JPS6077681A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS6077681A JPS6077681A JP58186276A JP18627683A JPS6077681A JP S6077681 A JPS6077681 A JP S6077681A JP 58186276 A JP58186276 A JP 58186276A JP 18627683 A JP18627683 A JP 18627683A JP S6077681 A JPS6077681 A JP S6077681A
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- Japan
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- circuit
- voltage
- capacitor
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はコンデンサを含む平滑回路と、これに接続さ
れる電圧型インパータとを有する電力変換装置に関する
。
れる電圧型インパータとを有する電力変換装置に関する
。
第１図は従来の電力変換装置の一般的構成を示したブロ
ック図である。整流回路１１によシ交流を可変電圧の直
流に変換し、直流リアクトル１２とフィルタコンデンサ
１３とからなる平滑回路によりこの直流電圧を平滑化す
る。さらにインパータ回路１４により、所望の周波数を
持った交流に逆変換して負荷となる電磁撹拌装置１５に
給電する。なお負荷は電磁撹拌装置１５に限定されるわ
けではなく、リアクトルあるいは交流電動機等の交流負
荷であれば何ら支障はない。
ック図である。整流回路１１によシ交流を可変電圧の直
流に変換し、直流リアクトル１２とフィルタコンデンサ
１３とからなる平滑回路によりこの直流電圧を平滑化す
る。さらにインパータ回路１４により、所望の周波数を
持った交流に逆変換して負荷となる電磁撹拌装置１５に
給電する。なお負荷は電磁撹拌装置１５に限定されるわ
けではなく、リアクトルあるいは交流電動機等の交流負
荷であれば何ら支障はない。
整流回路１１およびインパータ回路１４０制御回路は次
のように構成されている。電圧・周波数基準２１からの
電圧基準と、インパータ回路１４の出力電圧を変圧器四
を介して絶縁し、整流回路ｎを通して直流に変換した電
圧帰還信号とは電圧制御回銘冴において比較増巾され電
流基準となる。さらにこの電流基準と、入力交流電流を
変成器２５を介して絶縁し、さらに整流回路部を通して
直流に変換した電流帰還信号とは電流制御回路かにおい
て比較増巾され位相基準となる。この位相基準と、変圧
器路を介して得られる交流入力電圧位相とは位相制御回
路２９によシ比較され、整流回路１１を構成するサイリ
スクに点弧／ぐルスの点弧角を制御する情報として与え
られる。一方、電圧周波数基準２１からの周波数基準は
発振回路凹を介してインパータ回路１４を構成するＧＴ
Ｏ（ゲートターンオン素子）に点弧および消弧パルスと
して与えられ、インパータ回路１４から出力に所望の周
波数を持つ交流が得られる。
のように構成されている。電圧・周波数基準２１からの
電圧基準と、インパータ回路１４の出力電圧を変圧器四
を介して絶縁し、整流回路ｎを通して直流に変換した電
圧帰還信号とは電圧制御回銘冴において比較増巾され電
流基準となる。さらにこの電流基準と、入力交流電流を
変成器２５を介して絶縁し、さらに整流回路部を通して
直流に変換した電流帰還信号とは電流制御回路かにおい
て比較増巾され位相基準となる。この位相基準と、変圧
器路を介して得られる交流入力電圧位相とは位相制御回
路２９によシ比較され、整流回路１１を構成するサイリ
スクに点弧／ぐルスの点弧角を制御する情報として与え
られる。一方、電圧周波数基準２１からの周波数基準は
発振回路凹を介してインパータ回路１４を構成するＧＴ
Ｏ（ゲートターンオン素子）に点弧および消弧パルスと
して与えられ、インパータ回路１４から出力に所望の周
波数を持つ交流が得られる。
持開％ｆ６Ｕ−７７６１｛１（どノ
第２図はこのような制御回路によって駆動される電力変
換装置の主回路である整流回路１１およびインパータ回
路１４の構成を示したものである。整流回路１１および
インパータ回路１４の動作および制御用パルスの与え方
については説明を省略するが、たとえば特公昭５１−９
８９０にはその動作の詳細が述べられている。
換装置の主回路である整流回路１１およびインパータ回
路１４の構成を示したものである。整流回路１１および
インパータ回路１４の動作および制御用パルスの与え方
については説明を省略するが、たとえば特公昭５１−９
８９０にはその動作の詳細が述べられている。
上述した平滑回路を有する電圧型インパータｌ４を駆動
した場合、負荷との間でやシとリされる無効電力はイン
パータ回路１４を摘成するＧＴＯおよびダイオードを通
って平滑回路のフィルタコンデンサ１３に電流を流す。
した場合、負荷との間でやシとリされる無効電力はイン
パータ回路１４を摘成するＧＴＯおよびダイオードを通
って平滑回路のフィルタコンデンサ１３に電流を流す。
第３図は無効電力成分電流によるフィルタコンデンサの
電圧変動を説明するだめの図である。第３図（ａ）はイ
ンパータ回路１４の出力３相交流電流’ｕ”ｖ”ｗの波
形を示す。第３図（ｂ）はこの電流を供給するフィルタ
コンデンサ１３がらの充放Ｗ，ｆｆｌ流ｉｃを示してお
シ、放電電流の極性を正とすれば、斜線を施した負極性
の部分が充電電流となりこの両者の電流の平均値は零と
なる。このように３相交流電流’ｕ”ｖ”ｗと充放電電
流ｉ。とが第３図（ａ），（ｂ）に示されるような関係
Ｋなる理由は、負荷に供給される有効電力分は整流回路
１１、直流リアクトルｌ２を介して直接インパータ回路
１４に流れこみ、この量は一般的な動作ではほぼ一定の
直流値とみなせるため、フィルタコンデンサ１３が残シ
の無効電力分を調整するからである。フィルタコンデン
サ１３の電圧変動分はこの充放電電流値ｉ。
電圧変動を説明するだめの図である。第３図（ａ）はイ
ンパータ回路１４の出力３相交流電流’ｕ”ｖ”ｗの波
形を示す。第３図（ｂ）はこの電流を供給するフィルタ
コンデンサ１３がらの充放Ｗ，ｆｆｌ流ｉｃを示してお
シ、放電電流の極性を正とすれば、斜線を施した負極性
の部分が充電電流となりこの両者の電流の平均値は零と
なる。このように３相交流電流’ｕ”ｖ”ｗと充放電電
流ｉ。とが第３図（ａ），（ｂ）に示されるような関係
Ｋなる理由は、負荷に供給される有効電力分は整流回路
１１、直流リアクトルｌ２を介して直接インパータ回路
１４に流れこみ、この量は一般的な動作ではほぼ一定の
直流値とみなせるため、フィルタコンデンサ１３が残シ
の無効電力分を調整するからである。フィルタコンデン
サ１３の電圧変動分はこの充放電電流値ｉ。
とフィルタコンデンサ１３の容量とによって決る。
たとえば第３図（ｃ）に示されるように直流電圧Ｅｃが
高い場合には、相対的にこの変動分ｅ。が小さくなシ、
一般的な負荷では電圧一定として制御をおこなっても問
題はないが、直流電圧が低い場合やあるいは出力の交流
周波数は低くて一周期内にやりとシする無効電力量が大
きい場合には問題となる。すなわち第３図（ｄ）に示さ
れるように、相対的な変動分ｅ。が大きくなシ電圧値が
零までおちてしまう状態があるからである。
高い場合には、相対的にこの変動分ｅ。が小さくなシ、
一般的な負荷では電圧一定として制御をおこなっても問
題はないが、直流電圧が低い場合やあるいは出力の交流
周波数は低くて一周期内にやりとシする無効電力量が大
きい場合には問題となる。すなわち第３図（ｄ）に示さ
れるように、相対的な変動分ｅ。が大きくなシ電圧値が
零までおちてしまう状態があるからである。
このような運転状態でも一般に電圧制御回路や電流制御
回路は平均値制御をおこなっているため、その制御応答
にも関係するのであるが、通常は何ら問題なく動作する
。ところが出力電圧波形は第３図（ｄ）に示されるよう
に寸断された電圧波形となっているため、その時々の波
形に応じて高調波電流が増減するため負荷に対して性能
的あるいは熱的に悪影響を与える可能性がある。
回路は平均値制御をおこなっているため、その制御応答
にも関係するのであるが、通常は何ら問題なく動作する
。ところが出力電圧波形は第３図（ｄ）に示されるよう
に寸断された電圧波形となっているため、その時々の波
形に応じて高調波電流が増減するため負荷に対して性能
的あるいは熱的に悪影響を与える可能性がある。
本来出力電圧の相対的な変動分ｅ。が小さい場合には、
線間電圧は位相差が１２０°の矩形波で、高調波成分が
第５．７，１１．１３・・・次高調波で２０％，１４％
．９％，７チ・・・含まれる波形であるはずである。
線間電圧は位相差が１２０°の矩形波で、高調波成分が
第５．７，１１．１３・・・次高調波で２０％，１４％
．９％，７チ・・・含まれる波形であるはずである。
この高調波成分が出力電圧の変動分ｅ。のために変化し
てしまう。この対策として従来からフィルタコンデンサ
１３を低周波数の時の特性にあわせて大きく選定するこ
とがおこなわれてきた。しかし電圧型インパータでは元
来フィルタコンデンサ１３の外形およびコストがその装
置全体に対して占める割合が大きいため、コストがｉ％
＜なりしかも形状が大きくなってしまうという欠点を有
していた。
てしまう。この対策として従来からフィルタコンデンサ
１３を低周波数の時の特性にあわせて大きく選定するこ
とがおこなわれてきた。しかし電圧型インパータでは元
来フィルタコンデンサ１３の外形およびコストがその装
置全体に対して占める割合が大きいため、コストがｉ％
＜なりしかも形状が大きくなってしまうという欠点を有
していた。
また他の手段としてフィルタコンデンザ′屯圧の変動を
少なくするよう、第１図に示す電圧制御回路冴の応答を
早くする手段も請じられていたが、全体的なシステムと
して安定を取るためにはその制御応答に限界があった。
少なくするよう、第１図に示す電圧制御回路冴の応答を
早くする手段も請じられていたが、全体的なシステムと
して安定を取るためにはその制御応答に限界があった。
この発明の目的は構成があ壕り複雑でない制御回路を追
加することによシ、低周波数でも平滑回路電圧が断続す
ることなく、負荷に悪影響をおよ＼ ぼさない電力変換装置を提供するにある。
加することによシ、低周波数でも平滑回路電圧が断続す
ることなく、負荷に悪影響をおよ＼ ぼさない電力変換装置を提供するにある。
この発明では上記目的を達成するために、コンデンサを
含む平滑回路と、旭流基準信号と電流帰還信号との偏差
信号に応答して制御された可変電圧の直流電流を前記平
滑回路に供給する整流回路と、前記平滑回路に接続され
て直流から交流への変換をおこなうインパータ回路とか
らなる電力変換装置において、前記コンデンサ中を流れ
る充放電電流の大きさに相当する電気量を検出する検出
回路と、この検出回路の出力電気量を前記電流基準信号
に加算する手段とを設けたことを特徴とし１７！＋ｒＪ
’ｄｂＵ−／／ｂ６１（３ノている。
含む平滑回路と、旭流基準信号と電流帰還信号との偏差
信号に応答して制御された可変電圧の直流電流を前記平
滑回路に供給する整流回路と、前記平滑回路に接続され
て直流から交流への変換をおこなうインパータ回路とか
らなる電力変換装置において、前記コンデンサ中を流れ
る充放電電流の大きさに相当する電気量を検出する検出
回路と、この検出回路の出力電気量を前記電流基準信号
に加算する手段とを設けたことを特徴とし１７！＋ｒＪ
’ｄｂＵ−／／ｂ６１（３ノている。
以下この発明の実施例を詳細に説明するが、第１図に示
したと同一部分には同一符号を付しその説明は省略する
。
したと同一部分には同一符号を付しその説明は省略する
。
第４図はこの発明の第１の実施例を示したブロック図で
ある。第１図に示す従来の構成と異る点は、フィルタコ
ンデンサ１３の端子電圧を変圧器３２を介して検出し、
この信号を微分回路３３により微分したのち整流回路１
１の電流を制御する電流制御回路２７の電流基準値に加
算する手段を設けた点である。微分回路羽は演算増巾器
、コンデンサおよび抵抗器を用いることにより容易に実
現することができる。すなわち演算増巾器の入カインピ
ーダンスをコンデンサと抵抗器との直列回路により構成
し、ゲインを与えるインピーダンスを抵抗器によって構
成することによシ実現できる。
ある。第１図に示す従来の構成と異る点は、フィルタコ
ンデンサ１３の端子電圧を変圧器３２を介して検出し、
この信号を微分回路３３により微分したのち整流回路１
１の電流を制御する電流制御回路２７の電流基準値に加
算する手段を設けた点である。微分回路羽は演算増巾器
、コンデンサおよび抵抗器を用いることにより容易に実
現することができる。すなわち演算増巾器の入カインピ
ーダンスをコンデンサと抵抗器との直列回路により構成
し、ゲインを与えるインピーダンスを抵抗器によって構
成することによシ実現できる。
第４図の回路において、フィルタコンデンサＩ３の端子
電圧をＶ。，充放電電流をｉｃとすれば、という関係が
成シたつことから、検出されたフィルタコンデンサ１３
の電圧を微分することによりフィルタコンデンサ１３の
充放電電流ｉｃに比例した信号をめることができる０こ
の信号を整流回路１１から流れ出す電流が増加するよう
に電圧制御回路冴の出力に加算することによシ、有効電
力成分電流と無効電力成分電流とを同時に供給すること
ができる。このように電圧制御を介することなく補償を
おこなっているので、制御おくれなくフィルタコンデン
サ１３の電圧変動を小さくすることができる。したがっ
てたとえ低周波数の交流で負荷を駆動した場合でも出力
電圧の歪みが少なく負荷に性能的，熱的に悪影響をおよ
ほさない電力交換装置を実現することができる。
電圧をＶ。，充放電電流をｉｃとすれば、という関係が
成シたつことから、検出されたフィルタコンデンサ１３
の電圧を微分することによりフィルタコンデンサ１３の
充放電電流ｉｃに比例した信号をめることができる０こ
の信号を整流回路１１から流れ出す電流が増加するよう
に電圧制御回路冴の出力に加算することによシ、有効電
力成分電流と無効電力成分電流とを同時に供給すること
ができる。このように電圧制御を介することなく補償を
おこなっているので、制御おくれなくフィルタコンデン
サ１３の電圧変動を小さくすることができる。したがっ
てたとえ低周波数の交流で負荷を駆動した場合でも出力
電圧の歪みが少なく負荷に性能的，熱的に悪影響をおよ
ほさない電力交換装置を実現することができる。
第５図はこの発明の他の実施例を示すブロック図である
。この実施例では平滑回路の直流出力端の直流兄流を変
成器３５を介して検出し、この信号中からフィルタ回路
３６によシ直流成分を取り除いて電流制御回路苔の電流
基準値へ加算するようＫしている。フィルタ回路３６は
たとえば第６図に示すような演算増中器３６ｌ，コンデ
ンサ３６２，３６４，３６５および抵抗器３６３，３６
６をバイパスフィルタを構成するように接続することに
よシ実現できる。
。この実施例では平滑回路の直流出力端の直流兄流を変
成器３５を介して検出し、この信号中からフィルタ回路
３６によシ直流成分を取り除いて電流制御回路苔の電流
基準値へ加算するようＫしている。フィルタ回路３６は
たとえば第６図に示すような演算増中器３６ｌ，コンデ
ンサ３６２，３６４，３６５および抵抗器３６３，３６
６をバイパスフィルタを構成するように接続することに
よシ実現できる。
この第２の実施例ではフィルタコンデンサ１３の充放電
電流１ｃを有効電力成分電ぴｔと無効電力成分電流との
和として検出し、有効電力成分電流は直流量として除去
することにより、無効′龜力成分゛几流であるフィルタ
コンデンサ１３の充放電電流ｉ。
電流１ｃを有効電力成分電ぴｔと無効電力成分電流との
和として検出し、有効電力成分電流は直流量として除去
することにより、無効′龜力成分゛几流であるフィルタ
コンデンサ１３の充放電電流ｉ。
とじてめている。この信号を第１の実施例と同様に整流
回路１１から流れ出す電流に前向きの補償となるように
制御回路に加算することにより、同一の作用および効果
を得ることができる。
回路１１から流れ出す電流に前向きの補償となるように
制御回路に加算することにより、同一の作用および効果
を得ることができる。
この発明は第２図に示されるような一般的な電力変換回
路の主回路に適用できるだけでなく、第７図に示すよう
な交流電源に電力を回生できる整流回路１１１を持つ′
亀力変換装置にも適用でき、この場合にはさらにその効
果が顕著となる。これは有効電力成分電流が無効電力成
分電流のピーク値よりも小さい場合、一周期のある期間
が回生電流となるためである。したがって’ＩｆＬ源側
へこの回生電流をもどせばフィルタコンデンサｌ３の電
圧変動をますます小さく抑えることができる０またこの
発明社第８図に示すような両方向性チョツパ回路１１２
を有する電力変換装置に対しても適用することができる
。交流電源の代シに直流電源１０を用いて両方向性チョ
ツパ回路６２を介してコンデンサ１３に給電すれば、第
７図に示した回路の動作とまったく同様な動作がおこな
われる。
路の主回路に適用できるだけでなく、第７図に示すよう
な交流電源に電力を回生できる整流回路１１１を持つ′
亀力変換装置にも適用でき、この場合にはさらにその効
果が顕著となる。これは有効電力成分電流が無効電力成
分電流のピーク値よりも小さい場合、一周期のある期間
が回生電流となるためである。したがって’ＩｆＬ源側
へこの回生電流をもどせばフィルタコンデンサｌ３の電
圧変動をますます小さく抑えることができる０またこの
発明社第８図に示すような両方向性チョツパ回路１１２
を有する電力変換装置に対しても適用することができる
。交流電源の代シに直流電源１０を用いて両方向性チョ
ツパ回路６２を介してコンデンサ１３に給電すれば、第
７図に示した回路の動作とまったく同様な動作がおこな
われる。
以上実施例に基づいて詳細に説明したように、コンデン
サを含む平滑回路を有する電力変換装置において、この
コンデンサの充放電電流の大きさに相当する電気量を検
出し、この電気量を電流基準値の補正値として補償する
制御をおこなうことにより、低周波数による運転時でも
無効電力によるフィルタコンデンサの電圧変動を小さく
抑えることができるため、出力電圧波形の歪みによる負
荷への悪影響を防止することができる。また低周波数時
の電圧変動が小さいため、フィルタコンデンサの容量そ
のものを減少させることができるよ＋１ｕ＋ｉｕｇｌｌ
ｌｌＵυ▲＼一ｔノうＫなりコスト低減と外形縮少を割
ることができる。
サを含む平滑回路を有する電力変換装置において、この
コンデンサの充放電電流の大きさに相当する電気量を検
出し、この電気量を電流基準値の補正値として補償する
制御をおこなうことにより、低周波数による運転時でも
無効電力によるフィルタコンデンサの電圧変動を小さく
抑えることができるため、出力電圧波形の歪みによる負
荷への悪影響を防止することができる。また低周波数時
の電圧変動が小さいため、フィルタコンデンサの容量そ
のものを減少させることができるよ＋１ｕ＋ｉｕｇｌｌ
ｌｌＵυ▲＼一ｔノうＫなりコスト低減と外形縮少を割
ることができる。
第１図は従来の電力変換装置の一例を示すブロック図、
第２図は電力変換装置の整流回路およびインパータ回路
の代表的構成例を示す回路図、第３図は無効電力成分電
流によるフィルタコンデンサの電圧変動を説明する波形
図、第４図および第５図はこの発明の実施例を示すブロ
ック図、第６図は第５図の実施例中に用いられるフィル
タ回路の一例を示す回路図、第７図およひ弟８図はこの
発明が適用できる電力変換装置の他の主回路構成例を示
す図である。 １１・・・整流回路、１３・・・フィルタコンデンサ、
１４・・・インパータ回路、ｎ，２８・・・変圧器、２
３．２６・・・整流回路、瀾・・・電圧制御回路、ｎ・
・・電流制御回路、２９・・・位相制御回路、３２・・
・変圧器、３３・・・微分回路、あ・・・変流器、３６
・・・フィルタ回路。 −４４３−
第２図は電力変換装置の整流回路およびインパータ回路
の代表的構成例を示す回路図、第３図は無効電力成分電
流によるフィルタコンデンサの電圧変動を説明する波形
図、第４図および第５図はこの発明の実施例を示すブロ
ック図、第６図は第５図の実施例中に用いられるフィル
タ回路の一例を示す回路図、第７図およひ弟８図はこの
発明が適用できる電力変換装置の他の主回路構成例を示
す図である。 １１・・・整流回路、１３・・・フィルタコンデンサ、
１４・・・インパータ回路、ｎ，２８・・・変圧器、２
３．２６・・・整流回路、瀾・・・電圧制御回路、ｎ・
・・電流制御回路、２９・・・位相制御回路、３２・・
・変圧器、３３・・・微分回路、あ・・・変流器、３６
・・・フィルタ回路。 −４４３−
Claims (3)
- １．コンデンサを含む平滑回路と、電流基準信号と電流
帰還信号との偏差信号に応答して制御された可変電圧の
直流電流を前記平滑回路に供給する整流回路と、前記平
滑回路に接続されて直流から交流への交換をおこなうイ
ンパータ回路とからなる電力変撲装置において、前記コ
ンデンサ中を流れる充放電電流の大きさに相当する電気
量を検出する検出回路と、この検出回路の出力電気量を
前記電流基準信号に加算する手段とを設けたことを特徴
とする電力変換装置。 - ２．前記検出回路を、前記コンデンサの端子電圧を検出
する手段と、この検出された端子電圧を微分する微分回
路とで務成することを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の電力ｉ：換装置。 - ３．前記検出回路を、可変電圧の前記直流電流を検出す
る手段と、この検出された直流電流中の直流分を除去し
変動分のみを出力するフィルタ回路とで構成すること全
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58186276A JPH063992B2 (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58186276A JPH063992B2 (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6077681A true JPS6077681A (ja) | 1985-05-02 |
| JPH063992B2 JPH063992B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=16185458
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58186276A Expired - Lifetime JPH063992B2 (ja) | 1983-10-05 | 1983-10-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH063992B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6395855A (ja) * | 1986-10-08 | 1988-04-26 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐａｍ方式インバ−タ装置の電流制御回路 |
| EP2028755A3 (en) * | 2007-08-24 | 2015-08-05 | ABB Oy | Method and apparatus for stabilizing voltage of intermediate circuit of frequency converter |
| CN113972707A (zh) * | 2020-07-23 | 2022-01-25 | 比亚迪股份有限公司 | 车辆、能量转换装置及其控制方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57139290U (ja) * | 1981-02-24 | 1982-08-31 |
-
1983
- 1983-10-05 JP JP58186276A patent/JPH063992B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH063992B2 (ja) | 1994-01-12 |
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