JPH07106067B2 - Ｐａｍ方式インバ−タのチヨツパ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 この発明は交流を整流しその出力をスイッチング制御す
ることにより可変直流電圧を得るインバータ用チョッパ
回路に関する。

〔従来技術とその問題点〕

従来のこの種インバータの直流電圧可変制御手段は、第
３図にその回路図を示すものが知られている。すなわち
交流入力は整流回路１に加えられ、その出力は整流出力
平滑コンデンサ２で平滑され、平滑された直流出力は前
記コンデンサ２の正極側に設けられたスイッチング素子
５とそれに並列のフリーホイールダイオード８より成る
整流出力スイッチング回路に加えられる。このスイッチ
ング回路出力は平滑リアクトル４を経由して平滑コンデ
ンサ３を充電する。このコンデンサ３はチョッパ回路の
可変直流電圧の出力段コンデンサでもあり、その端子電
圧は次段の直流−交流変換部の電源電圧となる。整流出
力スイッチング回路出力側にはフリーホイールタイオー
ド７を設けている。チョッパ制御回路９はスイッチング
素子５に対する開閉制御信号を与えるものであり、チョ
ッパ回路の直流出力電圧すなわちコンデンサ３の端子電
圧V_C2とその設定値V_Sとの差（Vs−Vc₂）の極性と大きさ
に応じて通流率を指定した一定周波数のチョッピング信
号すなわちスイッチング素子５に対す開閉制御信号生成
回路である。

しかしながらこの方法では直流出力電圧を決定するコン
デンサ３の電荷に関して、直流電圧昇圧指令時の電荷増
加の応答性については問題はないが、直流電圧降圧指令
時の電荷放電について、整流出力スイッチング素子５を
開路してコンデンサ３への充電を停止すると共にその既
存電荷をインバータ負荷を通して放電させる方法がとら
れており、従って直流出力電圧の降圧応答性は電荷の負
荷を通して放電特性に依存することになり、応答性に限
界があると共に制御性に問題があった。またインバータ
負荷がモータの場合、モータ側からのエネルギー回生を
受けるとコンデンサ３の電圧が上昇するため前記電圧効
果指令に対する出力電圧応答は益々悪化し、更にこの応
答性を積極的に制御することが出来ないために、電圧と
周波数の比を一定に保持してのインバータによるモータ
の急減速制御を困難していた。

〔発明の目的〕

この発明は、上記に鑑み従来方法に比してインバータの
直流電圧降圧特性の応答性と制御性を大巾に改善し得る
回路を簡単且つ安価に提供することを目的とする。

〔発明の要点〕

この発明は前記目的を達成するために、交流入力の整流
回路と、整流出力平滑コンデンサと、整流出力スイッチ
ング回路と、スイッチング出力用フリーホイールダイオ
ードと、スイッチング出力平滑用リアクトル及びコンデ
ンサより成るPAM方式インバータの可変直流電圧発生用
チョッパ回路において、前記フリーホイールダイオード
に並列に前記スイッチング出力平滑用コンデンサの電荷
移行用のスイッチング回路を設け、チョッパ回路の直流
出力電圧がその設定値より高い場合に限り、前記整流出
力スイッチング回路を開路させると共に前記電荷移行用
のスイッチング回路に対し、前記設定電圧と直流出力電
圧との差電圧と、所要の電圧応答性と、回路制約条件等
により決定される最適の周波数およびその通流率制御に
よるチョッピング動作を行わせることによりインバータ
チョッパ回路のスイッチング出力平滑用コンデンサ、す
なわち直流出力段コンデンサから電源側の整流出力平滑
コンデンサへの急速な電荷移行制御を行い、その結果と
して直流出力電圧降圧制御時の即応制御を行うものであ
る。

すなわち、整流出力スイッチング回路出力側のフリーホ
イールダイオードに並列に入れた前記電荷移行用スイッ
チング回路により整流出力スイッチング回路出力側の平
滑リアクトルと平滑コンデンサから成る断続可能な閉回
路を形成し、直流電圧降圧指令時にはこの閉回路への前
段整流出力スイッチング回路からの充電入力を断つと共
に前記新設のスイッチング回路を前記の周波数及び通流
率で開閉させると、直流出力段コンデンサ電荷は放電電
流となって前記閉回路中を断続させながら還流する。こ
の還流放電電流が断状態となる瞬間に前記平滑リアクト
ル部にはこの還流を継続させる方向に電流の時間変化率
に比例する逆起電力が発生する。しかし同時に前記閉回
路は開路されるため還流放電電流は元の閉回路を流れ得
ず、前記平滑リアクトルの逆起電力によりこの閉回路前
段の整流出力平滑コンデンサ回路へ転流させられる。す
なわちコンデンサ間の電荷移行が行はれる。

コンデンサ端子電圧はその蓄積電荷量に比例するため電
荷放出側コンデンサ、すなわち直流出力段コンデンサ端
子電圧は低下する。この場合の電荷移行量は前記電荷移
行用スイッチング回路のチョッピング周波数及び通流率
の２つのパラメータに依存するが何れも制御可能であ
る。更にこの場合、電荷移行原動力がリアクトルの逆起
電力であるために、電荷放出側コンデンサ電圧が電荷受
入側コンデンサ電圧より高い必要はなく、従って直流回
路における低圧側コンデンサから高圧側コンデンサへの
電荷移行が可能となる。

この発明は前述の動作原理に基いたコンデンサ間電荷の
移行制御により直流回路コンデンサの端子電圧降圧制御
を行うものであり、インバータのチョッパ回路直流出力
電圧の昇降圧制御特性の不平衡を解消し、総合的な電圧
制御性の大巾な向上を可能とするものである。

〔発明の実施例〕

以下この発明の実施例を図面により説明する。

第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図に対応する回路各部の動作を示す波形図である。また
第１図では、第３図に示す従来技術の実施例の場合と同
一機能の構成要素に対しては同一の表示番号を附してい
る。

第１図は第３図のフリーホイールダイオード７に並列に
スイッチング回路６を追加する共に、チョッパ制御回路
９の機能を拡大し、前記スイッチング回路６に対しスイ
ッチング回路５の動作と関連した開閉制御信号を与える
ようにしたものである。なお第１図はスイッチング回路
５及び６に対して同一のチョッピング周波数を適用した
場合を示す。

すなわち第１図において、チョッパ制御回路９はチョッ
パ回路の直流出力電圧である平滑コンデンサ３の端子電
圧Vc₂とその設定値Vsその差電圧（Vs−Vc₂）を演算い、
その極性が正の場合はスイッチング回路５に対し10KHz
のチョッピング信号Sig−Ａを与え、また負の場合はス
イッチング回路６に対し同く10KHzのチョッピング信号S
ig−Ｂを与えると共に、これら両信号によりスイッチン
グ回路５及び６それぞれに対して前記電圧差の絶対値|V
s−Vc₂|の大きさに応じたチョッピングの通流率指定を
行い、且つスイッチング回路５及び６の同時閉路による
電源短絡を避けるように前記両信号Sig−Ａ及びSig−Ｂ
の相互インターロックを行うものである。

第２図は第１図に示す回路において、ある定常状態から
電圧設定値Vcを下げた場合の回路各部の動作波形を示す
ものである。

以下第１図の回路動作を第２図に従って説明する。なお
前記Vs及びVc₂について第２図のモード（１）及びモー
ド（２）に対応して添字１及び２を附す。

第２図においてモード（１）の期間は出力電圧（Vc₂₁）
＝設定電圧（Vs₁）の定常状態である。モード（２）の
期間は時刻t₁において電圧設定値をモード（１）の場合
の1/2、すなわちVs＝Vs₂＝Vs₁/2に下げた場合の応答模
様である。この変更の瞬間電圧差（Vs−Vc₂）はVs₂−Vc
₂₂＝Vs₁/2−Vc₂₁＜０となるためスイッチング回路５に
対するSig−Ａは開路継続信号となり、またスイッチン
グ回路６に対する信号Sig−Ｂは電圧差|Vs₂−Vc₂₂|の大
きさに応じて通流率の変化する10KHzのチョッピング信
号となる。信号Sig−Ａによりスイッチング回路５が開
路し、信号Sig−Ｂによりスイッチング回路６が閉路す
ると、平滑リアクトル４を通過する電流i_Lは、スイッチ
ング回路５を通過していた電流の急激な消滅に伴う平滑
リアクトル４の逆起電力の減少と共にコンデンサ３の充
電々圧によりその方向を反転し、コンデンサ３の正極か
ら平滑リアクトル４及びスイッチング回路６を通りコン
デンサ３の負極へと還流する。次に信号Sig−Ｂの通流
時間指定によりスイッチング回路６が開路すると、その
瞬間平滑リアクトル４には前記i_Lの還流を継続する方向
に逆起電力を発生するのが同時に還流回路も開路するた
めi_Lの還流は元の回路を流れ得ず、フリーオイールダイ
オード８を通り電源側の整流出力平滑コンデンサ２に至
る回路に転流する。これによりコンデンサ３の電荷エネ
ルギーはコンデンサ２へと移行、すなわち回生される。
この時の電荷移行量に従ってコンデンサ３の端子電圧Vc
₂は低下する。

スイッチング回路６は信号Sig−Ｂの10KHzチョッピング
信号により開閉動作を繰り返すために、前記のコンデン
サ間電荷移行も回路チョッピングのたびに繰り返され、
その結果直流出力電圧Vc₂₂は新設定値Vs₂に急速に近付
くことになる。モード（３）はモード（２）における電
圧変更制御が完了しVc₂₂＝Vs₂となった状態に対応し、
信号Sig−Ｂは開路信号となりスイッチング回路６はチ
ョッピング動作を中止して開路継続状態に入る。

上記の場合と反対に電圧設定値Vsを上げるかまたはイン
バータ負荷変動による直流出力電圧Vc₂が低下した場合
にはVs−Vc₂＞０となり、スイッチング回路５は信号Sig
−Ａによる10KHzのチョッピング状態に入り、スイッチ
ング回路６は信号Sig−Ｂにより開路継続状態に入り、
その結果直流出力電圧は上昇し急速に設定値に近付くこ
とになる。

上記のように制御信号Sig−Ａによるスイッチング回路
５の動作は主として出力電圧Vc₂昇圧に係り、同様にSig
−Ｂによるスイッチング回路６の動作はその降圧に係る
ものである。両者の併用による直流出力電圧Vc₂の昇降
圧制御性の向上は、電圧設定値の変更時のみでなく、設
定値一定でインバータ負荷変動に基く直流出力電圧変動
時にも全く同様に行われる。

〔発明の効果〕

上記のようにこの発明では、インバータチョッパ回路に
おける直流コンデンサ間電荷移行用スイッチング回路を
設けたことにより、その直流出力電圧降圧特性の制御可
能な状態での即応化が簡易に実現できると共に前記チョ
ッパ回路の直流出力電圧可変制御に関して、従来方式に
おける電圧昇降圧制御性の不平衡を大巾に改善できる。

またインバータによるモータ制御の場合には電圧と周波
数の比率一定の関係を保ちながらモータの急減速制御を
行い得る最良の方法を提供できる。

更にこの回路にモータ制動抵抗を接続する場合、従来方
式では電圧が低圧から大巾に変動する直流出力段コンデ
ンサすなわちスイッチング出力平滑用コンデンサに並列
に接続せざるを得なかったが、この発明によりコンデン
サ間電荷の急速移行は可能になったため直流出力段コン
デンサ電圧に比して全般的に高電圧であり且つ比較的安
定している電源側の整流出力平滑コンデンサに並列に接
続可能となり、より大きな制動トルクを簡易に得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図に対応する回路各部の動作波形を示す説明図、第３図
は従来技術を示す回路図である。 １……整流回路、2,3……平滑コンデンサ、４……平滑
リアクトル、5,6……スイッチング回路、7,8……フリー
ホイールダイオード、９……チョッパ制御回路、10……
電圧設定器、11……モータ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流入力の整流回路と、整流出力平滑コン
   デンサと、整流出力スイッチング回路と、スイッチング
   出力用フリーホイールダイオードとスイッチング出力平
   滑用リアクトル及びコンデンサより成るPAM方式インバ
   ータの可変直流電圧発生用チョッパ回路において、前記
   フリーホイールダイオードに並列に前記スイッチング出
   力平滑用コンデンサの電荷移行用のスイッチング回路を
   設け、チョッパ回路の直流出力電圧がその設定電圧より
   高り場合に限り、前記整流出力スイッチング回路を開路
   させると共に前記電荷移行用のスイッチング回路に対
   し、前記設定電圧と直流出力電圧との差電圧と、所要の
   電圧応答性と、回路制約条件等により決定される最適の
   周波数およびその通流率制御によるチョッピング動作を
   行わせることを特徴とするPAM方式インバータのチョッ
   パ回路。