実施形態２では、実施形態１の電流源１１が交流電源１５とサイリスタ変換器（複数のサイリスタによって構成されている部分）１６とインダクタＬ３とを含むように構成されている（図６参照）。他の構成は、実施形態１と同様である。交流電源１５は、電力が供給されることが可能な電源である。なお、以下では、実施形態１と異なる部分を中心に説明し、実施形態１と同じ部分の説明は適宜省略する。図６では、実施形態１のものと対応するものについては、同じ符号を付している（図８や図９についても同じ。）。
　交流電源１５は三相交流電源を構成し、Ｕ相の交流電圧、Ｖ相の交流電圧、Ｗ相の交流電圧を出力する。交流電源１５は、等価回路的に、三つの交流電源と、三つの交流電源それぞれに直列に接続された三つのインダクタと、を含む。
　サイリスタ変換器１６は、交流電源１５に接続され、交流電源１５が出力する交流電圧に応じて複数のサイリスタを備える。本実施形態では、サイリスタ変換器１６は、三相交流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）それぞれの正負に対応して配置されたサイリスタ１６Ａ乃至１６Ｆを備える。
　また、電流源１１は、インダクタＬ３も備える。インダクタＬ３は、サイリスタ変換器１６と第１接続部１０１の負極側との間に接続されている。インダクタＬ３は、インダクタＬ１よりも十分大きなインダクタンスを有し、交流電源１５、サイリスタ変換器１６とともに電流源１１として振る舞う。つまり、インダクタＬ３と交流電源１５とサイリスタ変換器１６とは、電流源１１の構成要素になっている。
　制御装置１１０は、実施形態１と同様に、ＭＥＲＳ１０５の逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４のオン・オフの切り替えを制御する。さらに、制御装置１１０は、サイリスタ変換器１６も制御する。具体的には、制御装置１１０は、Ｕ相の交流電圧の正の期間にサイリスタ１６Ａをオンし、Ｕ相の交流電圧の負の期間にサイリスタ１６Ｂをオンする。また、制御装置１１０は、Ｖ相の交流電圧の正の期間にサイリスタ１６Ｃをオンし、Ｖ相の交流電圧の負の期間にサイリスタ１６Ｄをオンする。また、制御装置１１０は、Ｗ相の交流電圧の正の期間にサイリスタ１６Ｅをオンし、Ｗ相の交流電圧の負の期間にサイリスタ１６Ｆをオンする。制御装置１１０は、サイリスタ１６Ａ乃至１６Ｆそれぞれに、制御信号であるオン信号を供給することによって、サイリスタ１６Ａ乃至１６Ｆそれぞれをオンするが、その後、すぐに制御信号であるオフ信号を供給する。つまり、オン信号は、単発のパルス信号である。そして、制御装置１１０は、上記オンするタイミング（オン信号の供給タイミング）を、各交流電圧のゼロ交差時から所定の位相角だけ遅れたタイミング（以下、遅れ位相角という。）とするが、前記制御装置１１０は電力の供給方向に応じて遅れ位相角を変化させることが出来る。各サイリスタは、オフ信号の供給があってもオンし続け、各交流電圧のゼロ交差時（オンの後に初めて到来するゼロ交差時）にオフに切り替わる。
　ここで、図６の回路は、例えば、下記のような回路条件を取り得る。
（１）キャパシタＣＭの静電容量：４μＦ
（２）インダクタＬ１のインダクタンス：１ｍＨ
（３）キャパシタＣ１の静電容量：１００μＦ
（４）交流電源１５の出力電圧の周波数：５０Ｈｚ
（５）交流電源１５の出力電圧：６６ｋＶ
（６）インダクタＬ２：２０ｍＨ
（７）電圧源１３の出力電圧：５００ｋＶ
（８）インダクタＬ３：５００ｍＨ
（９）交流電源１５の各インダクタのインダクタンス：１．５ｍＨ
　制御装置１１０は、オン信号とオフ信号とが繰り返される制御信号を逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４に供給する。制御装置１１０は、逆導通型スイッチＳＷ１及びＳＷ４に同じ制御信号を供給することで、逆導通型スイッチＳＷ１のオン・オフと逆導通型スイッチＳＷ４のオン・オフとを同期させて切り替えるものとする。ここでは、この制御信号の周波数（オン信号の切り替え時の周波数）を２０００Ｈｚ、制御信号の各オン信号の期間を１２０μ秒とする。
　制御装置１１０は、サイリスタ変換器１６のサイリスタ１６Ａ乃至１６Ｆに供給する各制御信号の遅れ位相角（オン信号についての遅れ位相角であり、オン信号の供給タイミングとも言える。）を制御する。例えば、制御装置１１０は、遅れ位相角を１２０°から６０°に切り替える。なお、遅れ位相角は、各制御信号について同じである。例えば、各制御信号についての遅れ位相角が６０°の場合には、サイリスタ１６Ａに供給される制御信号では、Ｕ相の交流電圧における負の期間から正の期間に切り替わるゼロ交差時から６０°でオン信号に切り替わり、サイリスタ１６Ｂに供給される制御信号では、Ｕ相の交流電圧における正の期間から負の期間に切り替わるゼロ交差時から６０°でオン信号に切り替わり、サイリスタ１６Ｅに供給される制御信号では、Ｗ相の交流電圧における正の期間から負の期間に切り替わるゼロ交差時から６０°でオン信号に切り替わる。
　上記回路条件（制御信号についての条件も含む。）で回路を動作させたときの、交流電源１５から流れ出るＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流値Ｉ（Ｕ）、Ｉ（Ｖ）、Ｉ（Ｗ）と、インダクタＬ３に流れる電流Ｉｄｃｉｎと、キャパシタＣ１の電圧値Ｖｃと、電圧源１３の電圧値Ｖｌｏａｄと、電流源１１に入出力される電圧値Ｖｄｃｉｎ（負の値の場合には電流源１１に電力が供給され、正の値の場合には電圧源１３に電力が供給されている。）と、電流源１１が供給する電力値Ｗ１（負の値の場合には電流源が充電されていることを示す。）と、電圧源１３に供給される電力値Ｗ２（負の値の場合には電圧源１３が電力を供給していることを示す。）と、サイリスタ変換器１６の各サイリスタに供給する各制御信号の遅れ位相角（各遅れ位相角は共通である。）と、を図７に示す。なお、制御装置１１０は、遅れ位相角を、０．１５秒後のタイミングで、１２０°から６０°に切り替える。
　インダクタＬ３に流れる電流値Ｉｄｃｉｎは、三相交流の各電流値Ｉ（Ｕ）、Ｉ（Ｖ）、Ｉ（Ｗ）が合わさったものであり、略一定になっている。電圧源１３の電圧値Ｖｌｏａｄも一定になっている。また、０．１５秒のタイミングで遅れ位相角が１２０°から６０°に切り替わると、電圧値Ｖｄｃｉｎ、電力値Ｗ１、電力値Ｗ２の極性が反転していることから、電力の供給方向が変わっていることが分かる。具体的には、遅れ位相角が１２０°の時には、電圧源１３から電流源１１に電力が供給され、電流源１１（交流電源１５）が充電される。一方で、遅れ位相角が６０°の時には、電流源１１から電圧源１３に電力が供給される。
　以上のように、本実施形態では、サイリスタ変換器１６に供給される制御信号の遅れ位相角を変化させることによって、ＭＥＲＳ１０５に供給する制御信号のオン期間の長さを変化させなくても、電力の供給方向を変更する事が出来る。また、実施形態１と同様に、ＭＥＲＳ１０５におけるソフトスイッチング等も実現される。このため、実施形態１で説明した効果は本実施形態でも適宜得られる。もちろん、さらにＭＥＲＳ１０５に供給する制御信号のオン期間の長さを変化させてもよい。なお、交流電源１５は、単相交流電源等の他の電源であってもよく、このような場合であっても、制御信号の遅れ位相角を変化させることによって、電力の供給方向を変更する事が出来る。この場合には、サイリスタ変換器１６のサイリスタの接続構成やサイリスタの数等も交流電源に併せて適宜変更するとよい。
　なお、本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施形態や変形例は、本発明の実施例を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。以下に上記実施形態の変形例を例示する。
（変形例）
　上記で説明した各種逆導通型スイッチ等は、ダイオード（ダイオード部）とスイッチング素子（スイッチ部）とを並列に組み合わせた複数の素子からなってもよいし、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の、スイッチ部とダイオード部とを有するＩＧＢＴ以外の逆導通型半導体スイッチあってもよい。但し、Ｎチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴは、一般的にＩＧＢＴに比べ耐電圧が低い。
　また、上記の回路構成は、適宜変更可能である。例えば、ダイオードＤ２又はＤ３は、逆導通型スイッチのダイオード部であってもよい。この場合には、制御装置１１０は、逆導通型スイッチにオフ信号の制御信号を供給して、逆導通型スイッチをダイオードＤ２又はＤ３として機能させる。制御装置１１０は、ＭＥＲＳ１０５を動作させているときにおいてダイオードＤ２又はＤ３に電流が流れる期間だけ、逆導通型スイッチにオン信号の制御信号を供給して、この逆導通型スイッチを導通状態にしてもよい。このような場合、電流の流れる経路が増え、電流の損失が減る。また、電流源１１は、他の電流源であってもよく、定電流源でなくてもよく、低電圧でなくてもよい。電圧源１３は、他の電圧源であってもよく、定電圧源でなくてもよく、高電圧でなくてもよい。但し、この場合には、後述のフィードバック制御が行われることが望ましい。
　また、制御装置１１０の少なくとも一部は、プログラムを必要としない専用の電子回路（ASIC（Application Specific Integrated Circuit）等）によって構成されてもよい。
　上記実施形態１及び実施形態２では、制御装置１１０は、ＭＥＲＳ１０５に供給する制御信号のオン期間（実施形態１）の長さ、又は、サイリスタ変換器１６の遅れ位相角など（実施形態２）を制御することによって、電圧源１３から電流源１１に電力が供給される電力量と、電流源１１から電圧源１３に電力が供給される電力量と、の需給バランスを調整することができる。そして、これにより電力の供給方向を変更することが可能であるので、制御装置１１０は、電圧源１３が発生させる電圧を維持するように、上記オン期間の長さ又は遅れ位相角などを制御してもよい。例えば、図８及び図９に示すように、電力変換装置１００内に電圧計などからなる電圧検出部１１９を電圧源１３と並列になるように第２接続部１０２に接続する。そして、例えば、制御装置１１０は、電力検出部１１９が検出した電圧値（電圧源１３が発生させる電圧の電圧値であり、例えば、電気信号の形で制御装置１１０に供給される。）を取得し、取得した電圧値を予め設定された所定の閾値と比較する。そして、例えば、制御部は、電圧値が所定の閾値以上であれば、上記オン期間の長さ又は遅れ位相角などを制御して電流源１１を充電するよう電力の供給方向を制御する。また、例えば、制御部は、電圧値が所定の閾値未満であれば、上記オン期間の長さ又は遅れ位相角などを制御して電圧源１１を充電する（出力電圧を上昇させる）ように電力の供給方向を制御する。つまり、電力の供給方向を電流源１１から電圧源１３への方向にする。例えば、図２等の場合では、制御装置１１０はオン期間を１０５μ秒にし、図６等の場合では、制御装置１１０は遅れ位相角を６０°にする。このように、電圧源１３が発生させる電圧に応じて、上記オン期間又は遅れ位相角などを制御することで、電力の供給方向を規定すれば、電圧源１３の安定運転（電圧源１３が発生させる電圧の電圧値が所定の基準値を下回らない状態に保つこと）に効果的である。これは、電圧源１３が、実施形態１及び２のときのような、高電圧低電流直流電源などからなる場合に特に有効である。なお、上記所定の閾値は、例えば、制御装置１１０がＲＯＭ１１３などの記憶装置によって予め記憶することで制御装置１１０に設定されるものとする。
　制御装置１１０は、上記回路内の所定位置の電圧値又は電流値を取得し、取得した電圧値又は電流値に基づいて、ＭＥＲＳ１０５に供給される制御信号のオン期間の長さ、又は、サイリスタ変換器１６に供給される制御信号の遅れ位相角を変化させてもよい。つまり、制御装置１１０は、フィードバック制御を行っても良い。
　また、図９のように、三相交流の各相の電圧を検出する電圧検出部１１８Ｕ、１１８Ｖ、１１８Ｗを電力変換装置１００内に配置し、かつ、三相交流電源１５に接続する。そして、制御装置１１０は、電圧検出部１１８Ｕ、１１８Ｖ、１１８Ｗが検出した電圧値（各相の電圧の電圧値であり、例えば、電気信号の形で制御装置１１０に供給される。）を取得し、取得した電圧値に基づいて、各相の電圧の正負及び各相の電圧のゼロ交差時を特定し、特定したこれらに基づいて遅れ位相角に対応するタイミング（サイリスタ１６Ａ乃至１６Ｆをそれぞれオンするタイミング）を特定し、特定したタイミングでオン信号を、該当するサイリスタ１６Ａ乃至１６Ｆに供給してオンする。
　また、制御装置１１０は、電力の供給方向の切り替えをユーザの操作に基づいて行っても良い。この場合、例えば、ユーザの操作を受け付ける入力部１１７（例えば、切り替えスイッチ、操作ボタンなど）が電力変換装置１００に設けられ、入力部は、電力の供給方向を指定する操作（切り替えスイッチの切り替え、操作ボタンの押下）を受け付けると受け付けた操作を示す操作信号を制御装置１１０に供給する。制御装置１１０は供給された操作信号が示す操作に応じて、この操作が指定する供給方向が実際の電力の供給方向になるように、ＭＥＲＳ１０５に供給される制御信号のオン期間の長さ、又は、サイリスタ変換器１６に供給される制御信号の遅れ位相角変化させる。例えば、電流源１１を充電する指示を入力部が受け付けた場合、図２等の場合では、制御装置１１０はオン期間を１１５μ秒にし、図６等の場合では、制御装置１１０は遅れ位相角を１２０°にする。
１１　　電流源
１３　　電圧源
１５　　交流電源
１６　　サイリスタ変換器
１００　電力変換装置
１０１　第１接続部
１０２　第２接続部
１０５　ＭＥＲＳ
１１０　制御装置
ＳＷ１　逆導通型スイッチ
ＳＷ４　第３逆導通型スイッチ
ＣＭ　　キャパシタ

Claims (15)

  1. 　交流電源と前記交流電源に接続されたサイリスタとを備え、第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
    　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
    　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、
    　前記サイリスタをオンにするタイミングを制御して前記サイリスタに流れる電流の流れる方向を制御する制御部と、を備え、
    　前記制御部は、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせる、
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えをさらに制御するが、前記オンのデューティ比を一定にして、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記第１の供給と前記第２の供給とを切り替える、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えをソフトスイッチングで行う、
    　ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記電圧源が発生させる電圧に応じて、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させる、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記第１の接続部に並列に接続された平滑用キャパシタを更に備え、
    　前記所定のインダクタは、前記コンデンサと前記磁気回生スイッチとの間に接続され、
    　前記平滑用キャパシタと前記所定のインダクタとによって、前記電流源の耐電圧よりも大きな電圧が前記電流源に印加されることを防止するための平滑フィルタが構成されている、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
    　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
    　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、
    　前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えを制御することで、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給及び前記第２の供給を行わせる制御部と、を備え、
    　前記制御部は、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンの期間の長さを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせる、
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  7. 　前記制御部は、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えをソフトスイッチングで行う、
    　ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記制御部は、前記電圧源が発生させる電圧に応じて、前記オンの期間の長さを変化させる、
    　ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  9. 　前記第１の接続部に並列に接続された平滑用キャパシタを更に備え、
    　前記所定のインダクタは、前記コンデンサと前記磁気回生スイッチとの間に接続され、
    　前記平滑用キャパシタと前記所定のインダクタとによって、前記電流源の耐電圧よりも大きな電圧が前記電流源に印加されることを防止するための平滑フィルタが構成されている、
    　ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  10. 　交流電源と前記交流電源に接続されたサイリスタとを備え、第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
    　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
    　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を制御する電力変換制御装置であって、
    　前記サイリスタをオンにするタイミングを制御して前記サイリスタに流れる電流の流れる方向を制御する制御部を備え、
    　前記制御部は、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせる、
    　ことを特徴とする電力変換制御装置。
  11. 　第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
    　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
    　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を制御する電力変換制御装置であって、
    　前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えを制御することで、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給及び前記第２の供給を行わせる制御部と、を備え、
    　前記制御部は、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンの期間の長さを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせる、
    　ことを特徴とする電力変換制御装置。
  12. 　交流電源と前記交流電源に接続されたサイリスタとを備え、第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
    　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
    　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を用いた電力変換方法であって、
    　前記サイリスタをオンにするタイミングを制御して前記サイリスタに流れる電流の流れる方向を制御する制御ステップを備え、
    　前記制御ステップは、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせるステップを含む、
    　ことを特徴とする電力変換方法。
  13. 　第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
    　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
    　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を用いた電力変換方法であって、
    　前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えを制御することで、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給及び前記第２の供給を行わせる制御ステップを備え、
    　前記制御ステップは、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンの期間の長さを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせるステップを含む、
    　ことを特徴とする電力変換方法。
  14. 　交流電源と前記交流電源に接続されたサイリスタとを備え、第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
    　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
    　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を制御するコンピュータに、
    　前記サイリスタをオンにするタイミングを制御して前記サイリスタに流れる電流の流れる方向を制御する制御ステップを行わせ、
    　前記制御ステップは、前記サイリスタをオンにするタイミングを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせるステップを含む、
    　ことを特徴とするプログラム。
  15. 　第１の電力が供給されることが可能な電流源と接続される第１の接続部と、
    　第２の電力が供給されることが可能な電圧源に接続される第２の接続部と、
    　キャパシタと、前記キャパシタに接続された複数の逆導通型スイッチと、を備え、前記複数の逆導通型スイッチのオンとオフとの切り替わりによって、所定のインダクタに発生する磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタに充放電させることによって前記電流源からの電力を前記第２の電力に変換して前記電圧源に供給する第１の供給と前記電圧源からの電力を前記第１の電力に変換して前記電流源に供給する第２の供給とのいずれかを行う磁気エネルギー回生スイッチと、を備える電力変換部を制御するコンピュータに、
    　前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンとオフとの切り替えを制御することで、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給及び前記第２の供給を行わせる制御ステップを行わせ、
    　前記制御ステップは、前記複数の逆導通型スイッチそれぞれのオンの期間の長さを変化させることによって、前記磁気エネルギー回生スイッチに前記第１の供給と前記第２の供給とのいずれかを行わせるステップを含む、
    　ことを特徴とするプログラム。
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