JPS6395855A - Ｐａｍ方式インバ−タ装置の電流制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の属する技術分野〕 この発明はＰＡＭ方式インバータ装置の中間段直流電圧
出力用コンデンサの充放電電流制御回路に関する。 〔従来技術とその問題点〕 従来のこの種のＰＡＭ方式インバータ装置は第３図にそ
の回路図を示すものが知られている。すなわち交流入力
は整流用ダイオードブリッジ１に加えられ、その出力は
整流出力平滑用コンデンサ２で平滑され、平滑直流出力
は前記コンデンサ２の正極側に設けられたスイッチング
素子３とそれに並列に接続された転流ダイオード５とか
ら成る整流出力スイッチング回路に加えられる。該回路
の出力はスイッチング出力平滑用リアクト／Ｉ／８を経
由して出力コンデンサ９を充電する。前記整流出力スイ
ッチング回路出力側には転流ダイオード６を設けている
。ＰＡＭ方式インバータ回路１０は前記出力コンデンサ
９の端子電圧をその電源電圧として負荷の交流電動機１
１を可変速制御する。 電圧制御回路５０は電圧設定器３０により設定される重
犯出力コンデンサ９の端子電圧の目標値ＶＳとその実際
値ＶＣ２との差電圧（ＶＳ−ＶＣ２）の極性と大きさに
応じ

【通流率を指定した一定周波数のチョッピング信号
を前記スイッチング素子３に与えることにより前記出力
コンデンサ９の充電電流制御を行なっ【その端子電圧Ｖ
Ｃ２を制御するものである。 しかしながら上記従来手段においては、負荷交流電動機
の運転指令に関連して出される前記出力コンデンサ９の
端子電圧ＶＣ２の電圧変更指令特に降圧指令に対しては
コンデンサの端子電圧を決定するその保有電荷の放電電
路がインバータ回路１０と交流電動機１１とから成る前
記出力コンデンサ９の負荷回路のみであることと、また
該負荷回路の特性を積極的に制御することができないこ
とと、更に前記交流電動機１１の減速運転時該電動機か
らの回虫エネルギによりコンデンサ端子電圧の上昇が発
生することとを原因として前記電圧降圧指令に対する前
記端子電圧ＶＣ２の即応性と制御性の向上には限界があ
った。また通常インバータ装置による交流電動機の速度
制御において該電動機に加える電圧と周波数については
両者の比率を一定とする等の特定の関係を相互にもたせ
るが、例えば前記交流電動機として誘導電動機を使用し
て加速制御を行なう場合、印加周波数の増加が急速であ
れば加速の過渡時に滑りの増大に伴なう電動機電流の規
定値を超えた増加と共に電動機トルクの減少を招く危険
がある。従ってインバータ装置による交流電＃Ｊ８！の
円滑な速度制御のためにはその印加周波数の変更は電動
機電流がその規定値以下にありかつ円滑に変化している
状態で行なはれることが必要である。しかしながら前記
の如〈従来手段）こあっては負荷交流電動機電流に対応
する前記出力コンデンサ充放電電流の制御１ａ能をもた
ず従ってその出力電圧制御性能にも限界があり、そのた
め負荷交流１１ｃ動機の円滑な速度制御に問題があった
。 〔発明の目的〕 この発明は上記に鑑み従来手段に比してインバータ中間
段直流電圧の降圧特性の即応性と制御性の向上を計ると
共・こ前記中間段直流電圧出力コンデンサの充電及び放
電電流をそれぞれ独立に制御し得る回路を提供すること
を目的とする。 〔発明の要点〕 この発明は前記目的を達成するために、交流入力整流用
ダイオードブリッジと、整流出力平滑用コンデンサと、
整流出力スイッチング素子と、該スイッチング素子に並
列に接続された転流ダイオードと、該スイッチング素子
の出力側端子と前記ダイオードブリッジの負極端子との
間に接続されたスイッチング出力用転流ダイオードと、
スイッチング出力平滑リアクトルと、該り７クトルの出
力側に接続され前記スイッチング素子によりその充電電
流が従ってその端子電圧が制御される出力コンデンサと
、該出力コンデンサの端子電圧を電源として負荷の交流
電動機を可変速駆動するＰＡＨ方式インバータ回路とか
ら成るインバータ装置に虐いて、前記スイッチング出力
用転流ダイオードに並列に接続され前記出力コンデンサ
の放電電流を制御するスイッチング素子と、前記リアク
トルに直列に接続された直流電流検出器と、該電流検出
器により検出される前記出力コンデンサの充放電電流値
及び同コンデンサ端子電圧値を入力信号とし、該入力信
号諸量とそれらの目標設定値との比較演算を行ない、そ
の演算結果により前記２組のスイッチング素子を駆動し
て前記出力コンデンサの充放電電流を調整する電流制御
回路とを設け、該電流制御回路における前記出力コンデ
ンサの充放電電流それぞれの目標値を同コンデンサ端子
電圧の目標設定値とその実際値との差電圧に従って自動
的に変更設定するものであり、換言すればコンデンサ端
子電圧に対してその充放電電流による電圧垂下特性をも
たせると共にその充放電電流に対して任意可変の電流制
限制御を行なってその端子電圧の電圧制限動作を行なは
すものである。 すなわち出力コンデンサ端子電圧の前記電圧差とそれぞ
れ独自に設定された前記充放重電流の制限電流目標設定
値との差を演算し、前者が後者より小の場合は前記充放
電電流を前記電圧差に比例した値として前記出力コンデ
ンサ端子電圧の変動に順応させ、また逆に前者が後者よ
り大の場合には前記充放電電流をそれぞれその制限電流
目標設定値となして前記出力コンデンサ端子電圧もまた
定値化するものである。 上記のようにインバータ装置の中間段直流電圧出力コン
デンサの端子電圧とその充放電電流従ってインバータ負
荷電動機電流の相互関係を規定することによりインバー
タ装置によるその負荷電動機の加減速運転時の過渡的過
電流状態が回避できると共に前記負荷電動機の運転周波
数と一定の関係にあるその印加電圧すなわち前記出力コ
ンデンサ端子電圧の円滑な昇圧及び降圧制御ができるこ
とになり、インバータ装置によるその負荷電動機の円滑
な可変速制御が可能となった。 〔発明の実施例〕 以下この発明の実施例を図面により説明する。 第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図に対応する回路各部の動作波形図である。 なお第１図では第３図に示す従来技術の実施例の場合と
同一機能の構成要素に対しては同一の表示符号を附して
いる。 第１図は第３図に示す回路図において転流ダイオード６
に並列にトランジスタ式スイッチング素子４と、平滑用
リアクトル８に直列に直流電流検出器７と、電流制御回
路２０とを追加し、該電流制御回路２０によっ【トラン
ジスタ式スイッチング素子３及び４に対する制御信号を
与えることにより負荷交流電動機１１をｌＪ動するＰＡ
Ｍ方式方式インターフ回路の電源電圧を与えるインバー
タ中間段直流電圧出力コンデンサ９の端子電圧ＶＣ２と
その充電及び放電電流を前記電動機１１の加減速運転状
況に応じて制御するものである。この場合前記出力コン
デンサ９の充電電流側脚は前記スイッチング索子３によ
って行なはれ、また放電電流制御は前記スイッチング素
子４により行なはれ両スイッチング素子は同時に閉路す
ることのないように電気的にインターロックされている
。一般にコンデンサ端子電圧は該コンデンサに流入又は
流出する電流の時間積分値に比例するため前記スイッチ
ング素子３と４による前記出力コンデンサ９の充放電電
流制御は同時に該コンデンサ９の端子電圧ＶＣ２の電圧
制御にもなっている。第１図においてスイッチング素子
４による出力コンデンサ９の放電電流制御は次のように
行なはれる。すなわち電流制御回路２０により放電制御
指令が与えられるとスイッチング素子３は開略し同じく
スイッチング素子４は断続動作に入る。まづスイッチン
グ素子３が開略し同じくスイッチング素子４が閉路する
と、スイッチング素子３を流れていた電流の急激な消滅
に伴ない平滑用リアクトル８に逆起電力を発生するが、
該リアクトル８を通過する電流ＩＬ　は前記逆起電力の
時間的減衰と共に出力コンデンサ９の充電電圧によりそ
の通電方向を反転し該コンデンサ９の正極から前記リア
クトル８と、直流電流検出器７と、閉路中のスイッチン
グ素子４を通って出力コンデンサ９の負極へと還流する
。次に電流制御回路２０によりスイッチング索子４の断
続動作に対する通流時間指定が行なはれると該素子４は
開路しその瞬間前記リアクトル８には前記電流ＩＬ　の
環流を継続する方向に逆起電力が発生するが環流回路自
体は既に開路しているために前記環流は元の回路を流れ
得す、転流ダイオード５を通り電源側の整流出力平滑用
コンデンサ２に至る回路に転流する。この動作により出
力コンデンサ９の蓄積電荷はその放電電流となって電源
側の整流出力平滑用コンデンサ２へ移行するが該移行動
作はスイッチング素子４に対する前記放電制御指令の継
続する時間内の各スイッチングサイクル毎に繰り返され
その結果出力コンデンサ９の端子電圧ＶＣ２は該コンデ
ンサ９の総移行電荷量に従っ【低下する。またスイッチ
ング素子３の断続による出力コンデンサ９の充電′電流
制御すなわち該コンデンサ９の端子電圧ＶＣ２の昇圧制
御は電源側の整流出力平滑用コンデンサ２の蓄積電荷を
その端子電圧において低圧側にある出力コンデンサ９に
移行させるものであり電流制御回路２０からのスイッチ
ング素子３に対する断続指令により前記放電電流制御の
場合より簡易に行なはれる。 次に電流制御回路２０について説明する。該回路はスイ
ッチング素子３及び４に対する断続制御信号を与え出力
コンデンサ９の充放電電流制御を行なうこと番こより負
荷交流電動機１１に供給する電流及び電圧を制御するも
のであり第１図にその回路構成を示す。該１図に示す如
く正極性にて検出される出力コンデンサ９の端子電圧Ｖ
Ｃ２の検出電圧値と、電圧設定器３０により負極性信号
として与えられる前記端子電圧ＶＣ２の目標設定値ＶＳ
とはそれぞれ抵抗３３及び３４を通して合成比較され、
その比較結果は帰還用抵抗３９及びコンデンサ４３を有
する演算増巾器２１に加えられ、該増巾器２１の出力側
にその増巾率に従って増巾されかつ正負の極性が反転さ
れた電圧ｖ１　　として出力される。 直流電流検出器７により検出された平滑リアクトル８の
通過電流ＩＬ　の検出値ＶＬ　は、出力コンデンサ９に
対する充電電流時の極性を正極性として前記出力電圧Ｖ
１　　とそれぞれ抵抗３５及び３６を通して合成比較さ
れ、その比較結果は帰還用抵抗４０及びコンデンサ４４
を有する演算増巾器２４に加えられ、該増巾ｒｆ２４の
出力側にその増巾率に従って増巾されかつ正負の極性が
反転された電圧ｖ２　　として出力される。該出力電圧
ｖ２　は電圧比較器２５の反転入力端子（以後一端子と
称す）と電圧比較器２６の非反転入力端子（以後十端子
と称す）とに加えられる。電圧比較器２５の子端子には
負極性の基準三角波電圧が加えられ、また電圧比較器２
６の一端子には正極性の基準三角波電圧が加えられ、そ
れぞれの電圧比較器におい【前記電圧ｖ２　　とそれぞ
れの基準三角波電圧との比較演算が行なはれる。前記各
比較器の正常な比較動作は電圧比較器２５に対し前記電
圧ｖ２　が負極性の場合と、電圧比較器２６に対し前記
電圧ｖ２が正極性の場合とに行なはれ、それぞれ電圧差
に応じた巾をもつパルス列電圧を出力するが両電圧比較
器が同時に出力することはない。また前記電圧ｖ２　が
正極性の場合の電圧比較器２５の出力と、同じく負極性
時の電圧比較器２６の出力とは共にパルス波電圧とはな
らず一定の電源電圧となり電圧比較器本来の制御動作は
行なえない。前記電圧比較器２５及び２６のパルス列電
圧出力は次段ベース駆動回路２７及び２８にそれぞれ加
えられる。 該ベース駆動回路それぞれの出力はトランジスタ式スイ
ッチング素子３及び４の断続制御用ベース入力信号とな
る。 次に電流制御回路２０による出力コンデンサ９の充放電
電流制限制御について説明する。前記充電電流の制限電
流設定値Ｖ３Ｓは制限電流設定器３１により正極性信号
として演算増巾器２２の一端子に加えられ該増巾器２２
の子端子に加えられる前記電圧ｖ１　　と比較演算され
る。同様に放電電流の制限電流設定値Ｖ４Ｓは制限電流
設定器３２により負極性信号として演算増巾器２３の一
端子に加えられ該増巾器２３の子端子に加えられる前記
電圧Ｖ１　　と比較演算される。演算項１】器２２及び
２３は制限電流設定値Ｖ３ＳまたはＶ４Ｓと前記電圧Ｖ
１との比較演算結果の入力電圧が正極性の場合は正極性
電圧子ＶＣを出力し、同様に前記入力電圧が負極性の場
合は負極性電圧−ＶＣを出力する２位動作を行なう。演
算増巾器２２の入力電圧（Ｖｌ−Ｖ３Ｓ）が正極性とな
って該増巾器２２の出力電圧Ｖ３　が前記電圧＋ＶＣの
場合、該電圧＋ＶＣは抵抗３７とダイオード４５の直列
接続を通して演算増巾器２１の一端子に加えられ、前記
電圧信号ｖＳ　　とＶＣ２との合成比較電圧により決定
されていた該一端子の電位を正極側にステップ状に変化
させるように加算される。該加算信号は前記電圧信号Ｖ
Ｃ２の増加と等価であり演算増巾器２１に対する過度の
負帰還動作を行なうこととなって演算増巾器２１の出力
電圧ｖｉ　　を減少させ、その結果前記入力電圧（Ｖｌ
　−Ｖ３Ｓ）は負極性に反転し演算増巾器２２の出力電
圧Ｖ３　は負極性の−ｖｅ　に反転する。該出力電圧極
性反転の結果ダイオード４５の阻止作用により前記出力
電圧ｖ３　が＋ＶＣ時に行っていた演算増巾器２１への
過度の負帰還動作は解除され、該増巾器２１の出力電圧
Ｖ１　　は再び増加し始め、前記入力電圧（Ｖｌ　−Ｖ
３Ｓ　）の極性が再び正極性に反転して当初の状態に戻
る。この電圧ＶＩ　　の段階的変動サイクルは出力コン
デンサ９の充電が進みその端子電圧ＶＣ２が十分に大と
なって前記出力電圧Ｖ３　　Ｇこよる負帰還動作に影響
されることなく演算増巾器２１の出力電圧Ｖ１　　が定
常的に制限電流設定値Ｖ３Ｓより小となる迄該設定値Ｖ
３Ｓを中心に継続する。また演算増巾器２３の入力電圧
（Ｖｌ　−Ｖ４Ｓ）が負極性となって該増巾器２３の出
力電圧Ｖ４　が−Ｖｅ　　となった場合の演算増巾器２
１に対する負帰還動作は出力コンデンサ９の端子電圧Ｖ
Ｃ２の減少と等価のものとして前記設定値Ｖ４Ｓを中心
に断続的に繰り返され、その動作モードは前記の電圧ｖ
１　　増加時と同様である。 前記の如く制御された演算増巾器２１の出力電圧ｖ１　
　は直流電流検出器７により検出された平滑用リアクト
ル８の通過電流ＩＬ　すなわち出力コンデンサ９の充放
電電流の目標設定値となり、負荷交流電動機１１の運転
状態に応じて自動的に変更される。すなわち前記電圧Ｖ
１　　が制限電流設定値Ｖ３ＳまたはＶ４Ｓより小の場
合は前記電圧ｖ１　　は前記電圧設定値ＶＳ　　と前記
端子電圧ＶＣ２の差に比例し、また前記電圧Ｖ１　　が
前記設定値Ｖ３ＳまたはＶ４Ｓより大の場合は前記電圧
ｖ１　　はその平均値が前記設定値Ｖ３ＳまたはＶ４Ｓ
に等しくなるように定値化される。このように前記電圧
ｖ１　　のとるさまざまな値に応じて前記電流ＩＬ　が
制御されることになる。なお上記説明において各目標設
定値ＶＳ１Ｖ３Ｓ及びＶ４Ｓは第１図に示す通りそれぞ
れの設定器により手動にて設定変更を行なうことにして
いるが、他の自動設定回路によって負荷交流電動機１１
の運転プログラムに従って前記諸設定値を自動的に変更
することは勿論可能である。 次に第２図に示す第１図回路図各部の動作波形図につい
て説明する。モード１は出力コンデンサ９が無電圧の状
態から起動しその設定電圧に到達する迄のインバータ装
置の起動状態に対応し、モード２はモード１完了後負荷
交流電動機１１を起動した場合の該モータ所要パワーと
インバータ装置出力パワー増加時の各部動作に対応し、
モード３は負荷電流制限動作時の各部動作に対応し、モ
ード４及び５はモード２及び３にそれぞれ対応して制限
電流設定値変更時の各部動作を示すものである。 モード１において、図（イ）に示す如く出力コンデンサ
９の端子電圧ＶＣ２の設定値ＶＳ　　を設定しインバー
タ装置を無負荷起動すると、前記電圧ＶＳとＶＣ２との
差電圧すなわち演算増巾器２１の入力電圧は起動瞬時を
最大として前記電圧ＶＣ２の増大と共に減少するが、成
る時間を経過する迄は前記増巾器２１の出力電圧Ｖ１　
　が前記制限電流設定値Ｖ３Ｓ１　　より大きいため負
荷電流ＩＬ　は電流制限制御を受け、該負荷電流ＩＬ　
の目標値となる前記電圧ｖ１　　は図（ハ）に示す如く
その平均値が前記設定電圧Ｖ３Ｓ１　　になるように断
続生成される。この時の演算増巾器２１に対する過度の
負帰還電圧となる演算増巾器２２の出力電圧Ｖ３　　の
変化を図（ニ）に示し、前記電圧ｖ１　　と負荷電流Ｉ
Ｌ　　の検出電圧ＶＬ　　の差電圧を入力とする演算増
巾器２４の出力電圧ｖ２　　と基準三角波電圧の変化を
図（ホ）に示す。前記電圧ｖ２　　と基準三角波電圧の
比較演算を行う電圧比較器２５の出力を増巾し充電用ス
イツチング素子３のベース入力を与えるペース駆動回路
２７のパルス状出力信号ＢＤＳの変化を図（へ）に示す
。該入力信号ＢＤＳを受けて前記スイッチング素子３が
断続動作することにより負荷電流ＩＬ　　すなわち出力
コンデンサ９の充電電流の平均値は図（ト）に示すよう
に一定値で推移し、該充電電流の積分値としての出力コ
ンデンサ９の端子電圧ＶＣ２は図（ロ）に示す如く直線
的に増加する。該電圧ＶＣ２の時間的増大と共に前記電
圧Ｖ１が減少し前記設定電圧Ｖ３Ｓ１　　以下になると
前記電流制限制御は解除され、前記負荷電流ＩＬ　は前
記電圧ＶＳ　　とＶＯ２との差電圧をこ比例する電流設
定電圧Ｖ１　　に従って変化する。前記電圧ＶＣ２がそ
の設定値ＶＳ　　に等しくなると前記の諸量ｖ１、ｖ２
及びＩＬ　はそれぞれ零となり出力コンデンサ９の充電
は完了しモード１は終了する。次にモード１の終了と兵
舎こ負荷電動機１１の運転を行なうモード２が開始され
ると、出力コンデンサ９の充電電荷は前記電動機１１へ
の供給電流となって放電され、出力コンデンサ９の端子
電圧ＶＣ２は低下し始め、該電圧低下に従って再び前記
電圧Ｖ１　及びＶ２　が生成し前記負荷電流ＩＬ　　も
流れ始める。この場合の負荷電流ＩＬ　には出力コンデ
ンサ９Ｑ二対する充電電流と前記電動機１１に対する供
給電流の両者が含まれ、該電流ＩＬ　　と前記電圧ＶＳ
　及びＶＯ２との間にはＶＯ２＝　ＶＳ　−Ｋ−ＩＬに
より示される垂下特性を持つ関係が成り立つ。但し前記
には定数である。前記電動機１１の所要パワーｈの増大
と共に前記負荷電流ＩＬ　　も増加するが該電流ＩＬ　
Ｑ値が前記制限電流設定値Ｖ３Ｓ１　　に至ったモード
３におい【はモード１におけると同様の電流制限制御を
受け、前記電流ＩＬ　　はその設定値Ｖ３Ｓ１　　に保
持され従って前記電圧ＶＣＱも一定値となるがその値は
前記電圧垂下特性に従ってその電圧設定値ＶＳよりも小
となる。モード４は前記電動機１１加逮時の負荷電流Ｉ
Ｌ　の制限電流設定値を前記Ｖ３Ｓ１より大きいＶ３Ｓ
２　　に変更した場合の負荷電流ＩＬの増加に伴う各部
動作模様を示すものであり、前記設定値変更に伴う賂変
動はモード５に至ってそれぞれ一定値に落付き前記変更
操作を完了する。 〔発明の効果〕 上記のようにこの発明はインバータ装置の中間段直流電
圧出力コンデンサの充放電電流をそれぞれ別個に制御可
能としたことにより負荷交流電動機の加減速運転時、該
電動機に対する印加電圧及び通電電流相互の関係を即応
的に最適制御できるようになり、従って前記電動機の円
滑且つ安全な可変速運転を可能としたものである。また
前記電動機の加速運転時の電源からの供給エネルギ量と
減速運転時の電動ｌからの回生工専ルギ量は異るため前
記出力コンデンサの充放電電流を制御する２組のスイッ
チング素子に関してその電流及び電圧定格容量をそれぞ
れ独自に最適に選定できる経済性を有するものでもある
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図に対応する回路各部の動作波形図、第３図は従来技術
を示す回路図である。なお第１図と第３図１こおいて同
一機能の構成要素に対しては同一の表示符号を附してい
る。 １・・整流用ダイオードブリッジ、２・・平滑用コンデ
ンサ、３．４・・スイッチング素子、５・　６°。 転流ダイオード、７・・直流電流検出器、８・・平滑用
リアクトル、９・・出力コンデンサ、１０・・ＰＡＨ方
式方式インターフ回路１・・交流電動機、２０・・電流
制御回路、２１．２２．２３．２４・・演算増巾器、２
５．２６・・電圧比較器、２７．２８・・ペース駆動回
路、３０・・電圧設定器、３１．３２・・制限電流設定
器、３３．３４．３５．３６．３７．３８．３９．４０
．４１．４２・・抵抗、４３゜４４・・コンデンサ、４
５．４６・・ダイオード、５０・・電圧制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）交流入力整流用ダイオードブリッジと、該ダイオー
   ドブリッジに並列に接続された整流出力平滑用コンデン
   サと、該コンデンサの正極側に接続された整流出力スイ
   ッチング素子と、該スイッチング素子に並列に接続され
   た転流ダイオードと、該スイッチング素子の出力側端子
   と前記ダイオードブリッジの負極端子との間に接続され
   たスイッチング出力用転流ダイオードと、前記スイッチ
   ング素子の出力側端子において該スイッチング素子と直
   列に接続されたスイッチング出力平滑用リアクトルと、
   該リアクトルの出力側端子と前記ダイオードブリッジの
   負極端子との間に接続され前記スイッチング素子により
   その充電電流に従ってその端子電圧を制御される出力コ
   ンデンサと、該コンデンサの端子電圧を電源として負荷
   の交流電動機を駆動するＰＡＭ方式インバータ回路から
   成るインバータ装置において、前記スイッチング出力用
   転流ダイオードに並列に接続され前記出力コンデンサの
   放電電流を制御するスイッチング素子と、前記平滑用リ
   アクトルに直列に接続された直流電流検出器と、該検出
   器により検出される前記平滑用リアクトルの通過電流す
   なわち前記出力コンデンサの充放電電流値及び同コンデ
   ンサの端子電圧値を入力信号として該入力信号諸量とそ
   れぞれの目標設定値との比較演算を行ない、その演算結
   果により前記２組のスイッチング素子を駆動して前記出
   力コンデンサの充放電電流を調整する電流制御回路とを
   備え、該制御回路において前記出力コンデンサの充放電
   電流それぞれの目標値を、同コンデンサの端子電圧の目
   標設定値とその実際値との電圧差が前記充放電電流それ
   ぞれの制限電流目標設定値より小の場合は前記電圧差に
   比例した値として自動設定して前記出力コンデンサ端子
   電圧の変化に追従変化させ、また前記電圧差が前記制限
   電流目標設定値より大の場合は前記電圧差に無関係にそ
   れぞれ前記制限電流目標値とするように電流設定値の自
   動変更を行なうことを特徴とするＰＡＭ方式インバータ
   装置の電流制御回路。